WO2010058544A1 - チューナブルフィルタ - Google Patents

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WO2010058544A1
WO2010058544A1 PCT/JP2009/006106 JP2009006106W WO2010058544A1 WO 2010058544 A1 WO2010058544 A1 WO 2010058544A1 JP 2009006106 W JP2009006106 W JP 2009006106W WO 2010058544 A1 WO2010058544 A1 WO 2010058544A1
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acoustic wave
surface acoustic
zno film
electrode
tunable filter
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門田道雄
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株式会社村田製作所
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    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H03H9/6423—Means for obtaining a particular transfer characteristic
    • H03H9/6433—Coupled resonator filters
    • H03H9/6483—Ladder SAW filters

Definitions

  • the present invention relates to a tunable filter that can be used as a band filter of a communication system and can adjust the band, and more particularly, to a tunable filter configured using a surface acoustic wave resonator.
  • band filters used in communication systems it may be required to be able to adjust the pass band.
  • Various band-pass filters that satisfy such requirements, that is, tunable filters have been proposed.
  • Patent Document 1 discloses a tunable filter using a plurality of surface acoustic wave resonators and a variable capacitor.
  • FIG. 17 is a circuit diagram of a tunable filter described in Patent Document 1.
  • a plurality of series arm resonators 104 and 105 are connected in series with each other in a series arm connecting the input end 102 and the output end 103.
  • parallel arm resonators 106 and 107 are connected to a plurality of parallel arms between the series arm and the ground potential, respectively.
  • Series arm resonators 104 and 105 and parallel arm resonators 106 and 107 are formed of surface acoustic wave resonators.
  • a ladder type filter circuit having the series arm resonators 104 and 105 and the parallel arm resonators 106 and 107 is configured. Furthermore, variable capacitors 108 to 115 are connected to enable adjustment of the pass band. That is, the variable capacitor 108 is connected in parallel to the series arm resonator 104, and the variable capacitor 110 is connected in series to the series arm resonator 104 and the variable capacitor 108. Similarly, a variable capacitor 109 is connected to the series arm resonator 105 in parallel, and a variable capacitor 111 is connected in series.
  • variable capacitor 112 is connected in parallel to the parallel arm resonator 106, and a variable capacitor 114 is connected in series to the parallel arm resonator 106 and the variable capacitor 112.
  • a variable capacitor 113 is connected in parallel to the parallel arm resonator 107, and a variable capacitor 115 is connected in series.
  • the resonance frequency FrS in the circuit portion of the series arm can be increased as the capacitance of the variable capacitors 110 and 111, that is, the series capacitance is reduced. Further, the antiresonance frequency FaS in the series arm can be lowered as the parallel capacitance, that is, the capacitance by the variable capacitors 108 and 109 is increased.
  • the resonance frequency FrP and the anti-resonance frequency FaP of the circuit portion of the parallel arm are changed. Can do. Therefore, the center frequency of the entire tunable filter 101 can be changed by changing the capacitances of the variable capacitors 104 to 115.
  • the electromechanical coupling coefficient of the surface acoustic wave resonator used in the series arm resonators 104 and 105 and the parallel arm resonators 106 and 107 is small. Moreover, sufficient specific bandwidth and variable amount could not be taken. Furthermore, there is a problem that the absolute value of the frequency temperature coefficient TCF is large.
  • the object of the present invention is to increase the electromechanical coupling coefficient of the surface acoustic wave resonator in view of the above-described state of the prior art, thereby increasing the variable bandwidth of the specific bandwidth and the frequency of the tunable filter, It is another object of the present invention to provide a tunable filter that can reduce the absolute value of the frequency temperature coefficient TCF.
  • the tunable filter of the present invention includes a piezoelectric substrate made of LiNbO 3 or LiTaO 3 and having a recess on the upper surface, an IDT electrode formed by embedding an electrode material in the recess on the upper surface of the piezoelectric substrate, and the piezoelectric substrate A surface acoustic wave resonator having a ZnO film provided to cover the upper surface of the surface acoustic wave resonator. Furthermore, a variable capacitor connected to the surface acoustic wave resonator is provided.
  • LiNbO 3 is abbreviated as LN in some cases.
  • LiTaO 3 is abbreviated as LT.
  • the piezoelectric substrate is an Euler angle (0 °, 100 ° ⁇ 20 °, 0 °) LiNbO 3 substrate, and the IDT electrode is formed.
  • the electrode material is Al, Ag, Pt, Au, Ta, W, Mo, Ni or Cu.
  • the electromechanical coupling coefficient of the surface acoustic wave resonator can be further increased, whereby the specific bandwidth and the variable frequency range of the tunable filter can be increased.
  • the IDT electrode of the surface acoustic wave resonator is mainly composed of an electrode layer made of Al.
  • the normalized film thickness h / ⁇ of the ZnO film is 0 It is in the range of 0007 to 0.006.
  • the IDT electrode of the surface acoustic wave resonator includes an electrode layer made of one type selected from Ni, Cu and Mo and alloys mainly composed of these metals. It is the subject.
  • the normalized film thickness h / ⁇ of the ZnO film is 0.004 to 0.045. Is in range. Therefore, the electromechanical coupling coefficient of the surface acoustic wave resonator can be further increased as compared with the case where no ZnO film is provided, and therefore the specific bandwidth can be increased.
  • the IDT electrode of the surface acoustic wave resonator is selected from Pt, Au, W, Ta, Ag, and alloys mainly composed of these metals.
  • the electrode layer consisting of when the thickness of the ZnO film is h and the wavelength determined by the electrode finger pitch of the IDT electrode is ⁇ , the normalized film thickness h / ⁇ of the ZnO film is 0.005 to 0.14. It is preferable to be in the range.
  • the electromechanical coupling coefficient of the surface acoustic wave resonator can be further increased as compared with the case where the ZnO film is not provided, and thus the specific bandwidth and the frequency variable width of the tunable filter can be increased. It becomes possible.
  • the IDT electrode is constituted by a laminate of the electrode layer and a second electrode layer made of a metal different from the metal constituting the electrode layer. ing.
  • the average density of the laminate is substantially the same as the density of the metal or alloy constituting the electrode layer.
  • the electromechanical coupling coefficient of the surface acoustic wave resonator can be further increased as compared with the case where no ZnO film is provided, and accordingly, the specific bandwidth and the frequency variable width of the tunable filter are increased. Is possible.
  • an SiO 2 film laminated on the ZnO film is further provided.
  • TCF of the surface acoustic wave resonator since the absolute value of the frequency temperature coefficient TCF of the surface acoustic wave resonator becomes small, it is possible to suppress changes in frequency characteristics due to temperature changes.
  • an SiO 2 film laminated between the upper surface of the piezoelectric substrate and the ZnO film is further provided.
  • TCF of the surface acoustic wave resonator since the absolute value of the frequency temperature coefficient TCF of the surface acoustic wave resonator becomes small, it is possible to suppress changes in frequency characteristics due to temperature changes.
  • the frequency band can be adjusted by changing the capacitance of the variable capacitor.
  • the piezoelectric substrate is made of LiNbO 3 or LiTaO 3
  • an IDT electrode is formed by embedding an electrode material in a recess on the upper surface of the piezoelectric substrate, and covers the upper surface of the piezoelectric substrate.
  • FIG. 1A is a diagram showing a circuit configuration of a tunable filter according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 1B is a schematic plan view showing a surface acoustic wave resonator used in the embodiment.
  • (C) is a front sectional view of a portion taken along line II in (b).
