JP6238264B2 - 交流回転機の制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、回転子の角度位置を検出する磁気センサを備えた交流回転機の制御装置に関するものである。

電動パワーステアリング装置等に用いられる交流回転機において、モータのトルクリップルを低減するためには、モータの回転子の角度位置を精度よく検出することが求められる。しかしながら、モータ自身が発生する磁場の影響によって、回転子の角度位置を検出する磁気センサの検出精度が低下してしまうという課題がある。

このような課題を解決するための従来の交流回転機として、モータの電機子と磁気センサとの間に蓋部を配置して、電機子が発生する磁場の影響がセンサに及ばないよう抑制することで、角度位置を検出する精度を向上させたものがある（例えば、特許文献１参照）。

また、別の交流回転機として、センサマグネットを保持するホルダに対して磁気誘導部を当接して設けることにより、磁気センサがセンサマグネットの磁場を精度よく検出できるようにしたものがある（例えば、特許文献２参照）。

また、レゾルバ装置として、レゾルバによって検出された角度信号を参照して速度信号を周波数分析して周波数成分毎の検出誤差を算出するとともに、検出誤差を合成して得られる推定角度誤差信号を用いて角度信号を補正することで角度位置の検出精度を向上させたものがある（例えば、特許文献３参照）。

特開２００８−２１９９９５号公報 特開２０１３−７７３１号公報 特開２００９−１５６８５２号公報

しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
特許文献１では、蓋部を設けることにより電機子が発生する磁場の影響がセンサに及ばないようにしているが、蓋部を追加することによって生じるコストの増加、生産性の悪化および製品全体の質量の増加が懸念される。

特許文献２では、磁気誘導部を設けることによって検出したい磁場以外の磁場の影響を抑制しているが、やはり同様に、磁気誘導部を追加することによって生じるコストの増加、生産性の悪化および製品全体の質量の増加が懸念される。

特許文献３では、周波数成分毎の検出誤差を用いて推定角度誤差信号を得ることにより、各周波数成分の角度誤差を低減することは可能であるが、要因が分かっている次数成分誤差も要因が分からない次数成分誤差も区別せずに合わせて補正しているため、補正過多あるいは補正不足となる懸念がある。また、レゾルバによって検出された角度信号を周波数分析するためにフーリエ変換を用いており、過去複数周期分のデータが必要となるため、単純な補正に比べると処理負荷が増大するうえに、ＲＡＭに記憶したデータに誤り等が生じた場合には誤学習となる可能性がある。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、回転子の角度位置を高精度に検出できる簡素で低コストな交流回転機の制御装置を得ることを目的とする。

本発明に係る交流回転機の制御装置は、固定子の電機子巻線に流れる多相交流電流が形成する回転磁場によって回転子が回転する交流回転機を制御する交流回転機の制御装置であって、交流回転機の電機子巻線に電圧を印加するインバータと、電機子巻線とインバータとを接続するインバータ接続部と、回転子と同期して回転することにより、交流回転機の回転角を検出するための角度検出用磁場を発生する磁場発生器と、磁場発生器が発生する角度検出用磁場の互いに直交する２つの成分を正弦信号および余弦信号として検出する角度検出器と、交流回転機の電流指令と、正弦信号および余弦信号から得られる角度情報とに基づいてインバータに印加する電圧を制御する制御演算部と、を備え、制御演算部は、インバータ接続部に流れる多相交流電流が発生するノイズ磁場による角度情報の誤差を、インバータ接続部に流れる多相交流電流の電流ベクトルと、インバータ接続部と角度検出器との相対的な位置関係により決定される位相補正定数および振幅補正定数と、によって位相および振幅が決定される補正信号を用いて補正し、補正後電気角として出力する角度補正演算部を有し、補正後電気角に基づいてインバータを制御するものである。

本発明では、インバータ接続部に流れる多相交流電流が発生するノイズ磁場による角度検出器の検出誤差を、インバータ接続部と角度検出器との相対的な位置関係と多相交流電流の電流ベクトルとによって位相および振幅が決定される補正信号を用いて補正している。この結果、回転子の角度位置を高精度に検出できる簡素で低コストな交流回転機の制御装置を得ることができる。

本発明の実施の形態１に係る交流回転機の制御装置の構成を、交流回転機とともに示す概略図である。 本発明の実施の形態１に係る交流回転機の制御装置における角度検出器とインバータ接続部との相対的な位置関係を示す断面図および側面図である。 回転座標系における電流ベクトルを示す説明図である。 本発明の実施の形態１に係る交流回転機の制御装置を、交流回転機とともに示すブロック図である。 本発明の実施の形態１に係る交流回転機の制御装置における角度補正演算部の第１のブロック図である。 本発明の実施の形態１に係る交流回転機の制御装置における角度補正演算部の第２のブロック図である。 本発明の実施の形態１に係る交流回転機の制御装置における角度補正演算部の第３のブロック図である。 本発明の実施の形態２に係る交流回転機の制御装置における角度補正演算部の第１のブロック図である。 本発明の実施の形態２に係る交流回転機の制御装置における角度補正演算部の第２のブロック図である。 本発明の実施の形態３に係る交流回転機の制御装置における角度補正演算部の第１のブロック図である。 本発明の実施の形態３に係る交流回転機の制御装置における角度補正演算部の第２のブロック図である。 本発明の実施の形態４に係る交流回転機の制御装置における角度補正演算部の第１のブロック図である。 本発明の実施の形態４に係る交流回転機の制御装置における角度補正演算部の第２のブロック図である。 本発明の実施の形態４に係る交流回転機の制御装置における角度補正演算部の第３のブロック図である。 本発明の実施の形態５に係る交流回転機の制御装置における角度補正演算部の第１のブロック図である。 本発明の実施の形態５に係る交流回転機の制御装置における角度補正演算部の第２のブロック図である。 本発明の実施の形態６に係る交流回転機の制御装置における角度補正演算部の第１のブロック図である。 本発明の実施の形態６に係る交流回転機の制御装置における角度補正演算部の第２のブロック図である。 本発明の実施の形態７に係る交流回転機の制御装置の構成を、交流回転機とともに示す概略図である。 本発明の実施の形態８に係る交流回転機の制御装置における角度検出器とインバータ接続部との相対的な位置関係を示す断面図および側面図である。

以下、本発明における交流回転機の制御装置の好適な実施の形態について図面を用いて説明する。なお、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して説明する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る交流回転機の制御装置の構成を、交流回転機とともに示す概略図である。図１に示す交流回転機の制御装置は、交流回転機１を制御するものであって、インバータ２、磁場発生器３、角度検出器４、インバータ接続部５、および制御演算部７を備えて構成される。

交流回転機１は、回転子および固定子を備えており、固定子の電機子巻線に流れる３相交流電流が形成する回転磁場によって回転子が回転する。

なお、以下の説明では、簡単のため、交流回転機１として、永久磁石型同期回転機を想定するが、本実施の形態１の交流回転機１はこのような形態に限定されるものではない。例えば、交流回転機１は界磁巻線型同期回転機であってもよい。

交流回転機１の極対数Ｐが１でない場合には、交流回転機１の電気的周期における位相である電気角θｅと、交流回転機１の機械的周期における位相である機械角θｍとでは変化率が異なる。例えば、極対数が２の場合には、電気角θｅは機械角θｍの２倍の速さで変化する。電気角θｅは、極対数Ｐおよび機械角θｍを用いて、下式（１）で表される。

インバータ２は、制御演算部７が出力するスイッチング信号に従って半導体スイッチを制御することにより、直流電源から供給される直流電圧を電力変換する。電力変換された電圧は、インバータ接続部５を介して交流回転機１の電機子巻線に印加される。インバータ２は、電気角θｅに応じて交流回転機１の電機子巻線に適切に電圧を印加して３相交流電流を流すことで、交流回転機１のトルクを発生させる。

インバータ接続部５は、交流回転機１の電機子巻線とインバータ２とを接続する。本実施の形態１のインバータ接続部５は、図１に示すように、３相交流電流のＵ相、Ｖ相、Ｗ相をそれぞれ流す３本の接続線からなる。

磁場発生器３は、回転子と同期して回転することにより、交流回転機１の交流回転機の機械角を検出するための角度検出用磁場を発生する。磁場発生器３としては、例えば、回転子の回転軸の一端に設けられた永久磁石を用いることができる。

磁場発生器３は、回転子と同期して回転することから、磁場発生器３の回転角θｓｍは交流回転機１の機械角θｍと等しく、下式（２）が成立する。なお、下式（２）は、回転角θｓｍおよび機械角θｍの初期位相が一致している場合の式であるが、初期位相が異なる場合は、初期位相差分だけオフセットすればよい。

角度検出器４は、磁場発生器３が発生する角度検出用磁場の互いに直交する２つの成分を正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓとして検出する。角度検出器４としては、例えば、回転子の回転軸の延長上の磁場発生器３と相対する位置に設けられた磁気センサを用いることができる。

ここで、角度検出器４自身の軸倍角Ｐｓｎｓが１でない場合には、先の電気角θｅの場合と同様に、角度検出器４の検出角θｓｎｓと磁場発生器３の回転角θｓｍとで変化率が異なってくる。検出角θｓｎｓは、角度検出器４の軸倍角Ｐｓｎｓおよび磁場発生器３の回転角θｓｍを用いて、下式（３）で表される。

