JP5673818B2

JP5673818B2 - 分波器

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Publication number: JP5673818B2
Application number: JP2013520479A
Authority: JP
Inventors: 康政谷口
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2011-06-17
Filing date: 2012-05-16
Publication date: 2015-02-18
Anticipated expiration: 2032-05-16
Also published as: DE112012002502T5; JPWO2012172909A1; CN103597744B; WO2012172909A1; DE112012002502B4; CN103597744A

Description

本発明は、通過帯域が異なる複数の信号を分波する分波器に関し、より詳細には、アンテナ端子に、ローパスフィルタ及びＬＣフィルタからなるハイパスフィルタが接続されている分波器に関する。

近年、携帯電話機は複数の移動体通信システムに対応すると同時に、ＧＰＳ、近距離無線通信、モバイルテレビなどの機能も備えている。このような多機能携帯電話機では、周波数帯が異なる複数の送受信信号を取り扱うが、アンテナは可能な限り共用される。従って、複数の送受信信号を分波し得る分波器が求められている。

例えば、下記の特許文献１には、アンテナ端子にハイパスフィルタと、ローパスフィルタとを並列接続してなるダイプレクサが開示されている。このダイプレクサでは、ハイパスフィルタは、高周波数帯の送受信信号を通過させ、低周波数帯の送受信信号を減衰させる。他方、ローパスフィルタは、低周波数帯の送受信信号を通過させ、高周波数帯の送受信信号を減衰させる。ここでは、ハイパスフィルタ及びローパスフィルタは、いずれも、インダクタとコンデンサとを含むＬＣフィルタにより構成されている。

他方、下記の特許文献２には、アンテナ回路に以下の分波回路が接続されている。この分波回路は、第１の周波数帯の高周波信号を取り出すローパスフィルタと、第１の周波数帯よりも高い第２の周波数帯の高周波信号を取り出すミッドパスフィルタ回路と、第２の周波数帯よりも高い第３の周波数帯の高周波信号を取り出すハイパスフィルタとを有する。このローパスフィルタ、ミッドフィルタ及びハイパスフィルタは、いずれも、インダクタとコンデンサとからなるＬＣフィルタにより構成されている。なお、特許文献２では、これらのフィルタに、さらに弾性表面波フィルタからなるデュプレクサを接続した回路構成が開示されている。

また、下記の特許文献３には、アンテナ端子にダイプレクサが接続されており、ダイプレクサにさらに、ノッチフィルタが接続されているマルチバンドアンテナスイッチ回路が開示されている。このマルチバンドアンテナスイッチ回路では、ダイプレクサはローパスフィルタ及びハイパスフィルタを有する。このハイパスフィルタ及びローパスフィルタは、いずれもインダクタとコンデンサからなるＬＣフィルタにより構成されている。同様にノッチフィルタもＬＣフィルタにより構成されている。

ＷＯ２００８／０８８０４０号公報特開２００６−８６８７１号公報特開２００３−１３３９８９号公報

特許文献１〜３においては、ローパスフィルタ及びハイパスフィルタが、ＬＣフィルタにより構成されている。また、ノッチフィルタなどもＬＣフィルタで構成されている。そのため、フィルタ特性の急峻性を高めることが困難であった。

本発明の目的は、ローパスフィルタとハイパスフィルタとを備え、ハイパスフィルタの通過帯域内において、部品点数を増大させることなく、かつ大型化を招くことなく、急峻性に優れた阻止帯域を構成することが可能とされている分波器を提供することにある。