  • FIG. 2 is a diagram showing the frequency characteristics of the surface acoustic wave resonator measured in the first experimental example.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a filter circuit of a second experimental example.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating changes in filter characteristics when the capacitance of the variable capacitor in the filter circuit of the second experimental example of FIG. 3 is changed in the second experimental example.
  • FIG. 5 is a diagram showing a change in sound velocity of the surface acoustic wave when the normalized thickness h / ⁇ of the ZnO film is changed when the Al electrode thickness is 0.06, which is obtained in the third experimental example.
  • FIG. 6 is a diagram showing a change in the sound velocity of the surface acoustic wave when the normalized thickness h / ⁇ of the ZnO film is changed when the Al electrode thickness is 0.14 obtained in the third experimental example. .
  • FIG. 7 is a diagram showing changes in electromechanical coefficient k 2 in the case of changing the normalized film thickness h / lambda of the 3 ZnO film obtained in Experimental Examples.
  • FIG. 8 is a diagram showing a change in sound velocity of a surface acoustic wave when the normalized thickness h / ⁇ of the ZnO film is changed when the Cu electrode thickness is 0.06, which is obtained in the fourth experimental example.
  • FIG. 9 is a diagram showing a change in sound velocity of the surface acoustic wave when the normalized thickness h / ⁇ of the ZnO film is changed when the Cu electrode thickness is 0.10, which is obtained in the fourth experimental example. .
  • FIG. 8 is a diagram showing a change in sound velocity of a surface acoustic wave when the normalized thickness h / ⁇ of the ZnO film is changed when the Cu electrode thickness is 0.10, which is obtained in the fourth experimental example.
  • FIG. 9 is a diagram showing changes in electromechanical coefficient k 2 in
  • FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the normalized film thickness h / ⁇ of the ZnO film in the surface acoustic wave resonator and the reflection coefficient obtained in the fourth experimental example.
  • FIG. 11 is a diagram showing the relationship between the normalized film thickness h / ⁇ of the ZnO film in the surface acoustic wave resonator and the electromechanical coupling coefficient k 2 obtained in the fourth experimental example.
  • FIG. 12 is a diagram showing a change in sound velocity of the surface acoustic wave when the normalized thickness h / ⁇ of the ZnO film is changed when the Ni electrode thickness is 0.04 obtained in the fifth experimental example. .
  • FIG. 13 is a diagram showing the relationship between the normalized thickness h / ⁇ of the ZnO film and the reflection coefficient in the surface acoustic wave resonator obtained in the fifth experimental example.
  • FIG. 14 is a diagram showing the relationship between the normalized film thickness h / ⁇ of the ZnO film in the surface acoustic wave resonator and the electromechanical coupling coefficient k 2 obtained in the fifth experimental example.
  • FIG. 15 is a diagram showing a change in the sound velocity of the surface acoustic wave when the normalized thickness h / ⁇ of the ZnO film is changed for the Pt, Au, W, Ta, and Ag electrodes.
  • FIG. 16 is a schematic cross-sectional view of a surface acoustic wave resonator used in a tunable filter according to a modification of the present invention.
  • FIG. 17 is a circuit diagram showing a circuit configuration of a conventional tunable filter.
  • FIG. 1A is a circuit diagram of a tunable filter according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 1B is a schematic plan view of a surface acoustic wave resonator used in the tunable filter.
  • c) is a front sectional view of a portion taken along line II in (b).
  • the tunable filter 1 has an input terminal 2 and an output terminal 3.
  • a plurality of series arm resonators S1 and S2 are connected in series with each other.
  • a variable capacitor 4 is connected in series to the series arm resonator S1.
  • a variable capacitor 5 is connected in series to the series arm resonator S2.
  • a first parallel arm connecting the series arm and the ground potential is formed on the input side of the series arm resonator S1.
  • a parallel arm resonator P1 is connected to the first parallel arm.
  • a variable capacitor 6 is connected in series to the parallel arm resonator P1.
  • a second parallel arm is formed between the connection point between the series arm resonators S1 and S2 and the ground potential.
  • a second parallel arm resonator P2 is connected to the second parallel arm, and a variable capacitor 7 is connected in series to the parallel arm resonator P2.
  • the third parallel arm is formed so as to connect the series arm and the ground potential.
  • a variable capacitor 8 is connected in series to the parallel arm resonator P3.
  • the series arm resonators S1 and S2 and the parallel arm resonators P1 to P3 are all formed by surface acoustic wave resonators.
  • a pass band is formed by the anti-resonance frequency of the parallel arm resonator and the resonance frequency of the series arm resonator.
  • the variable capacitors 4 to 8 are connected in series to a series arm resonator or a parallel arm resonator, and the capacitance of the variable capacitors 4 to 8 is changed to change the resonance characteristics of the series arm and the parallel arm. Can be made. Therefore, the center frequency of the tunable filter 1 can be changed in the same manner as the tunable filter described in Patent Document 1.
  • the series arm resonators S1 and S2 and the parallel arm resonators P1 to P3 are composed of surface acoustic wave resonators.
  • the structure of the surface acoustic wave resonator will be described as a representative of the series arm resonator S1.
  • the surface acoustic wave resonator 10 constituting the series arm resonator S ⁇ b> 1 has a piezoelectric substrate 11.
  • the piezoelectric substrate 11 is made of 15 ° Y-cut X-propagation LiNbO 3 . That is, a LiNbO 3 substrate with Euler angles (0 °, 105 °, 0 °) is used as the piezoelectric substrate 11.
  • a plurality of grooves 11b are formed in the upper surface 11a of the piezoelectric substrate 11 as concave portions.
  • the IDT electrode 12 is formed by filling the groove 11b with an electrode material.
  • reflectors 13 and 14 are formed on both sides of the IDT electrode 12 in the surface acoustic wave propagation direction. Accordingly, the 1-port surface acoustic wave resonator 10 is configured.
  • the reflectors 13 and 14 are also formed by filling a recess provided on the upper surface 11a of the piezoelectric substrate 11, that is, a plurality of grooves, with an electrode material.
  • the upper surface of the IDT electrode 12, that is, the upper surface of the electrode finger portion, is substantially flush with the upper surface 11 a of the piezoelectric substrate 11.
  • the upper surface 11a of the piezoelectric substrate 11 is flat.
  • a ZnO film 15 is formed so as to cover the upper surface 11 a of the piezoelectric substrate 11.
  • the series arm resonator S1 has been described as an example, the series arm resonator S2 is configured similarly. Further, the resonance frequencies of the series arm resonators S 1 and S 2 are set within the pass band of the tunable filter 1. The anti-resonance frequencies of the series arm resonators S1 and S2 are set in an attenuation region higher than the passband. On the other hand, the resonance frequencies of the parallel arm resonators P1 to P3 are set to an attenuation region lower than the passband. The antiresonance frequencies of the parallel arm resonators P1 to P3 are formed in the passband.
  • the series arm resonators S1 and S2 and the parallel arm resonators P1 to P3 are formed of surface acoustic wave resonators having the specific structure, so that the electromechanical coupling coefficient can be increased. .
  • the variable bandwidth of the specific bandwidth and the tunable filter frequency can be increased. This will be clarified based on a specific experimental example.
  • FIG. 2 The broken lines in FIG. 2 are diagrams showing impedance characteristics and phase characteristics of the surface acoustic wave resonator in the first experimental example.
  • a 15 ° Y-cut X-propagation LiNbO 3 substrate that is, an Euler angle (0 °, 105 °, 0 °) LiNbO 3 substrate was used, and Al was used as the electrode material.