なお、上式（３）は、角度検出器４が検出した正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓの最大振幅が等しくて位相差がπ／２である場合、すなわち、正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓのオフセット誤差がともに０の場合の式を示している。オフセット誤差が存在する場合には、例えば、下式（４）のように、正弦信号Ｖｓｉｎ、余弦信号Ｖｃｏｓのオフセット誤差ｅｓｉｎ＿ｏｆｓ、ｅｃｏｓ＿ｏｆｓをそれぞれオフセットすることで、上式（３）を補正することができる。

ここで、上述のように式（２）が成立するので、交流回転機１の電気角θｅは、交流回転機１の極対数Ｐ、角度検出器４の軸倍角Ｐｓｎｓ、および検出角θｓｎｓを用いて、下式（５）で表される。すなわち、交流回転機１の電気角θｅは、検出角θｓｎｓを、交流回転機１の極対数と角度検出器４の軸倍角の比であるＫｐで乗算したものとして表される。

制御演算部７は、角度検出器４が検知した正弦信号および余弦信号から得られる交流回転機１の電気角θｅを用いて、例えば、インバータ接続部５を流れる３相交流電流を座標変換して電流指令との偏差を零とすべくフィードバック制御する。交流回転機１およびインバータ２の諸元や電気角θｅを用いてフィードフォワード制御をするなど、所望の電流を得られれば他の方法でも同様の効果を得ることができることはいうまでも無い。制御演算部７は、例えば、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）とプログラムを格納した記憶部とを有するマイクロプロセッサで構成されている。

次に、インバータ接続部５に流れる３相交流電流が、角度検出器４の位置に発生するノイズ磁場について説明する。

図２は、本発明の実施の形態１に係る交流回転機の制御装置における角度検出器４とインバータ接続部５との相対的な位置関係を示す断面図および側面図である。図２（ａ）には、角度検出器４の２つの検出軸であるｘ軸およびｙ軸を示している。また、図２（ｂ）には、回転子の回転軸に沿ったｚ軸を示している。ｘ軸、ｙ軸、およびｚ軸は互いに直交している。

また、図２には、角度検出器４とインバータ接続部５との相対距離ｒおよび相対角度θを示している。ここで、相対距離ｒおよび相対角度θの添え字は、各相を表している。相対距離ｒは、そのｙ軸成分ｌｙ１、および相対角度θを用いて、下式（６）のように表される。

図２には、インバータ接続部５が、角度検出器４よりもｙ軸の正方向側（右側）に配置された例を示しているため、下式（７）のように表される。なお、インバータ接続部５は、角度検出器４よりもｙ軸の負方向側（左側）に配置してもよい。また、インバータ接続部５の３相をｙ軸の右側、左側にばらけた形で配置してもよい。その場合には、左側に配置した相の関係式の右辺を−１倍すればよい。

また、図２（ｂ）に示すように、インバータ接続部５の長さのうち、角度検出器４の位置を基準にしてｚ軸の正方向側の長さをｌｚ１、ｚ軸の負方向側の長さをｌｚ２とする。また、インバータ接続部５のｚ軸の正方向側の端部と角度検出器４とがなす相対角度をθ１、インバータ接続部５のｚ軸の負方向側の端部と角度検出器４とがなす相対角度をθ２とする。

このとき、インバータ接続部５に流れる３相交流電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１が、角度検出器４の位置に発生するノイズ磁場Ｂｉは、下式（８）で表される。ここで、μ０は真空の透磁率を表す。

図３は、回転座標系における電流ベクトルを示す説明図である。電流ベクトルの絶対値をＩとし、ｑ軸に対する位相角をθβとすると、電流ベクトルのｄ軸成分ｉｄおよびｑ軸成分ｉｑは下式（９）で表される。

上式（３）および（５）により、角度検出器４が検出した正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓから、交流回転機１の電気角θｅが得られるので、インバータ接続部５を流れる３相交流電流は、下式（１０）で表される。ここで、√２×Ｉｒｍｓは３相交流電流の振幅である。

なお、上式（１０）では、簡単のため、３相交流電流は正弦波であるとして、電気角θｅの１次（基本周期）成分のみを示したが、例えば台形波駆動の場合等のように、電気角θｅの高次の成分が含まれる場合には、上式（１０）に、電気角θｅのｎ次成分（ｎは２以上の自然数）を含む項を追加すればよい（例えば、フーリエ級数とすればよい）。

上式（７）、（８）および（１０）より、インバータ接続部５を流れる３相交流電流が角度検出器４の位置に発生するノイズ磁場Ｂｉは、下式（１１）で表される。

一方で、磁場発生器３が、角度検出器４の位置に発生する角度検出用磁場Ｂｂａｓｅは、下式（１２）で与えられる。

従って、角度検出器４は、実際には、上式（１１）に示すノイズ磁場Ｂｉと、上式（１２）に示す角度検出用磁場Ｂｂａｓｅとが重ね合わされた、下式（１３）で表される合成磁場Ｂａｌｌを検出することになる。

例えば、角度検出用磁場Ｂｂａｓｅの大きさが１００（ｍＴ）程度で、ノイズ磁場Ｂｉの大きさが１（ｍＴ）程度の場合には、角度検出器４の検出値には、約１％の誤差が重畳される。

次に、角度検出器４が実際に検出する上式（１３）で表される合成磁場Ｂａｌｌに含まれる、上式（１１）で表されるノイズ磁場Ｂｉによる影響を補正する方法について説明する。

図４は、本発明の実施の形態１に係る交流回転機の制御装置を、交流回転機とともに示す回路図である。図４に示す交流回転機の制御装置は、交流回転機１を制御するものであって、インバータ２、磁場発生器３、角度検出器４、インバータ接続部５、電流検出器６、および制御演算部７を備えて構成される。

直流電源８は、インバータ２に直流電圧Ｖｄｃを供給する。直流電源８としては、例えば、バッテリー、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等の、直流電圧を出力する機器を用いることができる。

インバータ２は、制御演算部７が出力するスイッチング信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎに従って半導体スイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎを制御することにより、直流電源８から供給される直流電圧Ｖｄｃを３相交流に変換する。３相交流はインバータ接続部５を介して交流回転機１の電機子巻線に供給される。

ここで、スイッチング信号Ｑｕｐ、Ｑｕｎ、Ｑｖｐ、Ｑｖｎ、Ｑｗｐ、Ｑｗｎは、それぞれ、インバータ２の半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎをオンおよびオフするための制御信号である。

半導体スイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎとしては、例えば、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチや、ダイオードを逆並列に接続したものを用いることができる。

電流検出器６は、インバータ２の各相の下アームと直流電源８のグランドとの間に設けられ、インバータ接続部５の各相に流れる３相交流電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１を検出する。なお、３相交流電流の３相全てを検出する代わりに、３相交流電流のベクトル和が０となることを利用して、２相のみを検出し、残り１相については計算により取得することも可能である。また、電流検出器６は、インバータ２の各相の上アームと直流電源８の正極側との間に設けてもよい。さらに、電流検出器６は、電流検出の時間を確保するためにインバータ２のスイッチングタイミングをずらして母線電流値を検出する方式としても、３相交流電流を算出することも可能である。

制御演算部７は、角度補正演算部２０および電流制御部２１を備えて構成される。

角度補正演算部２０は、インバータ接続部５に流れる３相交流電流が発生するノイズ磁場による正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓの誤差を補正し、補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉとして出力する。

ここで、角度補正演算部２０は、図４に示すように、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊から得られる電流ベクトルに基づいてノイズ磁場を計算する。なお、電流ベクトルは、電流検出器６が検出する３相交流電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１から得ることもできる。また、ノイズ除去のためにローパスフィルタなどを通した後の値を用いて電流ベクトルを得てもよいことはいうまでも無い。以下では、電流ベクトルを、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊から得る場合について説明する。

電流制御部２１は、補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉを用いて、インバータ接続部５を流れる３相交流電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１を、回転座標系における検出電流ｉｄ１、ｉｑ１に変換するとともに、外部から入力される電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊と検出電流ｉｄ１、ｉｑ１とが等しくなるように、フィードバック制御により電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを算出し、この電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに応じたパルス幅変調（ＰＷＭ変調）によって、インバータ２にスイッチング信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎを出力する。

また、３相交流電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１のフィードバック制御は、代わりに交流回転機１に合わせたフィードフォワード制御してもよく、この場合は、電流検出器６および電流検出器６が検出する３相交流電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１の値は必須ではなくなる。

図５Ａは、本発明の実施の形態１に係る交流回転機の制御装置における角度補正演算部２０のブロック図である。本実施の形態１の角度補正演算部２０は、第１の角度変換部３０、補正信号演算部３１、および第２の角度変換部３２を備えて構成される。

第１の角度変換部３０は、角度検出器４が検出した正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓから、上式（３）に従って検出角θｓｎｓを算出し、更に上式（５）に従って電気角θｅを算出して、角度情報として出力する。

