CN107251404B - 交流旋转电机的控制装置 - Google Patents

交流旋转电机的控制装置 Download PDF

Info

Publication number
CN107251404B
CN107251404B CN201580072959.9A CN201580072959A CN107251404B CN 107251404 B CN107251404 B CN 107251404B CN 201580072959 A CN201580072959 A CN 201580072959A CN 107251404 B CN107251404 B CN 107251404B
Authority
CN
China
Prior art keywords
angle
correction
signal
rotary motor
inverter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201580072959.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107251404A (zh
Inventor
古川晃
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Publication of CN107251404A publication Critical patent/CN107251404A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107251404B publication Critical patent/CN107251404B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
    • G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
    • G01D5/244—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing characteristics of pulses or pulse trains; generating pulses or pulse trains
    • G01D5/24471—Error correction
    • G01D5/24476—Signal processing
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/046—Controlling the motor
    • B62D5/0463—Controlling the motor calculating assisting torque from the motor based on driver input
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/022—Synchronous motors
    • H02P25/03—Synchronous motors with brushless excitation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D15/00—Steering not otherwise provided for
    • B62D15/02—Steering position indicators ; Steering position determination; Steering aids
    • B62D15/021—Determination of steering angle
    • B62D15/0235—Determination of steering angle by measuring or deriving directly at the electric power steering motor
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/0481—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such monitoring the steering system, e.g. failures
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
    • G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
    • G01D5/14—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage
    • G01D5/142—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage using Hall-effect devices