  • This is a frequency characteristic when the wavelength of the surface acoustic wave resonator is ⁇ and the film thickness of the IDT electrode 12 is 0.17 ⁇ .
  • the dashed-dotted line in FIG. 2 shows the impedance characteristic when a ZnO film having a thickness of 0.01 ⁇ is formed on the LiNbO 3 substrate.
  • the resonance frequency is reduced by about 2%. However, the bandwidth is 12% wider.
  • the impedance ratio which is the ratio of the impedance at the antiresonance point to the impedance at the resonance point, is as large as 61 dB.
  • the solid line shows the impedance-frequency characteristics and phase characteristics when an SiO 2 film having a thickness of 0.22 ⁇ is further formed.
  • the formation of the ZnO film can adjust the frequency range so that the resonance frequency and the anti-resonance frequency are lowered, and can greatly widen the band.
  • the impedance ratio which is the ratio of the impedance at the antiresonance point to the impedance at the resonance frequency, was 57.5 dB when no SiO 2 film or ZnO film was formed.
  • the ZnO film in the structure in which the ZnO film is formed, it can be increased to 61 dB, and in the structure in which the SiO 2 film is formed, it can be increased to 60.2 dB.
  • the frequency temperature coefficient TCF was ⁇ 100 ppm / ° C. when no SiO 2 film or ZnO film was provided.
  • the absolute value of TCF can be reduced to ⁇ 70 ppm / ° C. to ⁇ 80 ppm / ° C. by forming the ZnO film, and the absolute value of TCF can be further reduced to ⁇ 5 ppm / ° C. by forming SiO 2.
  • substantially the same frequency temperature characteristics can be obtained even if the order of the SiO 2 film and the ZnO film is reversed.
  • the band is narrowed from 13.5% to 10%.
  • the formation of the ZnO film can increase the peak-to-valley ratio, that is, the impedance ratio, and the electromechanical coupling coefficient k. 2 is raised.
  • the bandwidth is widened to 14.9%.
  • the temperature characteristics can also be improved.
  • the filter circuit 21 shown in FIG. 3 was formed, and the change in the filter characteristics due to the change in the capacitance of the variable capacitor was examined.
  • the series arm resonators S ⁇ b> 1 and S ⁇ b> 2 are connected in series with each other in the series arm connecting the input terminal 22 and the output terminal 23.
  • the series arm resonator C2 is connected in series to the series arm resonator S1 on the input side of the series arm resonator S1.
  • a capacitor C1 is connected to a parallel arm connecting the series arm and the ground potential.
  • An inductance L1 is connected to the second parallel arm connecting the connection point between the series arm resonators S1 and S2 and the ground potential.
  • a variable capacitor C3 is connected to the series arm resonator S2.
  • a capacitor C4 is connected to a third parallel arm connecting the output terminal 3 and the ground potential.
  • LiNbO 3 substrates of 15 ° Y-cut X propagation and Euler angles (0 °, 105 °, 0 °) were used for the series arm resonators S1 and S2, as described above.
  • Al was embedded as an electrode material in the groove on the upper surface of the LiNbO 3 substrate to form an IDT electrode and a reflector having a normalized film thickness H / ⁇ of 0.17.
  • a ZnO film was not formed.
  • the capacitance is changed to 1 pF, 2 pF, 5 pF, 10 pF, 25 pF, 50 pF or 100 pF as shown in FIG. 4, and the filter characteristics are measured. did.
  • the electrostatic capacitances of the series arm resonators S1 and S2 were adjusted by changing the number of pairs of electrode fingers of the IDT electrodes or the crossing width.
  • the value of the inductance L1 was 12 nH.
  • FIG. 4 shows changes in the filter characteristics when the capacitances of the variable capacitors C2 and C3 are changed by making the capacitances of the variable capacitor C2 and the variable capacitor C3 equal as described above.
  • the center frequency of the filter changes between about 2.3 GHz and 2.48 GHz, that is, about 11%. . Therefore, it can be seen that the pass band of the filter having such a ladder circuit configuration can be adjusted by changing the capacitances of the capacitors C1 to C4.
  • a ZnO film 15 is formed so as to cover the upper surface 11 a of the piezoelectric substrate 11. Formation of the ZnO film 15 can effectively increase the electromechanical coupling coefficient of the surface acoustic wave resonator. This will be specifically described.
  • fa and fr indicate sound speeds corresponding to the antiresonance frequency and the resonance frequency, respectively. Both fa and fr exhibit good resonator characteristics in a region that is faster and slower than a slow bulk shear wave sound velocity.
  • the slow bulk shear wave velocity of LiNbO 3 is 4030 m / sec.
  • the reflection coefficient is large in the region where the ZnO film thickness h / ⁇ is 0 to 0.1.
  • FIG. 11 when the Cu thickness H / ⁇ is 0.06 and 0.1, a large electromechanical coupling coefficient is obtained when the ZnO film thickness h / ⁇ is in the range of 0.004 to 0.04.
  • k 2 is shown.
  • ZnO film thickness h / lambda is greater than 0.04, the electromechanical coupling coefficient k 2 becomes small. Therefore, good resonator characteristics are exhibited, and a large reflection coefficient and a large electromechanical coupling coefficient k 2 are obtained.
  • the range of the ZnO film thickness h / ⁇ is 0.004 to 0.04 regardless of the Cu thickness.
  • the normalized film thickness h / ⁇ of the ZnO film is 0.04 or less. Accordingly, it can be seen that the lamination of the ZnO film can effectively increase the electromechanical coupling coefficient k 2 , and thus can widen the specific bandwidth of the tunable filter.
  • the range of the film thickness h / ⁇ of the ZnO film having both fa and fr higher than the slow bulk shear wave velocity is 0 to 0.062.
  • FIG. 13 shows a large reflection coefficient when the ZnO film thickness h / ⁇ is in the range of 0 to 0.045.
  • FIG. 14 also shows a large electromechanical coupling coefficient when the ZnO film thickness h / ⁇ is in the range of 0 to 0.045.
  • the electromechanical coupling coefficient k 2 represents 0.375.
  • the electromechanical coupling coefficient k 2 is 0.39, and when h / ⁇ is 0.03, the electromechanical coupling coefficient k 2 is 0.42.
  • the electromechanical coupling coefficient k 2 gradually decreases, and when the ZnO thickness h / ⁇ is 0.05, the electromechanical coupling coefficient k 2 becomes 0.35.
  • the formation of the ZnO film can effectively increase the electromechanical coupling coefficient k 2, and the specific bandwidth of the tunable filter 1 can be widened. I understand that.
  • FIG. 15 shows an Ag electrode (thickness H / ⁇ 0.04), Ta electrode (thickness H / ⁇ 0.01), W electrode (thickness H / ⁇ 0.01), Pt electrode (thickness H / ⁇ 0.01), Au electrode ( shows the thickness H / ⁇ 0.01) relationship ZnO film thickness and the electromechanical coupling coefficient k 2 in each case.
  • Both of the electrodes also ZnO film thickness h / lambda is 0.005 or more, it shows a large electromechanical coupling coefficient k 2 in the range of 0.14 or less.
  • FIG. 16 is a front sectional view showing a modification of the surface acoustic wave resonator used in the present invention.
  • the surface acoustic wave resonator 31 of this modification the surface acoustic wave resonator shown in FIGS. 1B and 1C is used except that the SiO 2 film 32 is laminated on the ZnO film 15. 10 and the like.
  • the frequency temperature coefficient TCF of the SiO 2 film is a positive value
  • the frequency temperature coefficient TCF of LiNbO 3 or LiTaO 3 is a negative value. Therefore, the absolute value of the frequency temperature coefficient TCF of the surface acoustic wave resonator 31 can be reduced by laminating the SiO 2 film 32 having a positive TCF.