補正信号演算部３１は、外部から入力される電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊から、上式（９）に従って、位相角θβを求めるとともに、電流ベクトルと位相角θβと第１の角度変換部３０にて得られた角度情報である電気角θｅとから、下式（１４）に従って、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓを算出する。

なお、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓの計算に用いる電流ベクトルとしては、前述のように、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を用いてもよいし、電流検出器６が検出した３相交流電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１を用いてもよい。

ここで、位相補正定数δｘ、δｙはインバータ接続部５と角度検出器４との相対的な位置関係により決定される定数であり、上式（１１）のように与えられる。また、振幅補正定数Ｋｓｉｎ、Ｋｃｏｓもインバータ接続部５と角度検出器４との相対的な位置関係により決定される定数であり、下式（１５）のように与えられる。

なお、振幅補正定数Ｋｓｉｎ、Ｋｃｏｓは、角度検出器４が出力する正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓの基本波振幅Ａｓｉｎ、Ａｃｏｓに比例するが、基本波振幅Ａｓｉｎ、Ａｃｏｓが、環境温度変化や経年変化によって変化しないのであれば定数としてもよい。一方で、環境温度変化や経年変化によって変化する場合は、基本波振幅Ａｓｉｎ、Ａｃｏｓを温度または時間の変数としてもよい。また、基本波振幅の変動が大きい場合には、振幅補正定数は、実際の基本波振幅を使用して、基本波振幅以外の部分を乗算して得てもよい。

ここで、上式（１０）と上式（１４）とを比較すると、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓは、インバータ接続部５を流れる３相交流電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１に対して、位相および振幅を調整したものとなっていることが分かる。具体的には、上式（１４）は、下式（１６）に示す基本交流電流ｈｂａｓｅに対して、位相を位相補正定数δｘまたはδｙだけ加算し、振幅を振幅補正定数ＫｓｉｎまたはＫｃｏｓだけ乗算したものとなっている。

すなわち、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓは、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊または検出電流ｉｄ１、ｉｑ１で決定する電流ベクトルの絶対値に、振幅補正定数が乗算された振幅値と、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊または検出電流ｉｄ１、ｉｑ１で決定する電流ベクトルのｑ軸に対する位相角θβに、電気角θｅおよび位相補正定数が加算された位相値とを有する正弦波として表される。

インバータ接続部５と角度検出器４との相対的な位置関係により決定される位相補正定数および振幅補正定数は、事前に計算しておいて、例えば、制御演算部７の図示しない記憶部に記憶しておくことが可能である。また、基本波振幅の変動が大きい場合には、振幅補正定数は基本波振幅以外の部分を記憶して、使用時に基本波振幅を掛けあわせてやればよい。従って、上式（１４）を用いれば、基本交流電流ｈｂａｓｅに対して、位相および振幅を調整するだけで、簡単な計算により正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓを算出することができる。

第２の角度変換部３２は、正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓと、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓとの差分信号から、上式（３）および（５）に従って、補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉを算出する。

図５Ａでは、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓを算出するのに使用する角度情報を電気角θｅとしたが、検出角θｓｎｓを用いた図５Ｂのような角度補正演算部２０ａとしてもよい。図５Ｂに示す角度補正演算部２０ａは、図５Ａの角度補正演算部２０とは、第１の角度変換部３０ａおよび補正信号演算部３１ａが異なっている。

図５Ｂでは、第１の角度変換部３０ａは、角度検出器４が検出した正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓから、角度情報として検出角θｓｎｓを上式（３）に従って算出する。

補正信号演算部３１ａは、外部から入力される電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊から、上式（９）に従って、位相角θβを求めるとともに、電流ベクトルと位相角θβと第１の角度変換部３０ａにて得られた角度情報である検出角θｓｎｓとから、下式（１７）に従って、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓを算出する。

また、図５Ｃのような角度補正演算部２０ｂとしてもよい。図５Ｃに示す角度補正演算部２０ｂは、図５Ｂの角度補正演算部２０ａとは、第２の角度変換部３２ａおよび第３の角度変換部３５が異なっている。

図５Ｃでは、第２の角度変換部３２ａは、正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓと、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓとの差分信号から、上式（３）に従って、補正後検出角θｓｎｓ＿ｈｏｓｅｉを算出する。

第３の角度変換部３５は、補正後検出角θｓｎｓ＿ｈｏｓｅｉから上式（５）に従って、補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉを算出する。

図５Ｂおよび図５Ｃのいずれの構成においても、図５Ａの構成と同様の効果を得ることができる。なお、図５Ａ、図５Ｂおよび図５Ｃは、角度補正演算部の構成の例であって、補正信号演算部の入力となる角度情報は、正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓにより得られた角度を定数倍して得られるものであれば、補正信号演算部で補正信号として使用できる。検出角θｓｎｓと電気角θｅの初期位相がずれている場合には、単純に定数倍するわけでは無くオフセット分を調整する必要があることはいうまでも無い。

これにより、ノイズ磁場Ｂｉの影響を含む電気角θｅの代わりに、ノイズ磁場Ｂｉの影響が低減された補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉを用いることで、電気角θｅを高精度に検出することができる。

この補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉを用いて電流制御部２１の演算を実施できることで、３相交流電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１から検出電流ｉｄ１、ｉｑ１への座標変換時、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊に対してフィードフォワード制御あるいはフィードバック制御などの手法を用いて得られる電圧指令からスイッチング信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎを得る際の座標変換時などに重畳されていた誤差成分を低減または除去することができ、電流リプルを抑制することが可能となるという従来に無い効果を得ることができる。

例えば、本実施の形態１の交流回転機の制御装置を、電動パワーステアリングの操舵トルクを補助するために用いる場合には、交流回転機１の出力トルクに含まれるトルクリプルが抑制されるので、快適な操舵フィーリングを得ることができる。

なお、以上の説明では、インバータ接続部５には３相交流電流が流れるものとしたが、インバータ接続部５に３相以上の多相交流電流が流れるとしても、同様の効果を得ることができる。

また、以上の説明では、３相交流電流が電気角θｅの１次（基本周期）成分のみで表せるとしたが、上式（１０）に、電気角θｅのｎ次成分（ｎは２以上の自然数）を含む項が含まれる場合（例えば、フーリエ級数で表される場合）でも、電磁場の重ね合わせの性質から、同様の手順により、上式（１４）に相当する式を得ることができる。

すなわち、３相交流電流に電気角θｅにより高次の成分が含まれる場合は、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓには、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊または検出電流ｉｄ１、ｉｑ１の電流ベクトルの絶対値に、振幅補正定数が乗算された振幅値と、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊または検出電流ｉｄ１、ｉｑ１の電流ベクトルのｑ軸に対する位相角θβに、電気角θｅのｎ次成分（ｎは２以上の自然数）および位相補正定数が加算された位相値とを有するｎ次正弦波の項が、更に含まれることになる。

また、以上の説明では、インバータ接続部５の全ての接続線に３相交流電流が正常に流れる正常時の動作を想定したが、いくつかの接続線に３相交流電流が流れていない故障時でも、同様の手順により、上式（１４）に相当する式を得ることができる。

従って、インバータ接続部５に３相交流電流のいくつかの相が供給されていない故障時でも、上式（１４）に相当する式に従って、電流が流れている接続線による正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓを算出することにより、ノイズ磁場による角度検出器４の誤差を補正することができる。なお、上式（１４）に相当する式が、単純な式で表しにくい場合には、電気角に応じた波形値を予めテーブルとして準備してもよい。

なお、本実施の形態１では、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓの両方を補正したが、いずれか一方の誤差が小さい場合などには一方のみを補正することで同様の効果を得ることができる。また、両方の誤差が同じようにあっても、処理負荷の都合などで正弦信号用補正信号ｈｓｉｎまたは余弦信号用補正信号ｈｃｏｓのいずれか一方を補正することで、効果は小さいが角度補正の効果を得られることはいうまでも無い。

以上のように、実施の形態１では、インバータ接続部に流れる多相交流電流が発生するノイズ磁場による角度検出器の検出誤差を、インバータ接続部と角度検出器との相対的な位置関係と多相交流電流の値とによって位相および振幅が決定される補正信号を用いて補正している。この結果、回転子の角度位置を高精度に検出できる簡素で低コストな交流回転機の制御装置を得ることができる。

実施の形態２．
図６Ａは、本発明の実施の形態２に係る交流回転機の制御装置における角度補正演算部２０ｃのブロック図である。図６Ａに示す本実施の形態２の角度補正演算部２０ｃは、先の実施の形態１の図５Ａと比較して、補正信号演算部３１が、電気角θｅの代わりに、補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉの前回値θｅ＿ｈｏｓｅｉ＿ｏｌｄを入力する点が異なっている。

補正信号演算部３１は、外部から入力される電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊から、上式（９）に従って、位相角θβを求めるとともに、電流ベクトルと位相角θβと補正後電気角の前回値θｅ＿ｈｏｓｅｉ＿ｏｌｄとから、下式（１８）に従って、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓを算出する。

前回値取得部３３は、前回値を取得するブロックであり、ここでは前回演算時に得た補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉを前回値θｅ＿ｈｏｓｅｉ＿ｏｌｄとして取得する。