本発明に係る分波器は、アンテナ端子と、第１受信端子および第２受信端子と、前記アンテナ端子と第１受信端子との間に接続されており、第１の通過帯域を有するローパスフィルタと、前記アンテナ端子と第２受信端子との間に接続されており、前記第１の通過帯域よりも高周波側に位置する第２の通過帯域を有するハイパスフィルタと、前記ハイパスフィルタに直列に接続されており、前記第２の通過帯域内に位置しており、前記第２の通過帯域よりも周波数幅が狭い阻止帯域を有する弾性波トラップフィルタとを備えられている。前記弾性波トラップフィルタが、入力端と出力端とを結ぶ直列腕と、前記直列腕とグラウンド電位との間に接続されている複数の並列腕と、前記複数の並列腕にそれぞれ接続されている弾性表面波共振子からなる複数の並列腕共振子と、前記直列腕において互いに直列に接続されている弾性表面波共振子からなる複数の直列腕共振子と、互いに直列に接続され、前記複数の直列腕共振子に並列に接続されている複数のインダクタとを有するラダー型回路構成であって、前記入力端側の初段の共振子が、前記第１の通過帯域に共振周波数が位置している並列腕共振子であり、前記弾性波トラップフィルタのインピーダンス特性において、前記阻止帯域の周波数範囲内に入力側インピーダンスの実部が５０Ωよりも小さく、虚部が０となる点が存在する。

本発明に係るさらに他の特定の局面では、前記弾性波トラップフィルタが、前記分波器のアンテナ端子と前記ハイパスフィルタとの間に接続されている。

本発明の分波器によれば、ハイパスフィルタにより形成される第２の通過帯域内に位置している阻止帯域を有する弾性波トラップフィルタがハイパスフィルタに直列に接続されているため、第２の通過帯域内に狭い阻止帯域を形成することができる。しかも、該阻止帯域が弾性波トラップフィルタにより形成されているので、部品点数の増大及び大型化を招くことなく、急峻性に優れた阻止帯域を形成することが可能となる。

図１は、本発明の一実施形態にかかる分波器の回路図である。図２は、図１の分波器において用いられている弾性波トラップフィルタの回路図である。図３は、図１に示した実施例の分波器におけるローパスフィルタ側の通過特性を示す図である。図４は、図１に示した実施例の分波器におけるハイパスフィルタ側の通過特性を示す図である。図５は、図１に示した実施例で用いられている弾性波トラップフィルタのインピーダンススミスチャートを示す図である。図６は、本発明の分波器で用いられる弾性波トラップフィルタの変形例を示す回路図である。図７は、図６に示した弾性波トラップフィルタのインピーダンススミスチャートを示す図である。図８は、図６に示した弾性波トラップフィルタを用いた本発明の他の実施例の分波器におけるローパスフィルタ側の通過特性を示す図である。図９は、図６に示した弾性波トラップフィルタを用いた本発明の他の実施例の分波器におけるハイパスフィルタ側の通過特性を示す図である。

以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。

図１は、本発明の一実施形態にかかる分波器の回路図である。

本実施形態の分波器が必要とされる多機能携帯電話として、例えば、ワンセグ用チューナーを搭載した携帯電話機がある。このような携帯電話機は、ＵＨＦ帯、特に４７０〜７１０ＭＨｚ帯で地上波デジタル放送（ＩＳＤＢ−Ｔ）を受信している。もっとも、アナログ放送の停止に伴い、ＶＨＦ帯、すなわち２０７．５〜２２０ＭＨｚも携帯電話機などの移動体通信端末向け地上波デジタル放送（ＩＳＤＢ−Ｔｍｍ）に用いられる予定となっている。ＩＳＤＢ−Ｔと、ＩＳＤＢ−Ｔｍｍとはアンテナが共用される可能性がある。従って、ＩＳＤＢ−Ｔ及びＩＳＤＢ−Ｔｍｍのように周波数帯が異なる複数の地上波デジタル放送を受信する場合、同一のアンテナから入力される複数の受信帯信号を分波する分波器が必要となる。

また、ワンセグ用チューナーにとって、移動体通信システムの送信帯信号、すなわち８３０〜８４５ＭＨｚの信号が妨害波となる。従って、ＩＳＤＢ−Ｔ及びＩＳＤＢ−Ｔｍｍの受信帯信号を分波する分波器において、送信帯信号すなわちＴｘ帯信号を除去する必要がある。