    • G01D5/145—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage using Hall-effect devices influenced by the relative movement between the Hall device and magnetic fields

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Combustion & Propulsion (AREA)
  • Transportation (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

本发明的交流旋转电机的控制装置具备用于检测交流旋转电机的电气角的角度检测器，利用校正信号对流过逆变器连接部的多相交流电流产生的噪声磁场所造成的角度检测器的检测误差进行校正，并基于校正后的电气角即校正后电气角控制逆变器，从而获得能高精度地检测转子的角度位置、简单且低成本的交流旋转电机的控制装置，其中，所述校正信号的相位和振幅由逆变器连接部和角度检测器的相对位置关系、以及多相交流电流的电流矢量来决定。

Description

交流旋转电机的控制装置
技术领域
本发明涉及具备检测转子的角度位置的磁传感器的交流旋转电机的控制装置。
背景技术
在电动助力转向装置等所使用的交流旋转电机中，为了降低电动机的转矩脉动，要求高精度地检测电动机转子的角度位置。然而，存在有检测转子的角度位置的磁传感器的检测精度受到电动机本身产生的磁场的影响而下降的问题。
作为用于解决该问题的以往的交流旋转电机，通过在电动机的电枢和磁传感器之间配置盖部，抑制电枢产生的磁场的影响使其不波及到传感器，从而提高检测角度位置的精度(例如参照专利文献1)。
此外，作为其它的交流旋转电机，通过设置磁感应部与保持传感器磁体的托架抵接，使磁传感器能高精度地检测传感器磁体的磁场(例如参照专利文献2)。
此外，作为旋转变压器装置，参照通过旋转变压器检测到的角度信号对速度信号进行频率分析来计算每个频率分量的检测误差，并且利用合成检测误差而获得的推定角度误差信号来校正角度信号，从而提高角度位置的检测精度(例如参照专利文献3)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2008-219995号公报
专利文献2：日本专利特开2013-7731号公报
专利文献3：日本专利特开2009-156852号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，现有技术中，存在如下问题。
专利文献1中，通过设置盖部来使电枢产生的磁场的影响不波及到传感器，但由于追加盖部，有可能会产生成本增加、生产性恶化以及产品整体质量增加的问题。
专利文献2中，通过设置磁感应部来抑制期望检测的磁场之外的磁场的影响，但也同样地，追加磁感应部有可能会产生成本增加、生产性恶化以及产品整体质量增加的问题。
专利文献3中，利用每个频率分量的检测误差获得推定角度误差信号，从而能够降低各频率分量的角度误差，但由于不区分已知原因的阶次分量误差和未知原因的阶次分量误差进行合成和校正，因此有可能会导致校正过多或校正不足。此外，为了对通过旋转变压器检测到的角度信号进行频率分析而利用傅里叶变换，从而需要过去多个周期部分的数据，因此与单纯的校正相比处理负荷增大，导致在储存至RAM的数据中产生了错误等情况下可能出现误学习。
本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于获得一种能高精度地检测转子的角度位置、简单且低成本的交流旋转电机的控制装置。
解决技术问题的技术方案
本发明涉及的交流旋转电机的控制装置控制通过流过定子的电枢绕组的多相交流电流形成的旋转磁场来使转子旋转的交流旋转电机，该交流旋转电机的控制装置的特征在于，包括：逆变器，该逆变器将电压施加至交流旋转电机的电枢绕组；逆变器连接部，该逆变器连接部连接电枢绕组和逆变器；磁场发生器，该磁场发生器通过与转子同步旋转，产生用于检测交流旋转电机的旋转角的角度检测用磁场；角度检测器，该角度检测器将磁场发生器产生的角度检测用磁场的相互垂直的两个分量作为正弦信号和余弦信号进行检测；以及控制运算部，该控制运算部基于交流旋转电机的电流指令、以及根据正弦信号和余弦信号获得的角度信息来控制施加至逆变器的电压，控制运算部具有角度校正运算部，该角度校正运算部利用校正信号对流过逆变器连接部的多相交流电流产生的噪声磁场所造成的角度信息的误差进行校正，并作为校正后电气角进行输出，该校正信号的相位和振幅由流过逆变器连接部的多相交流电流的电流矢量、以及由逆变器连接部和角度检测器的相对位置关系决定的相位校正常数以及振幅校正常数来决定，该控制运算部基于校正后电气角控制逆变器。
发明效果
本发明中，利用校正信号对流过逆变器连接部的多相交流电流产生的噪声磁场所造成的角度信息的误差进行校正，该校正信号的相位和振幅由逆变器连接部和角度检测器的相对位置关系、以及多相交流电流的电流矢量来决定。其结果是，可获得能高精度地检测转子的角度位置、简单且低成本的交流旋转电机的控制装置。
附图说明
图1是将本发明的实施方式1涉及的交流旋转电机的控制装置的结构与交流旋转电机一并表示的示意图。