なお、図６Ａでは、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓを算出する際に補正後電気角の前回値θｅ＿ｈｏｓｅｉ＿ｏｌｄを用いる構成としたが、補正後検出角の前回値θｓｎｓ＿ｈｏｓｅｉ＿ｏｌｄを用いた図６Ｂのような角度補正演算部２０ｄとしてもよい。図６Ｂに示す角度補正演算部２０ｄは、図６Ａの角度補正演算部２０ｃとは、補正信号演算部３１ａ、第２の角度変換部３２ａおよび第３の角度変換部３５が異なっている。

図６Ｂでは、補正信号演算部３１ａは、外部から入力される電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊から、上式（９）に従って、位相角θβを求めるとともに、電流ベクトルと位相角θβと前回値取得部３３にて得られた角度情報である補正後検出角の前回値θｓｎｓ＿ｈｏｓｅｉ＿ｏｌｄとから、下式（１９）に従って、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓを算出する。

第２の角度変換部３２ａは、正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓと、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓとの差分信号から、上式（３）に従って、補正後検出角θｓｎｓ＿ｈｏｓｅｉを算出する。

第３の角度変換部３５は、補正後検出角θｓｎｓ＿ｈｏｓｅｉから上式（５）に従って、補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉを算出する。

図６Ｂの構成においても、図６Ａの構成と同様の効果を得ることができる。なお、図６Ａおよび図６Ｂは、角度補正演算部の構成の例であって、補正信号演算部の入力となる角度情報は正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓと、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓとの差分信号から得られた検出角θｓｎｓを定数倍して得られるものであれば、補正信号演算部で補正信号として使用できる。検出角θｓｎｓと電気角θｅの初期位相がずれている場合には、単純に定数倍するわけでは無くオフセット分を調整する必要があることはいうまでも無い。

なお、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓの計算に用いる電流ベクトルとしては、図６Ａに示すように電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を用いてもよいし、電流検出器６が検出した３相交流電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１の値を用いてもよい。

また、本実施の形態２では、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓの両方を補正したが、いずれか一方の誤差が小さい場合などには一方のみを補正することで同様の効果を得ることができる。また、両方の誤差が同じようにあっても、処理負荷の都合などで正弦信号用補正信号ｈｓｉｎまたは余弦信号用補正信号ｈｃｏｓのいずれか一方を補正することで、効果は小さいが角度補正の効果を得られることはいうまでも無い。

その他の構成および動作については先の実施の形態１と同様であるので説明は省略する。

以上のように、実施の形態２では、角度補正演算部は、検出角θｓｎｓまたは電気角θｅの代わりに、補正後検出角θｓｎｓ＿ｈｏｓｅｉまたは補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉの前回値を補正信号演算部で使用する角度情報とすることで、角度誤差の小さい信号を元に補正信号を生成できるため、精度のよい補正信号を生成することができるという従来に無い効果を得ることができる。

実施の形態３．
図７Ａは、本発明の実施の形態３に係る交流回転機の制御装置における角度補正演算部２０ｅのブロック図である。図７Ａに示す本実施の形態３の角度補正演算部２０ｅは、先の実施の形態２の図６Ａと比較して、交流回転機１の電気角θｅの時間変化率ωｅに基づいて、補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉの前回の演算値を補正する回転変化補正部３４を備えている点が異なっている。

回転変化補正部３４は、補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉの前回値の演算時から今回の演算時までの時間Δｔと、交流回転機１の電気角θｅの時間変化率ωｅとの積で得られる角度変化量を加算することにより、下式（２０）のように、前回値取得部３３にて得られた角度情報である補正後電気角の前回値θｅ＿ｈｏｓｅｉ＿ｏｌｄを補正したうえで、第２の補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉ２として出力する。ここでは、前回値の演算時から今回の演算時までの時間Δｔと、交流回転機１の電気角θｅの時間変化率ωｅとの積により角度変化量を得たが、前回値の演算時と今回の演算時の間の角度変化量を得られれば他の方法でもよい。

補正信号演算部３１は、外部から入力される電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊から、上式（９）に従って、位相角θβを求めるとともに、電流ベクトルと位相角θβと第２の補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉ２とから、下式（２１）に従って、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓを算出する。

図７Ａでは、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓを算出する際に第２の補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉ２を用いる構成としたが、第２の補正後検出角θｓｎｓ＿ｈｏｓｅｉ２を用いた図７Ｂのような角度補正演算部２０ｆとしてもよい。

回転変化補正部３４ａは、補正後検出角θｓｎｓ＿ｈｏｓｅｉの前回値の演算時から今回の演算時までの時間Δｔと、交流回転機１の検出角θｓｎｓの時間変化率ωｓとの積を加算することにより、下式（２２）のように、前回値取得部３３にて得られた角度情報である補正後検出角の前回値θｓｎｓ＿ｈｏｓｅｉ＿ｏｌｄを補正したうえで、第２の補正後検出角θｓｎｓ＿ｈｏｓｅｉ２として出力する。ここでは、前回値の演算時から今回の演算時までの時間Δｔと、交流回転機１の検出角θｓｎｓの時間変化率ωｓとの積により角度変化量を得たが、前回値の演算時と今回の演算時の間の角度変化量を得られれば他の方法でもよい。

補正信号演算部３１は、外部から入力される電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊から、上式（９）に従って、位相角θβを求めるとともに、電流ベクトルと位相角θβと第２の補正後検出角θｓｎｓ＿ｈｏｓｅｉ２とから、下式（２３）に従って、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓを算出する。

なお、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓの計算に用いる電流ベクトルとしては、図７Ａに示すように電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を用いてもよいし、電流検出器６が検出した３相交流電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１の値を用いてもよい。

また、本実施の形態３では、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓの両方を補正したが、いずれか一方の誤差が小さい場合などには一方のみを補正することで同様の効果を得ることができる。また、両方の誤差が同じようにあっても、処理負荷の都合などで正弦信号用補正信号ｈｓｉｎまたは余弦信号用補正信号ｈｃｏｓのいずれか一方を補正することで、効果は小さいが角度補正の効果を得られることはいうまでも無い。

その他の構成および動作については先の実施の形態１と同様であるので説明は省略する。

以上のように、実施の形態３では、補正後検出角θｓｎｓ＿ｈｏｓｅｉの前回値または補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉの前回値に対して、前回の演算時から今回演算時までに変化した角度変化量を加算して得た角度推定値を補正信号演算部で使用する角度情報とすることで、高回転時においても回転子の角度位置をより高精度に検出することができるという従来に無い効果を得ることができる。

実施の形態４．
図８Ａは、本発明の実施の形態４に係る交流回転機の制御装置における角度補正演算部２０ｇのブロック図である。図８Ａに示す本実施の形態４の角度補正演算部２０ｇは、先の実施の形態１の図５Ａと比較して、補正信号演算部３１ｂが補正信号としてｈθｅを出力し、電気角θｅをｈθｅにより補正する点が異なっている。

補正信号演算部３１ｂは、外部から入力される電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊から、上式（９）に従って、位相角θβを求めるとともに、電流ベクトルと位相角θβと電気角θｅとから、下式（２４）に従って、電気角補正信号ｈθｅを算出する。

補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉは、電気角θｅから電気角補正信号ｈθｅを減算することで算出する。

ここでは、３相交流電流が電気角θｅの１次（基本周期）成分のみで表せるとしたが、上式（１０）に、電気角θｅのｎ次成分（ｎは２以上の自然数）を含む項が含まれる場合（例えば、フーリエ級数で表される場合）でも、電磁場の重ね合わせの性質から、同様の手順により、上式（２４）に相当する式を得ることができる。

すなわち、３相交流電流に電気角θｅに高次の成分が含まれる場合には、電気角補正信号ｈθｅには、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊または検出電流ｉｄ１、ｉｑ１の電流ベクトルの絶対値に、振幅補正定数が乗算された振幅値と、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊または検出電流ｉｄ１、ｉｑ１の電流ベクトルのｑ軸に対する位相角θβに、電気角θｅの（ｎ±Ｐｓｎｓ／Ｐ）次成分（ｎは２以上の自然数）および位相補正定数が加算された位相値とを有する（ｎ±Ｐｓｎｓ／Ｐ）次正弦波の項が更に含まれることになる。

図８Ａでは、電気角補正信号ｈθｅを算出する際に電気角θｅを用いる構成としたが、補正信号演算部で使用する角度情報を検出角θｓｎｓにした図８Ｂのような角度補正演算部２０ｈとしてもよい。図８Ｂのような角度補正演算部２０ｈは、図８Ａの角度補正演算部２０ｇとは、第１の角度変換部３０ａ、補正信号演算部３１ｃおよび第３の角度変換部３５が異なっている。

図８Ｂでは、補正信号演算部３１ｃは、外部から入力される電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊から、上式（９）に従って、位相角θβを求めるとともに、電流ベクトルと位相角θβと第１の角度変換部３０ａにて得られた角度情報である検出角θｓｎｓとから、下式（２５）に従って、検出角補正信号ｈθｓｎｓを算出する。

補正後検出角θｓｎｓ＿ｈｏｓｅｉは、検出角θｓｎｓから検出角補正信号ｈθｓｎｓを減算することで算出する。第３の角度変換部３５は、補正後検出角θｓｎｓ＿ｈｏｓｅｉから上式（５）に従って、補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉを算出する。