本実施形態の分波器１は、ＩＳＤＢ−Ｔｍｍの受信帯信号を通過させ、ＩＳＤＢ−Ｔの受信帯信号を減衰させるローパスフィルタ２と、ＩＳＤＢ−Ｔの受信帯信号を通過させ、ＩＳＤＢ−Ｔｍｍの受信帯信号を減衰させるハイパスフィルタ３とを備える。すなわち、ローパスフィルタ２は、２０７．５〜２２０ＭＨｚを通過帯域（第１の通過帯域）とする帯域フィルタであり、ハイパスフィルタ３は、４７０〜７１０ＭＨｚを通過帯域（第２の通過帯域）とする帯域フィルタである。

アンテナ端子４にローパスフィルタ２の一端が接続されている。ローパスフィルタ２の他端は、第１受信端子５に接続されている。すなわち、ローパスフィルタ２はアンテナ端子４と第１受信端子５との間に接続されている。

ハイパスフィルタ３の一端がアンテナ端子４に接続されている。ハイパスフィルタ３の他端は、弾性波トラップフィルタ６の一端に接続されている。弾性波トラップフィルタ６の他端は、第２受信端子７に接続されている。すなわち、ハイパスフィルタ３と弾性波トラップフィルタ６とはアンテナ端子４と第２受信端子７との間に直列に接続されている。ここで、弾性波トラップフィルタ６は、ハイパスフィルタ３の通過帯域内に位置し、ハイパスフィルタ３の通過帯域よりも帯域幅が狭い移動体通信システムの送信帯すなわちＴｘ帯を阻止帯域とするトラップフィルタである。

ローパスフィルタ２は、アンテナ端子４と第１受信端子５とを結ぶ直列腕において互いに直列に接続された複数のインダクタＬ１〜Ｌ３を有する。インダクタＬ２とインダクタＬ３との接続点とグラウンド電位との間にコンデンサＣ１が接続されている。すなわち、ローパスフィルタ２は、複数のインダクタＬ１〜Ｌ３及びコンデンサＣ１からなるＬＣフィルタである。

他方、ハイパスフィルタ３は、アンテナ端子４と弾性波トラップフィルタ６とを結ぶ直列腕に接続されたコンデンサＣ２と、コンデンサＣ２のアンテナ端子４とは反対側の端部とグラウンド電位との間に接続されたインダクタＬ４とを有する。従って、ハイパスフィルタ３もまた、コンデンサＣ２とインダクタＬ４とを有するＬＣフィルタからなる。

本実施形態の特徴は、弾性波トラップフィルタ６によりハイパスフィルタ３の通過帯域内にハイパスフィルタ３の通過帯域よりも周波数幅の狭い阻止帯域が形成されることにある。弾性波トラップフィルタ６の回路構成を図２に示す。

図２から明らかなように、弾性波トラップフィルタ６は、ラダー型の回路構成を有する。より具体的には、入力端６ａと出力端６ｂとを結ぶ直列腕において、複数のインダクタＬ５〜Ｌ７が互いに直列に接続されている。入力端６ａとグラウンド電位との間に弾性波共振子Ｐ１が接続されている。インダクタＬ５とインダクタＬ６との接続点とグラウンド電位との間に弾性波共振子Ｐ２が接続されている。インダクタＬ６とインダクタＬ７との接続点とグラウンド電位との間に弾性波共振子Ｐ３が接続されている。出力端６ｂとグラウンド電位との間に弾性波共振子Ｐ４が接続されている。

弾性波トラップフィルタ６は、ラダー型回路構成を有し、複数の並列腕がそれぞれ弾性波共振子Ｐ１〜Ｐ４を有するように構成されている。従って、ＬＣフィルタに比べてトラップ特性の急峻性において優れている。よって、弾性波トラップフィルタ６が直列に接続されているハイパスフィルタ３の通過帯域内において、フィルタ特性の急峻な阻止帯域すなわちトラップ帯域を形成することができる。

下記の表１に示す仕様に従って、ＩＤＴ（インターディジタルトランスデューサ）とその両側に配置されている２つの反射器とを有する弾性表面波共振子である弾性波共振子Ｐ１〜Ｐ４を形成した。これにより、弾性波共振子Ｐ１〜Ｐ３の共振周波数が、移動体通信システムのＴｘ帯（８３０〜８４５ＭＨｚ）に位置している。