图2是表示本发明的实施方式1涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度检测器和逆变器连接部的相对位置关系的剖视图以及侧视图。
图3是表示旋转坐标系中电流矢量的说明图。
图4是将本发明的实施方式1涉及的交流旋转电机的控制装置与交流旋转电机一并表示的框图。
图5A是本发明的实施方式1涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度校正运算部的第一框图。
图5B是本发明的实施方式1涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度校正运算部的第二框图。
图5C是本发明的实施方式1涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度校正运算部的第三框图。
图6A是本发明的实施方式2涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度校正运算部的第一框图。
图6B是本发明的实施方式2涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度校正运算部的第二框图。
图7A是本发明的实施方式3涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度校正运算部的第一框图。
图7B是本发明的实施方式3涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度校正运算部的第二框图。
图8A是本发明的实施方式4涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度校正运算部的第一框图。
图8B是本发明的实施方式4涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度校正运算部的第二框图。
图8C是本发明的实施方式4涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度校正运算部的第三框图。
图9A是本发明的实施方式5涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度校正运算部的第一框图。
图9B是本发明的实施方式5涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度校正运算部的第二框图。
图10A是本发明的实施方式6涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度校正运算部的第一框图。
图10B是本发明的实施方式6涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度校正运算部的第二框图。
图11是将本发明的实施方式7涉及的交流旋转电机的控制装置的结构与交流旋转电机一并表示的示意图。
图12是表示本发明的实施方式8涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度检测器和逆变器连接部的相对位置关系的剖视图以及侧视图。
具体实施方式
以下，利用附图，对本发明中交流旋转电机的控制装置的优选实施方式进行说明。此外，各图中对相同或相当的部分标注相同的标号进行说明。
实施方式1
图1是将本发明的实施方式1涉及的交流旋转电机的控制装置的结构与交流旋转电机一并表示的示意图。图1所示的交流旋转电机的控制装置是控制交流旋转电机1的装置，构成为包括逆变器2、磁场发生器3、角度检测器4、逆变器连接部5、以及控制运算部7。
交流旋转电机1包括转子以及定子，利用定子的电枢绕组中流过的三相交流电流形成的旋转磁场来使转子旋转。
此外，以下的说明中，为了方便，假设永磁体型同步旋转电机作为交流旋转电机1，但本实施方式1的交流旋转电机1不限于这种方式。例如交流旋转电机1也可以是励磁绕组型同步旋转电机。
在交流旋转电机1的极对数P不为1的情况下，作为交流旋转电机1的电气性周期的相位的电气角θe、和作为交流旋转电机1的机械性周期的相位的机械角θm的变化率不同。例如，在极对数为2的情况下，电气角θe以机械角θm两倍的速度变化。使用极对数P以及机械角θm，通过下式(1)来表示电气角θe。
[数学式1]
θe＝Pθn (1)
逆变器2根据控制运算部7输出的开关信号控制半导体开关，从而对从直流电源所提供的直流电压进行功率转换。功率转换后的电压经由逆变器连接部5被施加至交流旋转电机1的电枢绕组。逆变器2根据电气角θe向交流旋转电机1的电枢绕组适当地施加电压来使三相交流电流流动，从而产生交流旋转电机1的转矩。
逆变器连接部5连接交流旋转电机1的电枢绕组和逆变器2。如图1所示，本实施方式1的逆变器连接部5由分别流过三相交流电流的U相、V相、W相的三根连接线构成。
磁场发生器3通过与转子同步旋转，产生用于检测交流旋转电机1的交流旋转电机的机械角的角度检测用磁场。作为磁场发生器3例如能利用设在转子的转轴一端的永磁体。