また、図８Ｃのような角度補正演算部２０ｉとしてもよい。図８Ｃに示す角度補正演算部２０ｉは、図８Ａの角度補正演算部２０ｇとは、第１の角度変換部３０ａ、補正信号演算部３１ｄおよび第３の角度変換部３５が異なっている。

図８Ａでは、補正信号演算部３１ｄは、外部から入力される電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊から、上式（９）に従って、位相角θβを求めるとともに、電流ベクトルと位相角θβと第１の角度変換部３０ａにて得られた角度情報である検出角θｓｎｓとから、下式（２６）に従って、電気角補正信号ｈθｅを算出する。

第３の角度変換部３５は、検出角θｓｎｓから上式（５）に従って、電気角θｅを算出する。補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉは、電気角θｅから電気角補正信号ｈθｅを減算することで算出する。

なお、図８Ａ、図８Ｂおよび図８Ｃは、角度補正演算部の構成の例であって、補正信号演算部の入力となる角度情報は、正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓにより得られた角度を定数倍して得られるものであれば、補正信号演算部で補正信号として使用できる。検出角θｓｎｓと電気角θｅの初期位相がずれている場合には、単純に定数倍するわけでは無くオフセット分を調整する必要があることはいうまでも無い。

なお、検出角補正信号ｈθｓｎｓまたは電気角補正信号ｈθｅの計算に用いる電流ベクトルとしては、図８Ａに示すように電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を用いてもよいし、電流検出器６が検出した３相交流電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１の値を用いてもよい。

その他の構成および動作については先の実施の形態１と同様であるので説明は省略する。

以上のように、実施の形態４では、補正信号演算部で、検出角補正信号ｈθｓｎｓまたは電気角補正信号ｈθｅを算出することにより、正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓの基本波振幅を使用せずに、かつ少ない補正信号で角度誤差を補正することができるという従来に無い効果を得ることができる。

実施の形態５．
図９Ａは、本発明の実施の形態５に係る交流回転機の制御装置における角度補正演算部２０ｊのブロック図である。図９Ａに示す本実施の形態５の角度補正演算部２０ｊは、先の実施の形態４の図８Ａと比較して、補正信号演算部３１ｂが、電気角θｅの代わりに、補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉの前回値θｅ＿ｈｏｓｅｉ＿ｏｌｄを入力する点が異なっている。

補正信号演算部３１ｂは、外部から入力される電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊から、上式（９）に従って、位相角θβを求めるとともに、電流ベクトルと位相角θβと補正後電気角の前回値θｅ＿ｈｏｓｅｉ＿ｏｌｄとから、上式（２４）に従って、電気角補正信号ｈθｅを算出する。

図９Ａでは、電気角補正信号ｈθｅを算出する際に電気角θｅを用いる構成としたが、補正信号演算部で使用する角度情報を検出角θｓｎｓにした図９Ｂのような角度補正演算部２０ｋとしてもよい。図９Ｂに示す角度補正演算部２０ｋは、図９Ａの角度補正演算部２０ｊとは、補正信号演算部３１ｃ、第１の角度変換部３０ａおよび第３の角度変換部３５が異なっている。

図９Ｂでは、補正信号演算部３１ｃは、外部から入力される電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊から、上式（９）に従って、位相角θβを求めるとともに、電流ベクトルと位相角θβと前回値取得部３３にて得られた角度情報である補正後検出角の前回値θｓｎｓ＿ｈｏｓｅｉ＿ｏｌｄとから、上式（２５）に従って、検出角補正信号ｈθｓｎｓを算出する。

第３の角度変換部３５は、補正後検出角θｓｎｓ＿ｈｏｓｅｉから上式（２６）に従って、補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉを算出する。

図９Ｂの構成においても、図９Ａの構成と同様の効果を得ることができる。なお、図９Ａおよび図９Ｂは、角度補正演算部の構成の例であって、補正信号演算部の入力となる角度情報は正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓにより得られた角度を定数倍して得られるものであれば、補正信号演算部で補正信号として使用できる。検出角θｓｎｓと電気角θｅの初期位相がずれている場合には、単純に定数倍するわけでは無くオフセット分を調整する必要があることはいうまでも無い。

なお、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓの計算に用いる電流ベクトルとしては、図９Ａに示すように電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を用いてもよいし、電流検出器６が検出した３相交流電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１の値を用いてもよい。
その他の構成および動作については先の実施の形態１と同様であるので説明は省略する。

以上のように、実施の形態５では、角度補正演算部は、検出角θｓｎｓまたは電気角θｅの代わりに、補正後検出角θｓｎｓ＿ｈｏｓｅｉまたは補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉの前回値を補正信号演算部で使用する角度情報とすることで、角度誤差の小さい信号を元に補正信号を生成できるため、精度のよい補正信号を生成することができるという従来に無い効果を得ることができる。

また、検出角補正信号ｈθｓｎｓまたは電気角補正信号ｈθｅを算出することにより、正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓの基本波振幅を使用せずに、かつ少ない補正信号で角度誤差を補正することができるという従来に無い効果を得ることができる。

実施の形態６．
図１０Ａは、本発明の実施の形態６に係る交流回転機の制御装置における角度補正演算部２０ｌのブロック図である。図１０Ａに示す本実施の形態６の角度補正演算部２０ｌは、先の実施の形態５の図９Ａと比較して、交流回転機１の電気角θｅの時間変化率ωｅに基づいて、補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉの前回の演算値を補正する回転変化補正部３４を備えている点が異なっている。

回転変化補正部３４により第２の補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉ２を算出する方法については先の実施の形態３にて述べているため、ここでは説明を省略する。
補正信号演算部３１ｂは、外部から入力される電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊から、上式（９）に従って、位相角θβを求めるとともに、電流ベクトルと位相角θβと第２の補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉ２とから、上式（２４）に従って、電気角補正信号ｈθｅを算出する。

補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉは、電気角θｅから電気角補正信号ｈθｅを減算することで算出する。

図１０Ａでは、電気角補正信号ｈθｅを算出する際に第２の補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉ２を用いる構成としたが、第２の補正後検出角θｓｎｓ＿ｈｏｓｅｉ２を用いた図１０Ｂのような角度補正演算部２０ｍとしてもよい。

補正信号演算部３１ｃは、外部から入力される電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊から、上式（９）に従って、位相角θβを求めるとともに、電流ベクトルと位相角θβと第２の補正後検出角θｓｎｓ＿ｈｏｓｅｉ２とから、上式（２５）に従って、検出角補正信号ｈθｓｎｓを算出する。

第３の角度変換部３５は、補正後検出角θｓｎｓ＿ｈｏｓｅｉから上式（２６）に従って、補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉを算出する。

図１０Ｂの構成においても、図１０Ａの構成と同様の効果を得ることができる。なお、図１０Ａおよび図１０Ｂは、角度補正演算部の構成の例であって、補正信号演算部の入力となる角度情報は正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓにより得られた角度を定数倍して得られるものであれば、補正信号演算部で補正信号として使用できる。検出角θｓｎｓと電気角θｅの初期位相がずれている場合には、単純に定数倍するわけでは無くオフセット分を調整する必要があることはいうまでも無い。

なお、検出角補正信号ｈθｓｎｓまたは電気角補正信号ｈθｅの計算に用いる電流ベクトルとしては、図１０Ａに示すように電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を用いてもよいし、電流検出器６が検出した３相交流電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１の値を用いてもよい。
その他の構成および動作については先の実施の形態１と同様であるので説明は省略する。

以上のように、実施の形態６では、補正後検出角θｓｎｓ＿ｈｏｓｅｉの前回値または補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉの前回値に対して、前回の演算時から今回演算時までに変化した角度変化量を加算して得た角度推定値を補正信号演算部で使用する角度情報とすることで、高回転時においても回転子の角度位置をより高精度に検出することができる。

また、検出角補正信号ｈθｓｎｓまたは電気角補正信号ｈθｅを算出することにより、正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓの基本波振幅を使用せずに、かつ少ない補正信号で角度誤差を補正することができるという従来に無い効果を得ることができる。

実施の形態７．
先の実施の形態１〜６では、電機子巻線が１組の場合について説明したが、本実施の形態８では、複数組の電機子巻線を持つ場合について説明する。また、磁場発生器３が生成する角度検出用磁場が強く、角度検出器４が飽和感度領域において使用される場合についても説明する。

図１１は、本実施の形態７の配置を示した模式図である。交流回転機１ａは、第１の電機子巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１と第２の電機子巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２を有する永久磁石型同期回転機である。交流回転機１ａは、回転子と固定子を含む構成となっており、固定子の電機子巻線に流れる３相交流電流が形成する回転磁場によって回転子が回転する。

ここでは、永久磁石型同期回転機について説明するが、界磁巻線型同期回転機であってもよい。ここでは３相巻線について説明するが、３相以上の巻線を有する交流回転機であってもよい。また、ここでは２組の巻線組のもので説明するが、３つ以上の巻線組を有する交流回転機でもよい。