また、インダクタＬ１のインダクタンスは１２ｎＨ、インダクタＬ２のインダクタンスは１６ｎＨ、インダクタＬ３のインダクタンスは１９ｎＨとした。

図３は上記仕様に従って作製した本実施形態の分波器１における第１受信端子５における通過特性、すなわちローパスフィルタ２の通過特性を示す図である。他方、図４は、分波器１における第２受信端子７の通過特性を示す。図４において、ＩＳＤＢ−Ｔが使用する周波数帯域をハッチングを付したＡで示す。ハイパスフィルタ３は、このＩＳＤＢ−Ｔの周波数帯域Ａにおいて挿入損失が非常に小さい。

また、ハイパスフィルタ３自体は、約３３０ＭＨｚ以下の信号を減衰させ、約３３０ＭＨｚより高い信号を通過させる。もっとも、本実施形態では、弾性波トラップフィルタ６が、ハイパスフィルタ３の通過帯域内に阻止帯域を形成する。すなわち、弾性波トラップフィルタ６は、８３７ＭＨｚ付近に減衰量が大きな減衰極を有するトラップ特性を有する。図３及び図４において、移動体通信システムのＴｘ帯（８３０〜８４５ＭＨｚ）をＢで示すこととする。図４から明らかなように、ＩＳＤＢ−Ｔの周波数帯域Ａにおいて挿入損失が小さく、Ｔｘ帯Ｂにおいて減衰量が大きなフィルタ特性が得られている。具体的には、７１０ＭＨｚ付近の減衰量１．５ｄＢであるのに対し、８３０ＭＨｚでは５１ｄＢと大幅に減衰量が高められている。このように、弾性波トラップフィルタ６は、Ｔｘ帯Ｂにおいて第２受信端子７側における減衰量を確保するために設けられている。

ＬＣフィルタに比べ、上記弾性波トラップフィルタ６はトラップ特性の急峻性に優れている。従って、図４に示すように、第２受信端子７において、Ｔｘ帯Ｂの信号を選択的に減衰させることができる。よって、Ｔｘ帯Ｂの信号が妨害波とならないため、ＩＳＤＢ−Ｔの周波数帯域Ａの信号を良好に受信することができる。

また、本実施形態では、ハイパスフィルタ３側に弾性波トラップフィルタ６を接続しているため、ローパスフィルタ２側においては、通過帯域内における挿入損失はほとんど生じない。すなわち、図３に示すように、ローパスフィルタ２は、４００ＭＨｚ以上の信号を大きく減衰させる。加えて、ローパスフィルタ２の信号を取り出す第１受信端子５から取り出せる信号には、矢印Ｃで示す減衰極が現れている。従って、第１受信端子５においても、Ｔｘ帯Ｂにおける減衰量を増大させることができる。これは、弾性波トラップフィルタ６の回路構成によるものである。本実施形態では、弾性波トラップフィルタ６において、入力端６ａ側の初段が、Ｔｘ帯Ｂに共振周波数を位置している並列腕共振子とされている。従って、Ｔｘ帯Ｂ付近の弾性波トラップフィルタ６の入力側インピーダンスを容易に小さくすることができる。これを、図５に示す。図５は、弾性波トラップフィルタ６のＳ１１反射特性を示すインピーダンススミスチャートである。図５から明らかなように、阻止帯域の周波数範囲内（８３０〜８４５ＭＨｚ）にインピーダンススミスチャートにおける実部が５０Ωよりも小さく、虚部が０となる点Ｄが存在する。そのため、入力側インピーダンスを小さくすることができる。従って、Ｔｘ帯Ｂの信号は、弾性波トラップフィルタ６が接続されていないローパスフィルタ２側には流れ難くなる。それによって、ローパスフィルタ２側に、図３に示した矢印Ｃの減衰極が現れている。

よって、特に限定されるわけではないが、本実施形態のように、弾性波トラップフィルタ６においては、並列腕共振子が入力側端部の共振子、すなわち入力端子に並列腕共振子が接続されていることが望ましい。

なお、このような好ましい弾性波トラップフィルタの回路構成は、図２に示したものに限定されるものではない。図６は、弾性波トラップフィルタの好ましい変形例の一例を示す回路図である。