  • a change in frequency characteristics due to a temperature change can be suppressed, and thus the temperature characteristics can be improved. it can. Note that substantially the same frequency temperature characteristics can be obtained even if the order of the SiO 2 film and the ZnO film is reversed.
  • the piezoelectric substrate is made of LiNbO 3 , but may be made of LiTaO 3 .
  • LiNbO 3 with Euler angles (0 °, 100 °, 0 °) was used.
  • the Euler angle ⁇ is in the range of 100 ° ⁇ 20 °. If it is within, it is confirmed that the same result can be obtained.
  • the values of ⁇ and ⁇ at the Euler angles (0 °, 100 ° ⁇ 20 °, 0 °) are not limited to 0 °, and the same effect can be obtained if the value is in the range of 0 ° ⁇ 5 °. Therefore, it is pointed out that 0 ° of Euler angles ⁇ and ⁇ may each vary within a range of ⁇ 5 °, and the range of ⁇ 5 ° is the tolerance of the variation.
  • Ni, Cu, Au, Pt, W, Ta, Ag, or Al is shown as the electrode material.
  • an alloy thereof or other metal such as Mo may be used. May be.
  • an IDT electrode may be formed by using a plurality of metals or alloys as an electrode material and forming a laminated metal film in the recess. Since Ta and W have a high melting point, expensive equipment such as sputtering and ion plating is required for film formation.
  • the electrode made of a single metal is shown in the above experimental example, the electrode may be constituted by a laminated body of electrode layers made of a plurality of different metals.
  • the average density is a value obtained by dividing the sum of the products of the density and thickness of the metal constituting the electrode layer by the sum of the thicknesses of the electrode layers.

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Abstract

　用いられている弾性表面波共振子の電気機械結合係数を高めることができ、それによって比帯域幅を広げることが可能とされているチューナブルフィルタを提供する。 　ＬｉＮｂＯ３またはＬｉＴａＯ３からなり、上面に凹部を有する圧電基板１２の上面の凹部１２ａに電極材料を埋め込むことによりＩＤＴ電極１３が形成されており、圧電基板１２の上面を覆うようにＺｎＯ膜１５が設けられている弾性表面波共振子１１と、弾性表面波共振子に接続された可変コンデンサ４～８とを備えるチューナブルフィルタ１。

Description

チューナブルフィルタ
　本発明は、通信システムの帯域フィルタとして用いられ、帯域を調整することが可能なチューナブルフィルタに関し、より詳細には、弾性表面波共振子を用いて構成されたチューナブルフィルタに関する。
　通信システムに用いられる帯域フィルタにおいて、通過帯域を調整し得ることが求められることがある。このような要求を満たす帯域フィルタ、すなわちチューナブルフィルタが種々提案されている。
　例えば下記の特許文献１には、複数の弾性表面波共振子と可変コンデンサとを用いたチューナブルフィルタが開示されている。図１７は、特許文献１に記載のチューナブルフィルタの回路図である。
　チューナブルフィルタ１０１では、入力端１０２と出力端１０３との間を結ぶ直列腕において、複数の直列腕共振子１０４，１０５が互いに直列に接続されている。また、直列腕とグラウンド電位との間の複数の並列腕において、それぞれ、並列腕共振子１０６，１０７が接続されている。直列腕共振子１０４，１０５及び並列腕共振子１０６，１０７は、弾性表面波共振子により形成されている。
　上記直列腕共振子１０４，１０５及び並列腕共振子１０６，１０７を有するラダー型フィルタ回路が構成されている。さらに、通過帯域を調整することを可能とするために、可変コンデンサ１０８～１１５が接続されている。すなわち、直列腕共振子１０４に並列に、可変コンデンサ１０８が接続されており、該直列腕共振子１０４及び可変コンデンサ１０８に直列に可変コンデンサ１１０が接続されている。同様に、直列腕共振子１０５にも、並列に可変コンデンサ１０９が接続されており、直列に可変コンデンサ１１１が接続されている。
　並列腕においても、並列腕共振子１０６に並列に可変コンデンサ１１２が接続されており、並列腕共振子１０６及び可変コンデンサ１１２に直列に可変コンデンサ１１４が接続されている。同様に、並列腕共振子１０７に並列に可変コンデンサ１１３が接続されており、直列に可変コンデンサ１１５が接続されている。
特開２００５－２１７８５２号公報
　チューナブルフィルタ１０１においては、可変コンデンサ１１０，１１１の容量、すなわち直列容量が小さくなるほど、直列腕の回路部分における共振周波数ＦｒＳを高めることができる。また、並列容量、すなわち可変コンデンサ１０８，１０９による静電容量が大きくなるほど、直列腕における***振周波数ＦａＳを低めることができる。
　同様に、並列に接続される可変コンデンサ１１２，１１３及び直列に接続される可変コンデンサ１１４，１１５の容量を変化させることにより、並列腕の回路部分の共振周波数ＦｒＰ及び***振周波数ＦａＰを変化させることができる。そのため、上記可変コンデンサ１０４～１１５の容量を変化させることにより、チューナブルフィルタ１０１全体の中心周波数を変化させることができる。