第１の電機子巻線と第２の電機子巻線に流れる電流は３０ｄｅｇの位相差がある。位相差３０ｄｅｇを設けることにより、電機子巻線が２組の場合に電気角６次の電流リプルを相殺する効果がある。

インバータ２ａは、第１の電機子巻線に電力を供給する第１のインバータ２ａ１と第２の電機子巻線に電力を供給する第２のインバータ２ａ２から成る。スイッチング信号に基づき、半導体スイッチをオンオフすることによって、直流電源から入力した直流電圧を電力変換してインバータ接続部５ａを介して交流回転機１ａの電機子巻線に電圧を印加する。

交流回転機１ａとインバータ２ａは、インバータ接続部５ａで接続されている。インバータ接続部５ａは、第１のインバータ接続部５ａ１と第２のインバータ接続部５ａ２からなる。

第１のインバータ接続部５ａ１は第１の電機子巻線にＵ相電流を流すインバータ接続部５ｕ１、Ｖ相電流を流すインバータ接続部５ｖ１、Ｗ相電流を流すインバータ接続部５ｗ１から成り、第２のインバータ接続部５ａ２は第２の電機子巻線にＵ相電流を流すインバータ接続部５ｕ２、Ｖ相電流を流すインバータ接続部５ｖ２、Ｗ相電流を流すインバータ接続部５ｗ２から成る。なお、図１１では図がわかりにくくなるのを防止するため、インバータ接続部５ｕ２、５ｖ２、５ｗ２を省略している。

第１のインバータ２ａ１で印加された電圧は、第１のインバータ接続部５ａ１を経由して交流回転機１ａの第１の電機子巻線に印加され、第２のインバータ２ａ２で印加された電圧は、第２のインバータ接続部５ａ２を経由して交流回転機１ａの第２の電機子巻線に印加され、交流回転機１ａに所望の電流を流してトルクを発生させる。

第１の電流検出器６ａ１は、第１のインバータ２ａ１の各相の下アームと直流電源８のグランドとの間に設けられ、第１のインバータ接続部５ａ１の各相に流れる３相交流電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１を検出する。なお、３相交流電流の３相全てを検出する代わりに、３相交流電流のベクトル和が０となることを利用して、２相のみを検出し、残り１相については計算により取得することも可能である。

また、第１の電流検出器６ａ１は、第１のインバータ２ａ１の各相の上アームと直流電源８の正極側との間に設けてもよい。さらに、第１の電流検出器６ａ１は、電流検出の時間を確保するために第１のインバータ２ａ１のスイッチングタイミングをずらして母線電流値を検出する方式としても、３相交流電流を算出することが可能である。

第２の電流検出器６ａ２は、第２のインバータ２ａ２の各相の下アームと直流電源８のグランドとの間に設けられ、第２のインバータ接続部５ａ２の各相に流れる３相交流電流ｉｕ２、ｉｖ２、ｉｗ２を検出する。なお、３相交流電流の３相全てを検出する代わりに、３相交流電流のベクトル和が０となることを利用して、２相のみを検出し、残り１相については計算により取得することも可能である。

また、第２の電流検出器６ａ２は、第２のインバータ２ａ２の各相の上アームと直流電源８の正極側との間に設けてもよい。さらに、第２の電流検出器６ａ２は、電流検出の時間を確保するために第２のインバータ２ａ２のスイッチングタイミングをずらして母線電流値を検出する方式としても、３相交流電流を算出することが可能である。

制御演算部７ａは、角度補正演算部２０および電流制御部２１ａを備えて構成される。

角度補正演算部２０は、インバータ接続部５に流れる３相交流電流が発生するノイズ磁場による正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓの誤差を補正し、補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉとして出力する。

なお、ノイズ磁場の計算に用いる電流ベクトルは、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊から得てもよいし、第１の電流検出器６ａ１が検出した３相交流電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１から得てもよいし、第２の電流検出器６ａ２が検出した３相交流電流ｉｕ２、ｉｖ２、ｉｗ２から得てもよい。また、ノイズ除去のためにローパスフィルタなどを通した後の値を用いて電流ベクトルを得てもよいことはいうまでも無い。

電流制御部２１ａは、まず、補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉを用いて、第１のインバータ接続部５ａ１を流れる３相交流電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１を、回転座標系における第１の検出電流ｉｄ１、ｉｑ１に変換する。そして、外部から入力される電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊と第１の検出電流ｉｄ１、ｉｑ１とが等しくなるように、フィードバック制御により、第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を算出する。

次に、電流制御部２１ａは、この第１の電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１に応じたパルス幅変調（ＰＷＭ変調）によって、第１のインバータ２ａ１にスイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１を出力し、第２のインバータ接続部５ａ２を流れる３相交流電流ｉｕ２、ｉｖ２、ｉｗ２を、回転座標系における第２の検出電流ｉｄ２、ｉｑ２に変換する。そして、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊と第２の検出電流ｉｄ２、ｉｑ２とが等しくなるように、フィードバック制御により、第２の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２を算出する。

最後に、電流制御部２１ａは、この第２の電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２に応じたパルス幅変調（ＰＷＭ変調）によって、第２のインバータ２ａ２にスイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２を出力する。

なお、３相交流電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１および３相交流電流ｉｕ２、ｉｖ２、ｉｗ２のフィードバック制御は、代わりに交流回転機１ａに合わせたフィードフォワード制御してもよく、この場合は、第１の電流検出器６ａ１および第１の電流検出器６ａ１が検出する３相交流電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１の値、第２の電流検出器６ａ２および第２の電流検出器６ａ２が検出する３相交流電流ｉｕ２、ｉｖ２、ｉｗ２の値は必須ではなくなる。

磁場発生器３、角度検出器４については、先の実施の形態１と同じであるので説明は省略する。

図１２は、角度検出器４とインバータ接続部５ａの位置関係を示した断面図である。第１のインバータ接続部５ａ１と第２のインバータ接続部５ａ２は、角度検出器４に関して対応する各相を点対称に配置している。

図１２に示す本実施の形態７のインバータ接続部５ａは、図２に示す先の実施の形態１のインバータ接続部５と比較して、ｙ軸の正方向側（右側）に配置された第１のインバータ接続部５ａ１と、ｙ軸の負方向側（左側）に配置された第２のインバータ接続部５ａ２とからなる点が主に異なっている。

インバータ接続部５ａを流れる３相交流電流は、下式（２７）で表される。ここで、√２×Ｉｒｍｓは３相交流電流の振幅である。

なお、上式（２７）では、簡単のため、３相交流電流は正弦波であるとして、電気角θｅの１次（基本周期）成分のみを示したが、例えば台形波駆動の場合等のように、電気角θｅの高次の成分が含まれる場合には、上式（２７）に、電気角θｅのｎ次成分（ｎは２以上の自然数）を含む項を追加すればよい（例えば、フーリエ級数とすればよい）。

このとき、インバータ接続部５ａを流れる２組の３相交流電流が角度検出器４の位置に発生するノイズ磁場Ｂｉは、下式（２８）で表される。

先の実施の形態１では検出角θｓｎｓと電気角θｅの関係を上式（５）で定義したが、検出角と電気角の増加方向が反対の場合には、検出角θｓｎｓと電気角θｅの関係は下式（２９）で表される。ここでは、検出角θｓｎｓおよび電気角θｅの初期位相が異なる場合を説明するために、初期位相差θｏｆｓだけオフセットしている。

上式（２８）と上式（２９）より、下式（３０）が得られる。

次に、磁場発生器３が生成する角度検出用磁場が強く、角度検出器４が飽和感度領域において使用される場合について説明する。角度検出器４を安定的に使用するために、磁場発生器３が角度検出器４の位置に発生する磁場を、角度検出器４の飽和感度領域に入る強度となるようにした場合には、上式（３０）のノイズ磁場Ｂｉ全てを角度として検出するというわけでは無く、磁場発生器３が発生する磁場の主成分ベクトルと同一方向の成分に対しては、飽和しているために検知しない。つまり、磁場発生器３が発生する磁場の主成分ベクトルに対して法線方向のベクトルが角度誤差となる成分であると考えられる。

磁場発生器３が発生する磁場の主成分ベクトルＢは、上式（１２）をベクトル表記にすることにより下式（３１）で表される。

主成分ベクトルＢの法線方向の単位ベクトルｔは、下式（３２）で表される。

ノイズ磁場Ｂｉをベクトル表記にすると、下式（３３）で表される。

上式（３１）、（２７）および（２８）から、角度誤差として検知するノイズ磁場のベクトルＢｓｎｓは、ノイズ磁場ベクトルＢｉを法線ベクトルｔに投影したものとなるから、下式（３４）で表される。

したがって、磁場発生器３が生成する角度検出用磁場が強く、角度検出器４が飽和感度領域において使用される場合には、ノイズ磁場によって正弦信号に重畳されるノイズ成分ｅｓｉｎおよび余弦信号に重畳されるノイズ成分ｅｃｏｓは、下式（３５）で表される。つまり、電気角の１次成分の正弦波で表せた先の実施の形態１の場合に対して、電気角の（１±２Ｐｓｎｓ／Ｐ）次成分の正弦波が更に重畳されたものになっている。