図６に示す弾性波トラップフィルタ１１では、入力端１２と出力端１３とを結ぶ直列腕において、複数の直列腕共振子Ｓ１〜Ｓ４が互いに直列に接続されている。直列腕共振子Ｓ１〜Ｓ４は弾性表面波共振子からなる。

入力端１２とグラウンド電位との間に第１の並列腕共振子Ｐ１１が接続されている。直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２間の接続点とグラウンド電位との間に第２の並列腕共振子Ｐ１２が接続されている。直列腕共振子Ｓ２，Ｓ３間の接続点とグラウンド電位との間に第３の並列腕共振子Ｐ１３が接続されている。直列腕共振子Ｓ３，Ｓ４間の接続点とグラウンド電位との間に第４の並列腕共振子Ｐ１４が接続されている。また、出力端１３とグラウンド電位との間に第５の並列腕共振子Ｐ１５が接続されている。第１〜第５の並列腕共振子Ｐ１１〜Ｐ１５は弾性表面波共振子からなる。

他方、入力端１２と直列腕共振子Ｓ２，Ｓ３間の接続点との間にインダクタＬ１１が接続されている。すなわち、インダクタＬ１１は、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２に並列に接続されている。同様に、直列腕共振子Ｓ２，Ｓ３間の接続点と出力端１３との間にインダクタＬ１２が接続されている。すなわち、インダクタＬ１２は、直列腕共振子Ｓ３，Ｓ４に並列に接続されるとともに、インダクタＬ１１と直列に接続されている。

本変形例の弾性波トラップフィルタ１１においても、入力端１２側の初段の共振子は、Ｔｘ帯に共振周波数が位置している第１の並列腕共振子Ｐ１１である。従って、上記実施形態と同様に、Ｔｘ帯付近における入力側インピーダンスを小さくすることができる。本変形例では、直列腕共振子Ｓ１〜Ｓ４及び第１〜第５の並列腕共振子Ｐ１１〜Ｐ１５においては以下の表２に示すように設計した。またインダクタＬ１１，Ｌ１２については、それぞれ、１０ｎＨの値とした。

図７は、上記仕様の弾性波トラップフィルタ１１のＳ１１反射特性インピーダンススミスチャートを示す図である。弾性波トラップフィルタ１１においても、前述した弾性波トラップフィルタ６と同様に、阻止帯域の周波数範囲内（８３０〜８４５ＭＨｚ）に実部が５０Ωよりも小さく、虚部が０となる点Ｅが存在する。従って、入力側インピーダンスを小さくすることができる。

図８及び図９は、本変形例の弾性波トラップフィルタ１１を用いたことを除いては、上記実施形態と同様にして構成された分波器における第１受信端子及び第２受信端子の通過特性をそれぞれ示す図である。

図９から明らかなように、本変形例の分波器においても、図９に示すように、ＩＳＤＢ−Ｔの周波数帯域Ａにおいて挿入損失が非常に小さい。これに対して、Ｔｘ帯Ｂでは、減衰極が８３５ＭＨｚ付近に現れているため、大きな減衰量を得ることが可能とされている。

他方、図８から明らかなように、ローパスフィルタ側では、４００ＭＨｚ以上の信号を減衰させることができ、ＩＳＤＢ−Ｔｍｍの通過帯域帯２０７．５〜２２０ＭＨｚでは挿入損失を小さくすることが可能とされている。加えて、上記弾性波トラップフィルタ１１の入力側インピーダンスが低いため、ローパスフィルタ側に、８３０〜８４５ＭＨｚの信号が流れ難い。そのため、図８に示すように、この帯域において、減衰極Ｃが現れている。従って、第１受信端子側においても、Ｔｘ帯Ｂの受信による妨害を効果的に抑制することが可能とされている。

もっとも、図２に示した弾性波トラップフィルタ６では、直列腕共振子を必要としないため、弾性波トラップフィルタ１１に比べて弾性波トラップフィルタ６では、小型化を進めることができる。