由于磁场发生器3与转子同步旋转，因此磁场发生器3的旋转角θsm与交流旋转电机1的机械角θm相等，下式(2)成立。此外，下式(2)是旋转角θsm以及机械角θm的初始相位一致时的数学式，在初始相位不同时，偏移初始相位差这部分的量即可。
[数学式2]
θm＝θsm (2)
角度检测器4检测磁场发生器3产生的角度检测用磁场的相互垂直的两个分量作为正弦信号Vsin以及余弦信号Vcos。作为角度检测器4，例如能利用设在转子的转轴的延长线上与磁场发生器3相对的位置上的磁传感器。
这里，角度检测器4本身的轴倍角Psns不为1时，与之前的电气角θe同样地，角度检测器4的检测角θsns和磁场发生器3的旋转角θsm的变化率不同。利用角度检测器4的轴倍角Psns以及磁场发生器3的旋转角θsm，通过下式(3)来表示检测角θsns。
[数学式3]
此外，上式(3)示出了角度检测器4检测到的正弦信号Vsin以及余弦信号Vcos的最大振幅相等且相位差为π/2的情况，即，示出了正弦信号Vsin以及余弦信号Vcos的偏移误差均为0的情况下的数学式。在存在偏移误差时，例如下式(4)所示，通过分别偏移正弦信号Vsin的偏移误差esin＿ofs、余弦信号Vcos的偏移误差ecos＿ofs，从而能校正上式(3)。
[数学式4]
这里，由于如上文所述数学式(2)成立，因此交流旋转电机1的电气角θe可利用交流旋转电机1的极对数P、角度检测器4的轴倍角Psns以及检测角θsns，由下式(5)来表示。即，交流旋转电机1的电气角θe用交流旋转电机1的极对数与角度检测器4的轴倍角的比即Kp乘以检测角θsns来表示。
[数学式5]
控制运算部7利用根据角度检测器4检测到的正弦信号以及余弦信号获得的交流旋转电机1的电气角θe，例如对流过逆变器连接部5的三相交流电流进行坐标转换，并进行反馈控制使其与电流指令的偏差为零。不言自明，只要能获得所期望的电流，则利用交流旋转电机1以及逆变器2的各要素、电气角θe进行前馈控制等其它方法也能获得同样的效果。控制运算部7例如由具有CPU(Central Processing Unit：中央处理单元)和储存有程序的储存部的微处理器构成。
接着，对流过逆变器连接部5的三相交流电流在角度检测器4的位置产生的噪声磁场进行说明。
图2是表示本发明的实施方式1涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度检测器4和逆变器连接部5的相对位置关系的剖视图以及侧视图。图2(a)中示出作为角度检测器4的两个检测轴的x轴以及y轴。此外，在图2(b)中示出沿着转子的转轴的z轴。x轴、y轴及z轴相互正交。
图2中示出角度检测器4和逆变器连接部5的相对距离r以及相对角度θ。这里，相对距离r以及相对角度θ的角标表示各相。相对距离r利用其y轴分量ly1、以及相对角度θ由下式(6)的方式来表示。
[数学式6]
图2中示出了将逆变器连接部5配置在比角度检测器4更靠y轴正方向侧(右侧)的例子，因此由下式(7)的方式来表示。此外，逆变器连接部5也可配置在比角度检测器4更靠y轴负方向侧(左侧)。也可配置为使逆变器连接部5的三相分散在y轴的右侧、左侧的形式。该情况下，只要将配置于左侧的相的关联式的右边乘上-1即可。
[数学式7]
如图2(b)所示，以角度检测器4的位置为基准，将逆变器连接部5的长度中的z轴的正方向侧的长度设为lz1、z轴的负方向侧的长度设为lz2。将逆变器连接部5的z轴的正方向侧的端部和角度检测器4所呈的相对角度设为θ1、将逆变器连接部5的z轴的负方向侧的端部和角度检测器4所呈的相对角度设为θ2。
这时，流过逆变器连接部5的三相交流电流iu1、iv1、iw1在角度检测器4的位置所产生的噪声磁场Bi由下式(8)来表示。这里，μ0表示真空的磁导率。
[数学式8]
图3是表示旋转坐标系中电流矢量的说明图。若将电流矢量的绝对值设为I，相对于q轴的相位角设为θβ，则电流矢量的d轴分量id以及q轴分量iq由下式(9)表示。
[数学式9]
利用上式(3)以及(5)，根据角度检测器4检测到的正弦信号Vsin以及余弦信号Vcos获得交流旋转电机1的电气角θe，因此流过逆变器连接部5的三相交流电流由下式(10)来表示。这里，√2×Irms是三相交流电流的振幅。
[数学式10]
另外，在上式(10)中，为了方便而将三相交流电流设为正弦波，且仅示出了电气角θe的一阶(基本周期)分量，但例如如梯形波驱动的情况等那样，在包含有电气角θe的高阶分量的情况下，只要对上式(10)追加包含电气角θe的n阶分量(n为2以上的自然数)的项即可(例如表示为傅里叶级数即可)。
利用上式(7)、(8)以及(10)，流过逆变器连接部5的三相交流电流在角度检测器4的位置产生的噪声磁场Bi由下式(11)来表示。
[数学式11]
另一方面，磁场发生器3在角度检测器4的位置产生的角度检测用磁场Bbase由下式(12)给出。
[数学式12]
从而，角度检测器4实际上检测到上式(11)所示的噪声磁场Bi和上式(12)所示的角度检测用磁场Bbase叠加后的由下式(13)来表示的合成磁场Ball。
[数学式13]
例如，当角度检测用磁场Bbase的大小为100(mT)左右，噪声磁场Bi的大小为1(mT)左右时，在角度检测器4的检测值中叠加有约1％的误差。
接着，说明对角度检测器4实际检测的由上式(13)来表示的合成磁场Ball中包含的上式(11)表示的噪声磁场Bi所产生的影响进行校正的方法。