　しかしながら、特許文献１に記載のチューナブルフィルタ１０１では、直列腕共振子１０４，１０５や並列腕共振子１０６，１０７に用いられている弾性表面波共振子の電気機械結合係数が小さかった。また、十分な比帯域幅や可変量がとれなかった。さらに周波数温度係数ＴＣＦの絶対値が大きいという問題があった。
　本発明の目的は、上述した従来技術の現状に鑑み、弾性表面波共振子の電気機械結合係数を大きくでき、それによって比帯域幅やチューナブルフィルタの周波数の可変幅を拡大することができ、さらに、周波数温度係数ＴＣＦの絶対値を小さくすることが可能とされているチューナブルフィルタを提供することにある。
　本発明のチューナブルフィルタは、ＬｉＮｂＯ３またはＬｉＴａＯ３からなり、かつ上面に凹部を有する圧電基板と、前記圧電基板の上面の凹部に電極材料を埋め込むことにより形成されたＩＤＴ電極と、前記圧電基板の上面を覆うように設けられたＺｎＯ膜とを有する弾性表面波共振子を備える。さらに、前記弾性表面波共振子に接続された可変コンデンサが備えられている。
　なお、以下においては、ＬｉＮｂＯ３を、場合によってはＬＮと略すこととする。またＬｉＴａＯ３を場合によってはＬＴと略すこととする。
　本発明に係るチューナブルフィルタのある特定の局面によれば、前記圧電基板が、オイラー角（０°，１００°±２０°，０°）のＬｉＮｂＯ３基板であり、前記ＩＤＴ電極を形成している電極材料がＡｌ，Ａｇ，Ｐｔ，Ａｕ，Ｔａ，Ｗ，Ｍｏ，ＮｉまたはＣｕである。この場合には、弾性表面波共振子の電気機械結合係数をより一層大きくすることができ、それによって、比帯域幅とチューナブルフィルタの周波数可変幅を広げることが可能となる。
　本発明に係るチューナブルフィルタの他の特定の局面では、前記弾性表面波共振子のＩＤＴ電極がＡｌからなる電極層を主体としている。この場合には、前記ＺｎＯ膜の厚みをｈ、前記弾性表面波共振子のＩＤＴ電極の電極指ピッチで定まる波長をλとしたときに、前記ＺｎＯ膜の規格化膜厚ｈ／λは、０．０００７～０．００６の範囲にある。そのため、ＺｎＯ膜を設けない場合に比べ、より一層弾性表面波共振子の電気機械結合係数を大きくすることができ、それによって、比帯域幅とチューナブルフィルタ周波数の可変幅を広げることが可能となる。
　本発明に係るチューナブルフィルタの他の特定の局面では、前記弾性表面波共振子のＩＤＴ電極がＮｉ，Ｃｕ及びＭｏ並びにこれらの金属を主体とする合金から選択された１種からなる電極層を主体としている。この場合には、前記ＺｎＯ膜の厚みをｈ、ＩＤＴ電極の電極指ピッチで定まる波長をλとしたときに、前記ＺｎＯ膜の規格化膜厚ｈ／λは、０．００４～０．０４５の範囲にある。よって、ＺｎＯ膜を設けない場合に比べ、より一層弾性表面波共振子の電気機械結合係数を大きくすることができ、従って、比帯域幅を広げることが可能となる。
　本発明に係るチューナブルフィルタの他の特定の局面では、前記弾性表面波共振子のＩＤＴ電極がＰｔ，Ａｕ，Ｗ，Ｔａ，及びＡｇ並びにこれらの金属を主体とする合金から選択された１種からなる電極層を主体としている。この場合には、前記ＺｎＯ膜の厚みをｈ、ＩＤＴ電極の電極指ピッチで定まる波長をλとしたときに、前記ＺｎＯ膜の規格化膜厚ｈ／λは、０．００５～０．１４の範囲にあることが好ましい。この場合にも、ＺｎＯ膜を設けない場合に比べ、より一層弾性表面波共振子の電気機械結合係数を大きくすることができ、よって、比帯域幅とチューナブルフィルタの周波数可変幅を広げることが可能となる。
　本発明に係るチューナブルフィルタの他の特定の局面では、前記ＩＤＴ電極が、前記電極層と、前記電極層を構成する金属とは異なる金属からなる第２の電極層との積層体により構成されている。この積層体の平均密度は前記電極層を構成する前記金属または合金の密度とほぼ同じである。この場合にも、ＺｎＯ膜を設けない場合に比べて、より一層弾性表面波共振子の電気機械結合係数を大きくすることができ、従って、比帯域幅とチューナブルフィルタの周波数可変幅を広げることが可能となる。
　本発明に係るチューナブルフィルタのさらに別の特定の局面では、前記ＺｎＯ膜の上に積層されているＳｉＯ２膜がさらに備えられている。この場合には、弾性表面波共振子の周波数温度係数ＴＣＦの絶対値が小さくなるため、温度変化による周波数特性の変化を抑制することができる。
　本発明に係るチューナブルフィルタのさらに別の特定の局面では、前記圧電基板の上面と前記ＺｎＯ膜との間に積層されているＳｉＯ２膜がさらに備えられている。この場合には、弾性表面波共振子の周波数温度係数ＴＣＦの絶対値が小さくなるため、温度変化による周波数特性の変化を抑制することができる。
　本発明に係るチューナブルフィルタでは、可変コンデンサにおいて静電容量を変化させることにより、周波数帯域を調整することができる。しかも、上記弾性表面波共振子において、圧電基板がＬｉＮｂＯ３またはＬｉＴａＯ３からなり、該圧電基板の上面の凹部に電極材料を埋め込むことによりＩＤＴ電極が形成されており、該圧電基板の上面を覆うようにＺｎＯ膜が設けられているので、弾性表面波共振子の電気機械結合係数を高めることができる。従って、チューナブルフィルタの比帯域幅やチューナブルフィルタの周波数可変量を広げることが可能となる。
図１（ａ）は、本発明の一実施形態に係るチューナブルフィルタの回路構成を示す図であり、（ｂ）は、実施形態で用いられる弾性表面波共振子を示す模式的平面図であり、（ｃ）は、（ｂ）中のＩ－Ｉ線に沿う部分の正面断面図である。 図２は、第１の実験例で測定された弾性表面波共振子の周波数特性を示す図であり、実線がＬｉＮｂＯ３基板を用い、弾性表面波共振子の波長をλとしたときに、ＳｉＯ２膜の膜厚を０．２２λとしたときの弾性表面波共振子のインピーダンス特性及び位相特性を示し、破線がＳｉＯ２膜もＺｎＯ膜も形成されていないことを除いては、同様に形成された弾性表面波共振子のインピーダンス特性及び位相特性を示し、一点鎖線が、ＬｉＮｂＯ３基板に０．０１λの厚みのＺｎＯ膜を形成した場合のインピーダンス特性及び位相特性を示すＳｉＯ２膜もＺｎＯ膜も形成されていないことを除いては、同様に形成された弾性表面波共振子のインピーダンス特性及び位相特性を示し、一点鎖線が、ＬｉＮｂＯ３基板に０．０１λの厚みのＺｎＯ膜を形成した場合のインピーダンス特性及び位相特性を示す図である。 図３は、第２の実験例のフィルタ回路を示す回路図である。 図４は、第２の実験例において、図３の第２の実験例のフィルタ回路における可変コンデンサの静電容量を変化させた場合のフィルタ特性の変化を示す図である。 図５は、第３の実験例で求めたＡｌ電極膜厚０．０６のときのＺｎＯ膜の規格化膜厚ｈ／λを変化させた場合の弾性表面波の音速の変化を示す図である。 図６は、第３の実験例で求めたＡｌ電極膜厚０．１４のときのＺｎＯ膜の規格化膜厚ｈ／λを変化させた場合の弾性表面波の音速の変化を示す図である。 図７は、第３の実験例で求めたＺｎＯ膜の規格化膜厚ｈ／λを変化させた場合の電気機械結合係数ｋ２の変化を示す図である。 図８は、第４の実験例で求めたＣｕ電極膜厚０．０６のときのＺｎＯ膜の規格化膜厚ｈ／λを変化させた場合の弾性表面波の音速の変化を示す図である。 図９は、第４の実験例で求めたＣｕ電極膜厚０．１０のときのＺｎＯ膜の規格化膜厚ｈ／λを変化させた場合の弾性表面波の音速の変化を示す図である。 図１０は、第４の実験例で求められた、弾性表面波共振子におけるＺｎＯ膜の規格化膜厚ｈ／λと反射係数との関係を示す図である。 図１１は、第４の実験例で求められた、弾性表面波共振子におけるＺｎＯ膜の規格化膜厚ｈ／λと電気機械結合係数ｋ２との関係を示す図である。 図１２は、第５の実験例で求めたＮｉ電極膜厚０．０４のときのＺｎＯ膜の規格化膜厚ｈ／λを変化させた場合の弾性表面波の音速の変化を示す図である。 図１３は、第５の実験例で求められた、弾性表面波共振子におけるＺｎＯ膜の規格化膜厚ｈ／λと反射係数との関係を示す図である。 図１４は、第５の実験例で求められた、弾性表面波共振子におけるＺｎＯ膜の規格化膜厚ｈ／λと電気機械結合係数ｋ２との関係を示す図である。 図１５は、Ｐｔ，Ａｕ，Ｗ，Ｔａ，Ａｇ電極のときのＺｎＯ膜の規格化膜厚ｈ／λを変化させた場合の弾性表面波の音速の変化を示す図である。 図１６は、本発明の変形例のチューナブルフィルタに用いられる弾性表面波共振子の模式的断面図である。 図１７は、従来のチューナブルフィルタの回路構成を示す回路図である。