いずれにしても、本実施形態の分波器では、弾性波トラップフィルタ６または弾性波トラップフィルタ１１により阻止帯域を形成するものであるため、ＬＣフィルタを用いた場合に比べてＴｘ帯の阻止帯域における急峻性を効果的に高めることができる。もちろん、ＬＣフィルタのインダクタやコンデンサの数を増やせば、弾性波トラップフィルタの特性に近づけることはできるが、その場合、ＬＣフィルタの大型化や部品点数の増加を招くことになる。それに対して、本実施形態の分波器は、大型化や部品点数の増加をあまり招くことなく、急峻な阻止帯域をハイパスフィルタの通過帯域内に形成することが可能となる。

なお、本実施形態では、弾性波トラップフィルタに弾性表面波共振子を用いたが、弾性境界波共振子や圧電薄膜共振子などの様々な弾性波共振子を用いることができる。

なお、本実施形態では、第１受信端子においてＩＳＤＢ−Ｔｍｍ帯の信号を通過させ、第２受信端子においてＩＳＤＢ−Ｔ帯の信号を通過させ、Ｔｘ帯の信号を阻止する分波器につき説明した。しかしながら、発明における第１，第２の通過帯域は、上記特定の周波数帯域に限定されるものではない。例えば、本発明に係る分波器は、８００〜９００ＭＨｚ帯を使用する通信システムと、２ＧＨｚ帯を使用する通信システムと、２．５ＧＨｚ帯のＷＬＡＮとを備えた携帯電話機にも好適に用いることができる。その場合には、ハイパスフィルタは１ＧＨｚ以下の信号を減衰させればよく、ローパスフィルタは１．８ＧＨｚ以上の信号を減衰させればよく、トラップフィルタは２．５ＧＨｚ帯の信号を減衰させればよい。
なお、本発明においては、相対的に周波数域が高い第２の通過帯域内に形成される阻止帯域についても、上記実施形態におけるＴｘ帯に限らず、他の周波数帯域であってもよい。

１…分波器
２…ローパスフィルタ
３…ハイパスフィルタ
４…アンテナ端子
５…第１受信端子
６…弾性波トラップフィルタ
６ａ…入力端
６ｂ…出力端
７…第２受信端子
１１…弾性波トラップフィルタ
１２…入力端
１３…出力端
Ｌ１〜Ｌ３，Ｌ５〜Ｌ７，Ｌ１１，Ｌ１２…インダクタ
Ｐ１〜Ｐ４…弾性波共振子
Ｐ１１〜Ｐ１５…第１〜第５の並列腕共振子
Ｓ１〜Ｓ４…直列腕共振子

Claims

アンテナ端子と、
第１受信端子および第２受信端子と、
前記アンテナ端子と第１受信端子との間に接続されており、第１の通過帯域を有するローパスフィルタと、
前記アンテナ端子と第２受信端子との間に接続されており、前記第１の通過帯域よりも高周波側に位置する第２の通過帯域を有するハイパスフィルタと、
前記ハイパスフィルタに直列に接続されており、前記第２の通過帯域内に位置しており、前記第２の通過帯域よりも周波数幅が狭い阻止帯域を有する弾性波トラップフィルタとを備え、
前記弾性波トラップフィルタが、入力端と出力端とを結ぶ直列腕と、前記直列腕とグラウンド電位との間に接続されている複数の並列腕と、前記複数の並列腕にそれぞれ接続されている弾性表面波共振子からなる複数の並列腕共振子と、前記直列腕において互いに直列に接続されている弾性表面波共振子からなる複数の直列腕共振子と、互いに直列に接続され、前記複数の直列腕共振子に並列に接続されている複数のインダクタとを有するラダー型回路構成であって、
前記入力端側の初段の共振子が、前記第１の通過帯域に共振周波数が位置している並列腕共振子であり、
前記弾性波トラップフィルタのインピーダンス特性において、前記阻止帯域の周波数範囲内に入力側インピーダンスの実部が５０Ωよりも小さく、虚部が０となる点が存在する、分波器。
前記弾性波トラップフィルタが、前記分波器のアンテナ端子と前記ハイパスフィルタとの間に接続されている、請求項１に記載の分波器。