图4是将本发明的实施方式1涉及的交流旋转电机的控制装置与交流旋转电机一并表示的电路图。图4所示的交流旋转电机的控制装置是控制交流旋转电机1的装置，构成为包括逆变器2、磁场发生器3、角度检测器4、逆变器连接部5、电流检测器6以及控制运算部7。
直流电源8向逆变器2提供直流电压Vdc。作为直流电源8，例如能利用电池、DC-DC转换器、二极管整流器、PWM整流器等输出直流电压的设备。
逆变器2根据控制运算部7输出的开关信号Qup～Qwn控制半导体开关Sup～Swn，从而将从直流电源8所提供的直流电压Vdc转换为三相交流。三相交流经由逆变器连接部5被提供至交流旋转电机1的电枢绕组。
这里，开关信号Qup、Qun、Qvp、Qvn、Qwp、Qwn分别为用于使逆变器2的半导体开关Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn导通和断开的控制信号。
作为半导体开关Sup～Swn，例如能利用IGBT、双极型晶体管、MOS功率晶体管等半导体开关、反向并联连接的二极管。
电流检测器6设在逆变器2的各相的下桥臂和直流电源8的接地之间，检测在逆变器连接部5的各相中流动的三相交流电流iu1、iv1、iw1。此外，不检测三相交流电流的全部三相，而利用三相交流电流的矢量和为0的特点，可仅检测两相，通过计算获取剩下的一相。此外，电流检测器6也可以设在逆变器2的各相的上桥臂和直流电源8的正极侧之间。进一步地，电流检测器6即使采用下述方式，也可计算出三相交流电流，即：为了确保电流检测的时间而错开逆变器2的开关定时来检测母线电流值。
控制运算部7构成为包括角度校正运算部20以及电流控制部21。
角度校正运算部20对流过逆变器连接部5的三相交流电流产生的噪声磁场导致的正弦信号Vsin以及余弦信号Vcos的误差进行校正，并作为校正后电气角θe＿hosei进行输出。
这里，如图4所示，角度校正运算部20基于根据电流指令id＊、iq＊获得的电流矢量计算噪声磁场。电流矢量能根据电流检测器6检测的三相交流电流iu1、iv1、iw1来获得。不言自明，为了去除噪声也可以利用通过了低通滤波器等之后的值来获得电流矢量。以下，对根据电流指令id＊、iq＊获得电流矢量的情况进行说明。
电流控制部21利用校正后电气角θe＿hosei，将流过逆变器连接部5的三相交流电流iu1、iv1、iw1转换为旋转坐标系的检测电流id1、iq1，并且为了使从外部输入的电流指令id＊、iq＊和检测电流id1、iq1变为相等，通过反馈控制计算电压指令Vu、Vv、Vw，通过进行与该电压指令Vu、Vv、Vw对应的脉宽调制(PWM调制)，向逆变器2输出开关信号Qup～Qwn。
此外，也可以进行适合交流旋转电机1的前馈控制来代替三相交流电流iu1、iv1、iw1的反馈控制，在该情况下，电流检测器6以及电流检测器6检测的三相交流电流iu1、iv1、iw1的值不再必须。
图5A是本发明的实施方式1涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度校正运算部20的框图。本实施方式1的角度校正运算部20构成为包括第一角度转换部30、校正信号运算部31、以及第二角度转换部32。
第一角度转换部30通过角度检测器4检测到的正弦信号Vsin以及余弦信号Vcos，依据上式(3)计算检测角θsns，再依据上式(5)计算电气角θe，作为角度信息进行输出。
校正信号运算部31根据从外部输入的电流指令id＊、iq＊，依据上式(9)求出相位角θβ，并且根据电流矢量、相位角θβ和由第一角度转换部30获得的角度信息即电气角θe，依据下式(14)，计算正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos。
[数学式14]
作为正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos的计算所使用的电流矢量，如前文所述，可以利用电流指令id＊、iq＊，也可以利用电流检测器6检测到的三相交流电流iu1、iv1、iw1。
这里，相位校正常数δx、δy是由逆变器连接部5和角度检测器4的相对位置关系来决定的常数，如上式(11)所示来求出。振幅校正常数Ksin、Kcos也是由逆变器连接部5和角度检测器4的相对位置关系来决定的常数，如下式(15)所示来求出。
[数学式15]
此外，振幅校正常数Ksin、Kcos与角度检测器4输出的正弦信号Vsin以及余弦信号Vcos的基波振幅Asin、Acos成正比，基波振幅Asin、Acos若不随着环境温度变化、历时老化而变化，则也可以为常数。另一方面，在基波振幅随着环境温度变化、历时老化而变化的情况下，也可将基波振幅Asin、Acos设为温度或时间的变量。此外，在基波振幅的变动较大的情况下，振幅校正常数也可以通过使用实际的基波振幅，并乘以基波振幅以外的部分来获得。
这里，若比较上式(10)和上式(14)可知，正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos通过对流过逆变器连接部5的三相交流电流iu1、iv1、iw1调整相位以及振幅后而得到。具体而言，上式(14)是通过对下式(16)所示的基本交流电流hbase，将相位与相位校正常数δx或δy相加，并将振幅与振幅校正常数Ksin或Kcos相乘而得到。