つまり、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎをｅｓｉｎとし、余弦信号用補正信号ｈｃｏｓをｅｃｏｓとして、先の実施の形態１〜３と同様に角度補正演算部２０を構成することで、インバータ接続部に流れる多相交流電流が発生するノイズ磁場による角度検出器の検出誤差を、インバータ接続部と角度検出器との相対的な位置関係と多相交流電流の値とによって位相および振幅が決定される補正信号を用いて補正できる。この結果、回転子の角度位置を高精度に検出できる簡素で低コストな交流回転機の制御装置を得ることができる。

ここでは、３相交流電流が電気角θｅの１次（基本周期）成分のみで表せるとしたが、上式（２７）に、電気角θｅのｎ次成分（ｎは２以上の自然数）を含む項が含まれる場合（例えば、フーリエ級数で表される場合）でも、電磁場の重ね合わせの性質から、同様の手順により、上式（３５）に相当する式を得ることができる。

すなわち、３相交流電流に電気角θｅに高次の成分が含まれる場合には、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓには、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊または検出電流ｉｄ１、ｉｑ１の電流ベクトルの絶対値に、振幅補正定数が乗算された振幅値と、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊または検出電流ｉｄ１、ｉｑ１の電流ベクトルのｑ軸に対する位相角θβに、電気角θｅの（ｎ±２Ｐｓｎｓ／Ｐ）次成分（ｎは２以上の自然数）および位相補正定数が加算された位相値とを有する（ｎ±２Ｐｓｎｓ／Ｐ）次正弦波の項が先の実施の形態１の場合に対して更に含まれることになる。

なお、正弦信号用補正信号ｈｓｉｎおよび余弦信号用補正信号ｈｃｏｓの計算に用いる電流ベクトルとしては、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を用いてもよいし、第１の電流検出器６ａ１が検出した３相交流電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１の値を用いてもよいし、第２の電流検出器６ａ２が検出した３相交流電流ｉｕ２、ｉｖ２、ｉｗ２の値を用いてもよい。

また、検出角θｓｎｓに生じる角度誤差ｅｓｎｓは下式（３６）で表される。つまり、電気角の（１±２Ｐｓｎｓ／Ｐ）次成分の正弦波で表せた先の実施の形態１の場合と同様のものになっている。

つまり、検出角補正信号ｈθｓｎｓをｅｓｎｓとして、先の実施の形態４〜６と同様に角度補正演算部２０を構成することで、インバータ接続部に流れる多相交流電流が発生するノイズ磁場による角度検出器の検出誤差を、インバータ接続部と角度検出器との相対的な位置関係と多相交流電流の値とによって位相および振幅が決定される補正信号を用いて補正できる。この結果、正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓの基本波振幅を使用せずに、かつ少ない補正信号で角度誤差を補正することができるという従来に無い効果を得ることができる。

ここでは、３相交流電流が電気角θｅの１次（基本周期）成分のみで表せるとしたが、上式（２７）に、電気角θｅのｎ次成分（ｎは２以上の自然数）を含む項が含まれる場合（例えば、フーリエ級数で表される場合）でも、電磁場の重ね合わせの性質から、同様の手順により、上式（３６）に相当する式を得ることができる。

すなわち、３相交流電流に電気角θｅに高次の成分が含まれる場合には、電気角補正信号ｈθｅには、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊または検出電流ｉｄ１、ｉｑ１の電流ベクトルの絶対値に、振幅補正定数が乗算された振幅値と、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊または検出電流ｉｄ１、ｉｑ１の電流ベクトルのｑ軸に対する位相角θβに、電気角θｅの（ｎ±２Ｐｓｎｓ／Ｐ）次成分（ｎは２以上の自然数）および位相補正定数が加算された位相値とを有する（ｎ±２Ｐｓｎｓ／Ｐ）次正弦波の項が更に含まれることになる。

なお、交流回転機１ａの３相の電機子巻線が２組の場合について説明したが、それ以外の多相複数組の電機子巻線を持つ交流回転機であっても同様の効果を得る。

実施の形態８．
先の実施の形態７では、第１の電機子巻線と第２の電機子巻線に流れる電流で３０ｄｅｇの位相差を設けたが、本実施の形態８では第１の電機子巻線と第２の電機子巻線に流れる電流は同一位相であることが先の実施の形態７と異なっている。その他の構成については先の実施の形態７と同様であるので説明は省略する。

図１２は、本発明の実施の形態８に係る交流回転機の制御装置における角度検出器とインバータ接続部との相対的な位置関係を示す断面図および側面図である。図１２のように、第１のインバータ接続部５ａ１と第２のインバータ接続部５ａ２は、角度検出器４に関して対応する各相を点対称に配置している。

第１の電機子巻線と第２の電機子巻線に流れる電流は同一位相である本実施の形態８では、インバータ接続部５ｕ１、５ｖ１、５ｗ１により生じる磁場とインバータ接続部５ｕ２、５ｖ２、５ｗ２により生じる磁場が相殺されることにより、角度検出器４で得られる信号に生じる誤差が零となる。

以下では、第２の電機子巻線、第２のインバータ２ａ２、第２のインバータ接続部５ａ２のいずれかにおいて故障が発生した場合について説明する。

まず、第２の電機子巻線への電力の供給を停止する場合、角度検出器４の位置に発生するノイズ磁場は、第２のインバータ接続部５ａ２に流れる電流により発生する成分としては０であり、第１のインバータ接続部５ａ１に流れる電流により発生する成分のみが残ることとなる。

つまり、この場合には先の実施の形態１から７にて説明した補正信号により補正することで、同様の効果が得られる。

次に、第２の電機子巻線において故障した相への電力の供給を停止する場合、第２のインバータ接続部５ａ２に流れる電流により発生する角度検出器４での磁場はインバータ接続部５ａ２のうち故障していない２相の接続線により発生した磁場となる。第１のインバータ接続部５ａ１に流れる電流により発生する角度検出器４での磁場はインバータ接続部５ａ１の３相の接続線により発生した磁場である。

つまり、第２のインバータ接続部５ａ２の２相の接続線と第１のインバータ接続部５ａ１の３相の接続線に流れる電流に基づいて先の実施の形態１から７のように補正信号により補正することで同様の効果が得られる。

ここでは、単純に故障した相への電力の供給を停止したが、第２のインバータ２ａ２のスイッチング素子が短絡した場合などに強制的に電流が流れる場合には、それを加味した補正式とすれば同様の効果が得られる。

また、ここでは補正信号を単純な正弦波として式で表しているが、式で表しにくい波形となる場合には電気角に応じたテーブルを予め準備して実装してもよい。

以上のように、実施の形態８では、インバータ接続部を流れる多相交流電流が形成するノイズ磁場が、角度検出器の位置において相殺するように複数のインバータ接続部が配置されている。この結果、インバータ接続部に故障が発生した場合に、故障により相殺しきれなくなったノイズ磁場のみを補正すればよく、簡単な計算によりノイズ磁場による正弦信号および余弦信号の誤差を補正することができる。

なお、ここでは第１の電機子巻線と第２の電機子巻線に流れる電流の位相を同じで、インバータ接続部５ａ１と５ａ２で生じる磁場が完全に相殺される配置の場合について説明したが、製造上の制約や他部品との関係などから完全には相殺されない配置の場合についても配置に合った補正式とすることによって同様の効果が得られることはいうまでも無い。

また、正常時に完全に相殺する配置に無くノイズ磁場による角度誤差が無視できない場合には、正常時においても先の実施の形態１から７のように補正信号により補正してもよいことはいうまでも無い。その場合には、正常時と故障時に生じるノイズ磁場が異なるため、補正式を変更すればよい。

また、位相差が無い場合について正常時にインバータ接続部５ａ１と５ａ２で生じる磁場が相殺される場合について述べたが、位相差がある場合についても本実施の形態８で示した配置とは異なる磁場が相殺される適正配置とすることにより、同様の効果を得ることが可能である。

更に、交流回転機１ａがステアリング系の操舵トルクを補助するトルクを発生するように、この発明による交流回転機の制御装置を電動パワーステアリングに設けることができる。それによって、振動に敏感な電動パワーステアリングにおいて故障した相がある場合にも、角度誤差により生じるトルクリプルの小さい操舵系を構成することが可能となる効果を得ることができる。

Claims (20)