　以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
　図１（ａ）は、本発明の一実施形態に係るチューナブルフィルタの回路図であり、（ｂ）は、該チューナブルフィルタに用いられる弾性表面波共振子の模式的平面図であり、（ｃ）は、（ｂ）中のＩ－Ｉ線に沿う部分の正面断面図である。
　図１（ａ）に示すように、チューナブルフィルタ１は、入力端子２と出力端子３とを有する。入力端子２と出力端子３とを結ぶ直列腕において、複数の直列腕共振子Ｓ１及びＳ２が互いに直列に接続されている。直列腕共振子Ｓ１の入力側において、直列腕共振子Ｓ１に直列に可変コンデンサ４が接続されている。また、直列腕共振子Ｓ２の出力側においては、直列腕共振子Ｓ２に直列に可変コンデンサ５が接続されている。
　直列腕共振子Ｓ１の入力側においては、直列腕とグラウンド電位とを結ぶ第１の並列腕が形成されている。第１の並列腕には、並列腕共振子Ｐ１が接続されている。第１の並列腕においては、並列腕共振子Ｐ１に直列に可変コンデンサ６が接続されている。また、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２間の接続点とグラウンド電位との間に、第２の並列腕が形成されている。第２の並列腕に第２の並列腕共振子Ｐ２が接続されており、並列腕共振子Ｐ２に直列に可変コンデンサ７が接続されている。さらに、直列腕共振子Ｓ２の出力側においては、第３の並列腕が、直列腕とグラウンド電位とを結ぶように形成されている。第３の並列腕において、並列腕共振子Ｐ３に可変コンデンサ８が直列に接続されている。
　上記直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２及び並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３は、いずれも、弾性表面波共振子により形成されている。周知のように、ラダー型フィルタでは、並列腕共振子の***振周波数と、直列腕共振子の共振周波数とにより通過帯域が形成される。上記可変コンデンサ４～８を、直列腕共振子または並列腕共振子に直列に接続し、かつ該可変コンデンサ４～８の静電容量を変化させることにより、直列腕及び並列腕における共振特性を変化させることができる。従って、特許文献１に記載のチューナブルフィルタと同様に、チューナブルフィルタ１の中心周波数を変化させることができる。
　上記直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２及び並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３は、弾性表面波共振子からなる。弾性表面波共振子の構造を、直列腕共振子Ｓ１を代表して説明する。図１（ｂ）及び（ｃ）に示すように、直列腕共振子Ｓ１を構成している弾性表面波共振子１０は、圧電基板１１を有する。圧電基板１１は、本実施形態では、１５°ＹカットＸ伝搬のＬｉＮｂＯ３からなる。すなわち、オイラー角で（０°，１０５°，０°）のＬｉＮｂＯ３基板が圧電基板１１として用いられている。
　圧電基板１１の上面１１ａには、凹部として複数本の溝１１ｂが形成されている。溝１１ｂ内に電極材料を充填することにより、ＩＤＴ電極１２が形成されている。図１（ｂ）に示すように、本実施形態では、ＩＤＴ電極１２の弾性表面波伝搬方向両側に、反射器１３，１４が形成されている。従って、１ポート型弾性表面波共振子１０が構成されている。
　反射器１３，１４もまた、圧電基板１１の上面１１ａ上に設けられた凹部、すなわち複数本の溝に電極材料を充填することにより形成されている。
　図１（ｃ）に示すように、上記ＩＤＴ電極１２の上面すなわち電極指部分の上面は、圧電基板１１の上面１１ａとほぼ面一とされている。
　従って、上記ＩＤＴ電極１２及び反射器１３，１４を形成した後に、圧電基板１１の上面１１ａは平坦とされている。この圧電基板１１の上面１１ａを覆うようにＺｎＯ膜１５が形成されている。
　直列腕共振子Ｓ１を例にとり説明したが、直列腕共振子Ｓ２も同様に構成されている。また、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の共振周波数がチューナブルフィルタ１の通過帯域内に設定されている。直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の***振周波数は通過帯域よりも高域側の減衰域に設定されている。他方、並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３の共振周波数が通過帯域よりも低域側の減衰域に設定されている。並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３の***振周波数は通過帯域内に形成される。
　本実施形態のチューナブルフィルタ１では、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２及び並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３が上記特定の構造を有する弾性表面波共振子からなるため、電気機械結合係数を高めることができる。それによって、比帯域幅とチューナブルフィルタ周波数の可変幅を広げることが可能とされている。これを、具体的な実験例に基づき明らかにする。
　（第１の実験例）
　図２の破線は、第１の実験例における弾性表面波共振子のインピーダンス特性及び位相特性を示す図である。第１の実験例では、１５°ＹカットＸ伝搬のＬｉＮｂＯ３基板、すなわちオイラー角で（０°，１０５°，０°）のＬｉＮｂＯ３基板を用い、電極材料としてＡｌを用いた。弾性表面波共振子の波長をλとしたときに、ＩＤＴ電極１２の膜厚を０．１７λとしたときの周波数特性である。
　図２の一点鎖線は、ＬｉＮｂＯ３基板上に０．０１λの厚みのＺｎＯ膜を形成した場合のインピーダンス特性を示す。共振周波数は約２％低下している。しかし、帯域は１２％広くなっている。また、***振点におけるインピーダンスの共振点におけるインピーダンスに対する比であるインピーダンス比は６１ｄＢと大きい。
　実線は、さらに厚み０．２２λのＳｉＯ２膜を形成した場合のインピーダンス－周波数特性及び位相特性を示す。