[数学式16]
hbase＝Irmssin(θe+θβ) (16)
即，正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos表示为具有如下振幅值和相位值的正弦波，该振幅值是将由电流指令id＊、iq＊或检测电流id1、iq1决定的电流矢量的绝对值乘以振幅校正常数后得到的振幅值，该相位值是将由电流指令id＊、iq＊或检测电流id1、iq1决定的电流矢量相对于q轴的相位角θβ加上电气角θe以及相位校正常数后得到的相位值。
由逆变器连接部5和角度检测器4的相对位置关系决定的相位校正常数以及振幅校正常数事先进行计算，例如可储存至控制运算部7的未图示的储存部。此外，在基波振幅的变动较大的情况下，振幅校正常数储存基波振幅以外的部分，并在使用时乘以基波振幅即可。从而，若利用上式(14)，则仅通过对基本交流电流hbase调整相位以及振幅，就能通过简单的计算来算出正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos。
第二角度转换部32根据正弦信号Vsin以及余弦信号Vcos、与正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos的差分信号，依据上式(3)以及(5)，计算校正后电气角θe＿hosei。
图5A中，将计算正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos所使用的角度信息设为电气角θe，但也可采用使用了检测角θsns的图5B那样的角度校正运算部20a。图5B所示的角度校正运算部20a与图5A的角度校正运算部20相比，第一角度转换部30a以及校正信号运算部31a不同。
图5B中，第一角度转换部30a根据角度检测器4检测到的正弦信号Vsin以及余弦信号Vcos，依据上式(3)计算检测角θsns作为角度信息。
校正信号运算部31a根据从外部输入的电流指令id＊、iq＊，依据上式(9)求出相位角θβ，并且根据电流矢量、相位角θβ和由第一角度转换部30a获得的角度信息即检测角θsns，依据下式(17)，计算正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos。
[数学式17]
也可以采用图5C那样的角度校正运算部20b。图5C所示的角度校正运算部20b与图5B的角度校正运算部20a相比，第二角度转换部32a以及第三角度转换部35不同。
图5C中，第二角度转换部32a根据正弦信号Vsin以及余弦信号Vcos、与正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos的差分信号，依据上式(3)，计算校正后检测角θsns＿hosei。
第三角度转换部35根据校正后检测角θsns＿hosei，依据上式(5)，计算校正后电气角θe＿hosei。
图5B以及图5C的任一种结构中，均能够获得与图5A的结构同样的效果。图5A、图5B以及图5C是角度校正运算部的结构的例子，只要作为校正信号运算部的输入的角度信息是将根据正弦信号Vsin以及余弦信号Vcos获得的角度放大常数倍而得到的，则能在校正信号运算部中作为校正信号使用。在检测角θsns和电气角θe的初始相位存在偏差的情况下，显然不应简单地放大常数倍而是需要对偏移部分的量进行调整。
从而，通过使用噪声磁场Bi的影响降低后的校正后电气角θe＿hosei来代替包含噪声磁场Bi的影响的电气角θe，能高精度地检测电气角θe。
利用该校正后电气角θe＿hosei能实施电流控制部21的计算，从而在从三相交流电流iu1、iv1、iw1向检测电流id1、iq1进行坐标转换时，能减少或去除在根据电压指令获得开关信号Qup～Qwn时的坐标转换等时所叠加的误差分量，能获得可抑制电流脉动这样的以往没有的效果，其中，上述电压指令通过对电流指令id＊、iq＊使用前馈控制或反馈控制等方法而获得。
例如，在将本实施方式1的交流旋转电机的控制装置用于对电动助力转向的转向转矩进行辅助时，由于抑制了交流旋转电机1的输出转矩中所包含的转矩脉动，因此能获得舒适的转向感。
此外，以上的说明中，在逆变器连接部5中流过三相交流电流，但即使在逆变器连接部5中流过三相以上的多相交流电流，也能获得同样的效果。
以上的说明中，三相交流电流仅由电气角θe的一阶(基本周期)分量来表示，但在上式(10)中，即使在含有包含电气角θe的n阶分量(n为2以上的自然数)的项的情况(例如以傅里叶级数表示的情况)下，根据电磁场叠加的性质，也能利用同样的步骤，获得相当于上式(14)的数学式。
即，在三相交流电流中包含比电气角θe更高阶分量的情况下，在正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos中，还包含具有如下振幅值和相位值的n阶正弦波的项，该振幅值是将电流指令id＊、iq＊或检测电流id1、iq1的电流矢量的绝对值乘以振幅校正常数后得到的振幅值，该相位值是将电流指令id＊、iq＊或检测电流id1、iq1的电流矢量相对于q轴的相位角θβ加上电气角θe的n阶分量(n为2以上的自然数)以及相位校正常数后得到的相位值。