1. 固定子の電機子巻線に流れる多相交流電流が形成する回転磁場によって回転子が回転する交流回転機を制御する交流回転機の制御装置であって、
   前記交流回転機の前記電機子巻線に電圧を印加するインバータと、
   前記電機子巻線と前記インバータとを接続するインバータ接続部と、
   前記回転子と同期して回転することにより、前記交流回転機の回転角を検出するための角度検出用磁場を発生する磁場発生器と、
   前記磁場発生器が発生する前記角度検出用磁場の互いに直交する２つの成分を正弦信号および余弦信号として検出する角度検出器と、
   前記交流回転機の電流指令と、前記正弦信号および前記余弦信号から得られる角度情報とに基づいて前記インバータに印加する電圧を制御する制御演算部と、
   を備え、
   前記制御演算部は、
   前記インバータ接続部に流れる前記多相交流電流が発生するノイズ磁場による前記角度情報の誤差を、
   前記インバータ接続部に流れる前記多相交流電流の電流ベクトルと、
   前記インバータ接続部と前記角度検出器との相対的な位置関係により決定される位相補正定数および振幅補正定数と、
   によって位相および振幅が決定される補正信号を用いて補正し、補正後電気角として出力する角度補正演算部を有し、
   前記補正後電気角に基づいて前記インバータを制御する
   交流回転機の制御装置。
2. 前記角度情報は、電気角、または前記電気角を定数倍したものであり、
   前記角度補正演算部は、
   前記補正信号として、前記電気角に対する正弦信号用補正信号または余弦信号用補正信号の少なくとも１つを算出し、
   前記正弦信号と前記正弦信号用補正信号との差を、補正後の正弦信号として算出し、
   前記余弦信号と前記余弦信号用補正信号との差を、補正後の余弦信号として算出し、
   前記補正後の正弦信号および前記補正後の余弦信号から得られる補正後の電気角を、前記補正後電気角として出力する
   請求項１に記載の交流回転機の制御装置。
3. 前記角度情報は、前記角度検出器の検出角、または前記検出角を定数倍したものであり、
   前記交流回転機の極対数をＰ、前記角度検出器の軸倍角をＰｓｎｓとするとき、
   前記角度補正演算部は、
   前記補正信号として、前記検出角に対する正弦信号用補正信号または余弦信号用補正信号の少なくとも１つを算出し、
   前記正弦信号と前記正弦信号用補正信号との差を、補正後の正弦信号として算出し、
   前記余弦信号と前記余弦信号用補正信号との差を、補正後の余弦信号として算出し、
   前記補正後の正弦信号および前記補正後の余弦信号から得られる補正後検出角をＫｐ＝Ｐ／Ｐｓｎｓ倍した値から算出される前記補正後電気角を出力する
   請求項１に記載の交流回転機の制御装置。
4. 前記正弦信号および前記余弦信号のうち、前記ノイズ磁場による誤差が大きい方を第１信号、前記ノイズ磁場による誤差が小さい方を第２信号とするとき、
   前記角度補正演算部は、
   前記補正信号として、前記第１信号に対する第１信号用補正信号を算出し、
   前記第１信号と前記第１信号用補正信号との差を、補正後の第１信号として算出し、
   前記補正後の第１信号および前記第２信号から得られる補正後の電気角を、前記補正後電気角として出力する
   請求項２または３に記載の交流回転機の制御装置。
5. 前記補正信号は正弦波であり、
   前記電流ベクトルの絶対値に対して、前記振幅補正定数が乗算された振幅値を有し、
   前記電流ベクトルのｑ軸に対する位相角に対して、電気角または前記補正後電気角の基本周期である１次位相と、前記位相補正定数とが加算された位相値を有する
   請求項２から４のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
6. 前記角度検出器は、飽和感度領域において使用され、
   前記交流回転機の極対数をＰ、前記角度検出器の軸倍角をＰｓｎｓとするとき、
   前記補正信号は正弦波であり、
   前記電流ベクトルの絶対値に対して、前記振幅補正定数が乗算された振幅値を有し、
   前記電流ベクトルのｑ軸に対する位相角に対して、電気角または前記補正後電気角の（１±２Ｐｓｎｓ／Ｐ）次位相と、前記位相補正定数とが加算された位相値を有する
   請求項５に記載の交流回転機の制御装置。
7. 前記補正信号は、ｎを２以上の自然数とするｎ次正弦波の項を更に含み、
   前記ｎ次正弦波は、
   前記電流ベクトルの絶対値に対して、前記振幅補正定数が乗算された振幅値を有し、
   前記電流ベクトルのｑ軸に対する位相角に対して、電気角または前記補正後電気角のｎ次位相と、前記位相補正定数とが加算された位相値を有する
   請求項５または６に記載の交流回転機の制御装置。
8. 前記角度検出器は、飽和感度領域において使用され、
   前記補正信号は、ｎを２以上の自然数とする（ｎ±２Ｐｓｎｓ／Ｐ）次正弦波の項を更に含み、
   前記（ｎ±２Ｐｓｎｓ／Ｐ）次正弦波は、
   前記電流ベクトルの絶対値に対して、前記振幅補正定数が乗算された振幅値を有し、
   前記電流ベクトルのｑ軸に対する位相角に対して、電気角または前記補正後電気角の（ｎ±２Ｐｓｎｓ／Ｐ）次位相と、前記位相補正定数とが加算された位相値を有する
   請求項７に記載の交流回転機の制御装置。
9. 前記角度情報は、電気角、または前記電気角を定数倍したものであり、
   前記角度補正演算部は、
   前記補正信号として、前記電気角に対する電気角補正信号を算出し、
   前記電気角と前記電気角補正信号との差を、前記補正後電気角として出力する
   請求項１に記載の交流回転機の制御装置。
10. 前記角度情報は、前記角度検出器の検出角、または前記検出角を定数倍したものであり、
    前記交流回転機の極対数をＰ、前記角度検出器の軸倍角をＰｓｎｓとするとき、
    前記角度補正演算部は、
    前記補正信号として、前記検出角に対する検出角補正信号を算出し、
    前記正弦信号および前記余弦信号から得られる前記検出角と前記検出角補正信号との差をＫｐ＝Ｐ／Ｐｓｎｓ倍した値から算出される前記補正後電気角を出力する
    請求項１に記載の交流回転機の制御装置。
11. 前記交流回転機の極対数をＰ、前記角度検出器の軸倍角をＰｓｎｓとするとき、
    前記補正信号は正弦波であり、
    前記電流ベクトルの絶対値に対して、前記振幅補正定数が乗算された振幅値を有し、
    前記電流ベクトルのｑ軸に対する位相角に対して、電気角または前記補正後電気角の（１±Ｐｓｎｓ／Ｐ）次位相と、前記位相補正定数とが加算された位相値を有する
    請求項９または１０に記載の交流回転機の制御装置。
12. 前記補正信号は、ｎを２以上の自然数とする（ｎ±Ｐｓｎｓ／Ｐ）次正弦波の項を更に含み、
    前記（ｎ±Ｐｓｎｓ／Ｐ）次正弦波は、
    前記電流ベクトルの絶対値に対して、前記振幅補正定数が乗算された振幅値を有し、
    前記電流ベクトルのｑ軸に対する位相角に対して、電気角または前記補正後電気角の（ｎ±Ｐｓｎｓ／Ｐ）次位相と、前記位相補正定数とが加算された位相値を有する
    請求項１１に記載の交流回転機の制御装置。
13. 前記電機子巻線は、第１の電機子巻線および第２の電機子巻線からなり、
    前記インバータは、前記第１の電機子巻線に電圧を印加する第１のインバータと、前記第２の電機子巻線に電圧を印加する第２のインバータからなり、
    前記インバータ接続部は、前記第１の電機子巻線と前記第１のインバータとを接続する第１のインバータ接続部と、前記第２の電機子巻線と前記第２のインバータとを接続する第２のインバータ接続部からなり、
    前記角度補正演算部は、前記第２の電機子巻線、前記第２のインバータ、前記第２のインバータ接続部の少なくとも１つにおいて故障が発生した場合には、前記位相補正定数および前記振幅補正定数を、故障時用の位相補正定数および振幅補正定数に切替えて前記補正信号を算出する
    請求項１から１２のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
14. 前記電機子巻線は、第１の電機子巻線および第２の電機子巻線からなり、
    前記インバータは、前記第１の電機子巻線に電圧を印加する第１のインバータと、前記第２の電機子巻線に電圧を印加する第２のインバータからなり、
    前記インバータ接続部は、前記第１の電機子巻線と前記第１のインバータとを接続する第１のインバータ接続部と、前記第２の電機子巻線と前記第２のインバータとを接続する第２のインバータ接続部からなり、
    前記第１のインバータ接続部および前記第２のインバータ接続部は、前記角度検出器の位置において前記ノイズ磁場が相殺されるように配置され、
    前記角度補正演算部は、前記第２の電機子巻線、前記第２のインバータ、前記第２のインバータ接続部の少なくとも１つにおいて故障が発生した場合には、故障により相殺しきれなくなったノイズ磁場により生じる電気角の誤差を補正する
    請求項１から１２のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
15. 前記角度補正演算部は、前記角度情報として、前記角度補正演算部によって補正後の角度情報の前回演算値を用いる
    請求項１から１４のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
16. 前記角度補正演算部は、前記補正後の角度情報の前回演算値を、前回演算時から今回演算時までの時間と前記角度情報の時間変化率との積を加算することにより補正する
    請求項１５に記載の交流回転機の制御装置。
17. 前記制御演算部は、前記電流指令から前記電流ベクトルを取得する
    請求項１から１６のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
18. 前記多相交流電流を検出する電流検出器を更に備え、
    前記制御演算部は、前記電流検出器が検出する検出電流から前記電流ベクトルを取得する
    請求項１から１６のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
19. 前記振幅補正定数は、前記角度検出器が出力する前記正弦信号および前記余弦信号の基本波振幅に比例する
    請求項１から１８のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
20. 電動パワーステアリングの操舵トルクを補助するために用いられる
    請求項１から１９のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。

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