　図２から明らかなように、ＺｎＯ膜の形成により、共振周波数及び***振周波数が低くなるように周波数域を調整し得、かつ大幅に帯域を広げることができることがわかる。また、***振点におけるインピーダンスの共振周波数におけるインピーダンスに対する比であるインピーダンス比は、ＳｉＯ２膜やＺｎＯ膜を形成しなかった場合には、５７．５ｄＢであった。これに対して、ＺｎＯ膜を形成した構造では６１ｄＢと大きくすることができ、ＳｉＯ２膜を形成した構造では６０．２ｄＢと大きくすることが可能であった。
　さらに、周波数温度係数ＴＣＦについては、ＳｉＯ２膜やＺｎＯ膜を有しない場合には－１００ｐｐｍ／℃であった。これに対して、ＺｎＯ膜の形成により、－７０ｐｐｍ／℃～－８０ｐｐｍ／℃とＴＣＦの絶対値を小さくすることができ、ＳｉＯ２の形成により－５ｐｐｍ／℃とさらにＴＣＦ絶対値を小さくすることが可能であった。
　なお、ＳｉＯ２膜とＺｎＯ膜の順序を逆に形成しても略同じ周波数温度特性が得られる。
　従って、ＳｉＯ２膜を形成した場合には帯域が１３．５％から１０％に狭くなるが、ＺｎＯ膜の形成により、山谷比すなわち上記インピーダンス比を大きくすることができ、かつ電気機械結合係数ｋ２が高められている。それによって、帯域が１４．９％まで広くなることがわかる。加えて、温度特性を改善することもできることがわかる。
　（第２の実験例）
　次に、図３に示すフィルタ回路２１を形成し、可変コンデンサの静電容量の変化によるフィルタ特性の変化を調べた。図３に示すフィルタ回路２１では、入力端子２２と出力端子２３とを結ぶ直列腕において、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２が互いに直列に接続されている。そして、直列腕共振子Ｓ１の入力側において、直列腕共振子Ｓ１に直列に直列腕共振子Ｃ２が接続されている。また、直列腕共振子Ｓ１の入力側においては、直列腕とグラウンド電位とを結ぶ並列腕に、コンデンサＣ１が接続されている。
　直列腕共振子Ｓ１及びＳ２間の接続点とグラウンド電位とを結ぶ第２の並列腕において、インダクタンスＬ１が接続されている。また、直列腕共振子Ｓ２の出力側においては、可変コンデンサＣ３が直列腕共振子Ｓ２に接続されている。さらに、出力端子３とグラウンド電位との間を結ぶ第３の並列腕にコンデンサＣ４が接続されている。
　ここでは、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２は、上記と同様に、１５°ＹカットＸ伝搬、オイラー角で（０°，１０５°，０°）のＬｉＮｂＯ３基板を用いた。ＬｉＮｂＯ３基板の上面の溝に電極材料としてＡｌを埋め込み、規格化膜厚Ｈ／λが０．１７のＩＤＴ電極及び反射器を形成した。なお、ＺｎＯ膜は形成しなかった。また、可変コンデンサＣ２と可変コンデンサＣ３の静電容量を等しくした構造において、静電容量を図４のように、１ｐＦ、２ｐＦ、５ｐＦ、１０ｐＦ、２５ｐＦ、５０ｐＦまたは１００ｐＦと変化させ、フィルタ特性を測定した。
　直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の静電容量については、ＩＤＴ電極の電極指の対数あるいは交差幅を変化させることにより調整した。上記インダクタンスＬ１の値は１２ｎＨとした。
　図４は、上記のように可変コンデンサＣ２と可変コンデンサＣ３の静電容量を等しくして、可変コンデンサＣ２，Ｃ３の静電容量を変化させた場合のフィルタ特性の変化を示す。図４から明らかなように、容量が１ｐＦから１００ｐＦから変化していくにつれ、フィルタの中心周波数が２．３ＧＨｚ付近から２．４８ＧＨｚ付近の間で変化すること、すなわち約１１％変化することがわかる。よって、コンデンサＣ１～Ｃ４の静電容量を変化させることにより、このようなラダー型回路構成を有するフィルタの通過帯域を調整し得ることがわかる。
　本実験例では、オイラー角（０°，１０５°，０°）のＬｉＮｂＯ３を用いたが、本願発明者の実験によれば、（０°，１０５°±２０°，０°）の範囲のＬｉＮｂＯ３基板を用いた場合にも、本実験例と同様の結果の得られることが確かめられた。
　第２の実験例から分るように、上記実施形態のチューナブルフィルタ１においても、コンデンサ４～８の静電容量を変化させることにより、周波数特性を容易に調整し得ることがわかる。
　（第３の実験例）
　図１（ｂ），（ｃ）に示した弾性表面波共振子１０では、圧電基板１１の上面１１ａを覆うように、ＺｎＯ膜１５が形成されている。ＺｎＯ膜１５の形成により、弾性表面波共振子の電気機械結合係数を効果的に高めることができる。これを、具体的に説明する。
　図５、図６及び図７は、圧電基板として、１０°回転Ｙ板Ｘ伝搬、オイラー角で（０°、１００°、０°）のＬｉＮｂＯ３基板を用い、ＩＤＴ電極を厚み０．０６と０．１４のＡｌで形成した場合の弾性表面波共振子３１におけるＺｎＯの規格化膜厚ｈ／λと、弾性表面波の音速及び電気機械結合係数ｋ２の関係をそれぞれ示す図である。なお、ｈはＺｎＯ膜の厚み、λはＩＤＴ電極の電極指ピッチで定まる波長である。
　図５及び図６において、ｆａとｆｒはそれぞれ***振周波数と共振周波数に相当する音速を示す。ｆａ及びｆｒの双方が遅いバルク横波音速より速い領域と遅い領域とで良好な共振子特性を示す。
　ＬｉＮｂＯ３の遅いバルク横波音速は４０３０ｍ／秒である。
　図５及び図６から明らかなように、Ａｌ電極の厚みにかかわらずＺｎＯの規格化膜厚ｈ／λが０．０２から０．０８５の範囲では良好な共振子特性が得られない。よってＺｎＯ膜の厚みｈ／λの望ましい領域は０～０．０２及び０．０８５～０．３の範囲である。また、図７よりＺｎＯ膜の厚みｈ／λ０．０００７～０．００６の範囲で大きな電気機械結合係数ｋ２が得られているが、０．０９以上では電気機械結合係数ｋ２は小さくなっている。
　（第４の実験例）
　次に、１０°回転Ｙ板Ｘ伝搬のＬｉＮｂＯ３、すなわちオイラー角で（０°，１００°，０°）のＬｉＮｂＯ３を圧電基板１１として用いた。電極材料として厚みＨ／λが０．０６と０．１のＣｕ膜を用いた。ＺｎＯ膜１５の規格化膜厚ｈ／λを種々変更し、弾性表面波共振子の音速、反射係数及び電気機械結合係数ｋ２の変化を求めた。結果を図８、図９、図１０及び図１１に示す。
　図８から明らかなように、Ｃｕ厚みＨ／λが０．０６の場合には、ｆａ及びｆｒの双方が遅いバルク横波より速くあるいは遅くなるＺｎＯ膜の厚みｈ／λの範囲は０～０．０１２の範囲及び０．０５～０．３の範囲である。これらのＺｎＯ膜厚範囲で良好な共振子特性が得られる。一方、図９より明らかなようにＣｕ厚みＨ／λが０．１ではＺｎＯ膜厚ｈ／λにかかわらずｆａ及びｆｒの双方が遅いバルク横波音速より遅いため、図に示したＺｎＯ膜厚ｈ／λが０～０．３の範囲で良好な共振子特性が得られる。
　また図１０に示すようにそのＺｎＯ膜厚ｈ／λが０～０．１の領域での反射係数も大きい。一方、図１１に示すようにＣｕ厚みＨ／λが０．０６及び０．１のいずれの場合にも、ＺｎＯ膜厚ｈ／λが０．００４～０．０４の範囲で大きな電気機械結合係数ｋ２を示している。ＺｎＯ膜厚ｈ／λが０．０４より厚くなると、電気機械結合係数ｋ２が小さくなる。よって良好な共振子特性を示し、大きな反射係数及び大きな電気機械結合係数ｋ２が得られる。ＺｎＯ膜厚ｈ／λの範囲は、Ｃｕ厚みにかかわらず０．００４～０．０４である。