以上的说明中，假设为逆变器连接部5的全部连接线中正常流过三相交流电流的正常时的动作，但在某几根连接线中未流过三相交流电流的故障时，也能利用相同的步骤，获得相当于上式(14)的数学式。
因此，即使在三相交流电流中的某几相未提供至逆变器连接部5的故障时，依据相当于上式(14)的数学式，通过计算电流流过的连接线中的正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos，也能校正噪声磁场产生的角度检测器4的误差。此外，在相当于上式(14)的数学式难以用简单的数学式表示的情况下，也可以将与电气角对应的波形值预先准备成表格。
此外，本实施方式1中，校正了正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos双方，但在某一方的误差较小时等情况下通过仅校正一方也能获得相同的效果。此外，即使双方的误差相同，而由于处理负荷的原因等仅校正正弦信号用校正信号hsin或余弦信号用校正信号hcos中的一方，当然也能获得角度校正的效果，只是效果较小。
如上文所述，在实施方式1中，利用校正信号对流过逆变器连接部的多相交流电流产生的噪声磁场所造成的角度检测器的检测误差进行校正，该校正信号的相位和振幅由逆变器连接部和角度检测器的相对位置关系、以及多相交流电流的值来决定。其结果可获得能高精度地检测转子的角度位置的、简单且低成本的交流旋转电机的控制装置。
实施方式2
图6A是本发明的实施方式2涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度校正运算部20c的框图。图6A所示的本实施方式2的角度校正运算部20c与之前的实施方式1的图5A进行比较，不同点在于，校正信号运算部31输入校正后电气角θe＿hosei的上次值θe＿hosei＿old来代替电气角θe。
校正信号运算部31根据从外部输入的电流指令id＊、iq＊，依据上式(9)求出相位角θβ，并且根据电流矢量、相位角θβ和校正后电气角的上次值θe＿hosei＿old，依据下式(18)，计算正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos。
[数学式18]
上次值获取部33是获取上次值的模块，这里将上次运算时获得的校正后电气角θe＿hosei作为上次值θe＿hosei＿old来获取。
此外，图6A中，构成为在计算正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos时利用校正后电气角的上次值θe＿hosei＿old，但也可以采用使用了校正后检测角的上次值θsns＿hosei＿old的图6B那样的角度校正运算部20d。图6B所示的角度校正运算部20d与图6A的角度校正运算部20c相比，校正信号运算部31a、第二角度转换部32a以及第三角度转换部35不同。
图6B中，校正信号运算部31a根据从外部输入的电流指令id＊、iq＊，依据上式(9)求出相位角θβ，并且根据电流矢量、相位角θβ和由上次值获取部33获得的角度信息即校正后检测角的上次值θsns＿hosei＿old，依据下式(19)，计算正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos。
[数学式19]
第二角度转换部32a根据正弦信号Vsin以及余弦信号Vcos、与正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos的差分信号，依据上式(3)，计算校正后检测角θsns＿hosei。
第三角度转换部35根据校正后检测角θsns＿hosei，依据上式(5)，计算校正后电气角θe＿hosei。
图6B的结构中，也能获得与图6A的结构相同的效果。另外，图6A以及图6B是角度校正运算部的结构的例子，只要作为校正信号运算部的输入的角度信息是将根据正弦信号Vsin以及余弦信号Vcos、与正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos的差分信号获得的检测角θsns放大常数倍而得到的，则能在校正信号运算部中作为校正信号使用。在检测角θsns和电气角θe的初始相位存在偏差的情况下，显然不应简单地乘以常数倍而是需要对偏移部分进行调整。
作为正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos的计算所使用的电流矢量，如图6A所示，可以利用电流指令id＊、iq＊，也可以利用电流检测器6检测到的三相交流电流iu1、iv1、iw1的值。
此外，本实施方式2中，校正了正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos双方，但在某一方的误差较小时等情况下，仅校正一方也能获得相同的效果。此外，即使双方的误差相同，而由于处理负荷等原因仅校正正弦信号用校正信号hsin或余弦信号用校正信号hcos中的一方，当然也能获得角度校正的效果，只是效果较小。
其它的结构以及动作与之前的实施方式1相同，因此省略说明。
如上文所述，实施方式2中，角度校正运算部将校正后检测角θsns＿hosei或校正后电气角θe＿hosei的上次值设为校正信号运算部中使用的角度信息，来代替检测角θsns或电气角θe，从而能以角度误差较小的信号为基础生成校正信号，因此可获得能生成高精度的校正信号这样以往没有的效果。