　従って、好ましくは、ＺｎＯ膜の規格化膜厚ｈ／λを０．０４以下とすることが望ましい。それによってＺｎＯ膜の積層により、電気機械結合係数ｋ２を効果的に高め、よって、チューナブルフィルタの比帯域幅を広げ得ることがわかる。
　（第５の実験例）
　第４の実験例と同様にして、但し、電極材料としてＣｕに代えて厚みＨ／λが０．０４のＮｉを用いた。第４の実験例と同様に、ＺｎＯ膜の規格化膜厚ｈ／λを変化させ、音速、反射係数の変化及び電気機械結合係数ｋ２の変化を求めた。結果を図１２、図１３及び図１４に示す。
　図１２より、遅いバルク横波音速よりｆａ及びｆｒの双方が速いＺｎＯ膜の膜厚ｈ／λの範囲は０～０．０６２である。
　一方、図１３よりＺｎＯ膜厚ｈ／λが０～０．０４５の範囲で大きい反射係数を示す。また図１４よりＺｎＯ膜厚ｈ／λが０～０．０４５の範囲で大きい電気機械結合係数を示す。
　ＺｎＯ膜厚ｈ／λが０のとき、電気機械結合係数ｋ２は０．３７５を示す。ＺｎＯの膜厚ｈ／λが０．００５では、電気機械結合係数ｋ２は０．３９であり、ｈ／λが０．０３では電気機械結合係数ｋ２は０．４２である。それ以上の膜厚ｈ／λでは、電気機械結合係数ｋ２は徐々に小さくなり、ＺｎＯ厚みｈ／λが０．０５では電気機械結合係数ｋ２が０．３５となる。
　従って、好ましくは、ｈ／λを０．０４５未満とすることにより、ＺｎＯ膜の形成により、電気機械結合係数ｋ２を効果的に高めることができ、チューナブルフィルタ１の比帯域幅を広げ得ることがわかる。
　図１５にＡｇ電極（厚みＨ／λ０．０４）、Ｔａ電極（厚みＨ／λ０．０１）、Ｗ電極（厚みＨ／λ０．０１）、Ｐｔ電極（厚みＨ／λ０．０１）、Ａｕ電極（厚みＨ／λ０．０１）の各場合のＺｎＯ膜厚と電気機械結合係数ｋ２の関係を示す。いずれの電極もＺｎＯ膜厚ｈ／λが０．００５以上、０．１４以下の範囲で大きな電気機械結合係数ｋ２を示している。
　（変形例）
　図１６は、本発明において用いられる弾性表面波共振子の変形例を示す正面断面図である。本変形例の弾性表面波共振子３１では、ＺｎＯ膜１５の上にＳｉＯ２膜３２が積層されていることを除いては、図１（ｂ），（ｃ）に示した弾性表面波共振子１０と同様とされている。ＳｉＯ２膜の周波数温度係数ＴＣＦは正の値であり、ＬｉＮｂＯ３やＬｉＴａＯ３の周波数温度係数ＴＣＦは負の値である。従って、正のＴＣＦをもつＳｉＯ２膜３２の積層により、弾性表面波共振子３１の周波数温度係数ＴＣＦの絶対値を小さくすることができる。よって、このような弾性表面波共振子３１を、直列腕共振子や並列腕共振子として用いることにより、温度変化による周波数特性の変化を抑制することができ、従って、温度特性を改善することができる。
　なお、ＳｉＯ２膜とＺｎＯ膜の順序を逆に形成しても略同じ周波数温度特性が得られる。
　上述した実施形態及び実験例では、圧電基板はＬｉＮｂＯ３で形成されていたが、ＬｉＴａＯ３からなるものであってもよい。
　また、上記実験例では、オイラー角が（０°，１００°，０°）のＬｉＮｂＯ３を用いたが、本願発明者の実験によれば、オイラー角のθが、１００°±２０°の範囲内であれば、同様の結果が得られることが確かめられている。
　また、本発明において、オイラー角（０°，１００°±２０°，０°）におけるφ及びψの値は、０°に限らず、０°±５°の範囲であれば、同様の効果が得られるため、オイラー角のφ及びψの０°は、それぞれ、±５°の範囲でばらついてもよく、±５°の範囲は、上記ばらつきの許容度であることを指摘しておく。
　また、上記実験例では、電極材料として、Ｎｉ，Ｃｕ，Ａｕ，Ｐｔ，Ｗ，Ｔａ，ＡｇまたはＡｌを示したが、これらの合金であってもよく、あるいはＭｏなどの他の金属により形成されてもよい。加えて、電極材料として複数の金属もしくは合金を用い、積層金属膜を凹部内に形成することによりＩＤＴ電極を形成してもよい。Ｔａ，Ｗは融点が高いため、成膜にはスパッタやイオンプレーティングなどの高価な設備を必要とする。
　また、上記実験例では単一の金属からなる電極を示したが、複数の異なる金属からなる電極層の積層体により電極が構成されていてもよい。平均密度は、電極層を構成する金属の密度と膜厚の積の総和を各電極層の膜厚の総和で除算した値になる。平均密度とほぼ同じ密度を有する単一金属を用いた場合のＺｎＯ膜厚と、同じＺｎＯ膜厚とすることにより、積層体を用いた場合においても、単一金属を用いた場合と同じ効果を得ることができる。
　１…チューナブルフィルタ
　２…入力端子
　３…出力端子
　４～８…可変コンデンサ
　１０…弾性表面波共振子
　１１…圧電基板
　１１ａ…上面
　１１ｂ…溝
　１２…ＩＤＴ電極
　１３，１４…反射器
　１５…ＺｎＯ膜
　２１…フィルタ回路
　２２…入力端子
　２３…出力端子
　３１…弾性表面波共振子
　３２…ＳｉＯ２膜
　Ｃ１～Ｃ４…コンデンサ
　Ｐ１～Ｐ３…並列腕共振子
　Ｓ１，Ｓ２…直列腕共振子

Claims (8)

  1. 　ＬｉＮｂＯ３またはＬｉＴａＯ３からなり、かつ上面に凹部を有する圧電基板と、
    　前記圧電基板の上面の凹部に電極材料を埋め込むことにより形成されたＩＤＴ電極と、
    　前記圧電基板の上面を覆うように設けられたＺｎＯ膜とを有する弾性表面波共振子と、
    　前記弾性表面波共振子に接続された可変コンデンサとを備えるチューナブルフィルタ。
  2. 　前記圧電基板が、オイラー角（０°，１００°±２０°，０°）のＬｉＮｂＯ３基板であり、前記ＩＤＴ電極を形成している電極材料がＡｌ，Ａｇ，Ｐｔ，Ａｕ，Ｔａ，Ｗ，Ｍｏ，ＮｉまたはＣｕである、請求項１に記載のチューナブルフィルタ。
  3. 　前記弾性表面波共振子のＩＤＴ電極がＡｌからなる電極層を主体としており、前記ＺｎＯ膜の厚みをｈ、前記弾性表面波共振子のＩＤＴ電極の電極指ピッチで定まる波長をλとしたときに、前記ＺｎＯ膜の規格化膜厚ｈ／λが、０．０００７～０．００６の範囲にある、請求項２に記載のチューナブルフィルタ。
  4. 　前記弾性表面波共振子のＩＤＴ電極がＮｉ，Ｃｕ及びＭｏ並びにこれらの金属を主体とする合金から選択された１種からなる電極層を主体としており、前記ＺｎＯ膜の厚みをｈ、ＩＤＴ電極の電極指ピッチで定まる波長をλとしたときに、前記ＺｎＯ膜の規格化膜厚ｈ／λが、０．００４～０．０４５の範囲にある、請求項２に記載のチューナブルフィルタ。
  5. 　前記弾性表面波共振子のＩＤＴ電極がＰｔ，Ａｕ，Ｗ，Ｔａ，及びＡｇ並びにこれらの金属を主体とする合金から選択された１種からなる電極層を主体としており、前記ＺｎＯ膜の厚みをｈ、ＩＤＴ電極の電極指ピッチで定まる波長をλとしたときに、前記ＺｎＯ膜の規格化膜厚ｈ／λが、０．００５～０．１４の範囲にある、請求項２に記載のチューナブルフィルタ。
  6. 　前記ＩＤＴ電極が、前記電極層と、前記電極層を構成する金属とは異なる金属からなる第２の電極層との積層体により構成されており、該積層体の平均密度が前記電極層を構成する前記金属または合金の密度とほぼ同じである、請求項４または５に記載のチューナブルフィルタ。
  7. 　前記ＺｎＯ膜上に積層されているＳｉＯ２膜をさらに備える、請求項１～６のいずれか１項に記載のチューナブルフィルタ。
  8. 　前記圧電基板の上面と前記ＺｎＯ膜との間に積層されているＳｉＯ２膜をさらに備える、請求項１～６のいずれか１項に記載のチューナブルフィルタ。
     
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