实施方式3
图7A是本发明的实施方式3涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度校正运算部20e的框图。图7A所示的本实施方式3的角度校正运算部20e与之前的实施方式2的图6A相比，不同点在于，具备旋转变化校正部34，该旋转变化校正部34基于交流旋转电机1的电气角θe的时间变化率ωe，对校正后电气角θe＿hosei的上次的运算值进行校正。
旋转变化校正部34通过加上根据校正后电气角θe＿hosei的上次计算时起到本次计算时为止的时间Δt、和交流旋转电机1的电气角θe的时间变化率ωe的积获得的角度变化量，从而如下式(20)所示，对由上次值获取部33获取的角度信息即校正后电气角的上次值θe＿hosei＿old进行校正，然后作为第二校正后电气角θe＿hosei2输出。这里，根据上次值计算时起到本次计算时为止的时间Δt、和交流旋转电机1的电气角θe的时间变化率ωe的积获得角度变化量，但只要能获得上次值计算时和本次计算时之间的角度变化量，则可以是其他方法。
[数学式20]
θe_hosei2＝θe_hosei_old+ωeΔt (20)
校正信号运算部31根据从外部输入的电流指令id＊、iq＊，依据上式(9)求出相位角θβ，并且根据电流矢量、相位角θβ和第二校正后电气角θe＿hosei2，依据下式(21)，计算正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos。
[数学式21]
图7A中，构成为在计算正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos时利用第二校正后电气角θe＿hosei2，但也可以采用使用了第二校正后检测角θsns＿hosei2的图7B那样的角度校正运算部20f。
旋转变化校正部34a通过加上校正后检测角θsns＿hosei的上次值计算时起到本次计算时为止的时间Δt和交流旋转电机1的检测角θsns的时间变化率ωe的积，从而如下式(22)所示，对由上次值获取部33获取的角度信息即校正后检测角的上次值θsns＿hosei＿old进行校正，并作为第二校正后检测角θsns＿hosei2输出。这里，根据上次值计算时起到本次计算时为止的时间Δt、和交流旋转电机1的检测角θsns的时间变化率ωs的积来获得角度变化量，但只要能获得上次值计算时和本次计算时之间的角度变化量，也可以是其他方法。
[数学式22]
θsns_hosei2＝θsns_hosei_old+ωsΔt (22)
校正信号运算部31根据从外部输入的电流指令id＊、iq＊，依据上式(9)求出相位角θβ，并且根据电流矢量、相位角θβ和第二校正后检测角θsns＿hosei2，依据下式(23)，计算正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos。
[数学式23]
另外，作为正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos的计算所使用的电流矢量，可以如图7A所示，利用电流指令id＊、iq＊，也可以利用电流检测器6检测到的三相交流电流iu1、iv1、iw1的值。
此外，本实施方式3中，校正了正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos双方，但在某一方的误差较小等情况下，仅校正一方也能获得相同的效果。此外，即使双方的误差相同，而由于处理负荷的原因等仅校正正弦信号用校正信号hsin或余弦信号用校正信号hcos中的一方，当然也能获得角度校正的效果，只是效果较小。
其它的结构以及动作与之前的实施方式1相同，因此省略说明。
如上文所述，实施方式3中，对校正后检测角θsns＿hosei的上次值或校正后电气角θe＿hosei的上次值加上从上次计算时到本次计算时为止发生了变化的角度变化量，将由此获得的角度推定値作为在校正信号运算部中使用的角度信息，从而可获得即使在高速旋转时也能更高精度地检测转子的角度位置这样以往没有的效果。
实施方式4
图8A是本发明的实施方式4涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度校正运算部20g的框图。图8A所示的本实施方式4的角度校正运算部20g与之前的实施方式1的图5A相比，不同点在于校正信号运算部31b输出hθe作为校正信号，利用hθe校正电气角θe。
校正信号运算部31根据从外部输入的电流指令id＊、iq＊，依据上式(9)求出相位角θβ，并且根据电流矢量、相位角θβ和电气角θe，依据下式(24)，计算电气角校正信号hθe。
[数学式24]
校正后电气角θe＿hosei通过从电气角θe减去电气角校正信号hθe来计算。
这里，三相交流电流仅由电气角θe的一阶(基本周期)分量来表示，但在上式(10)中含有包含电气角θe的n阶分量(n为2以上的自然数)的项的情况(例如以傅里叶级数表示的情况)下，根据电磁场的叠加的性质，也能利用同样的步骤，获得相当于上式(24)的数学式。
即，在三相交流电流中电气角θe包含有高阶分量的情况下，在电气角校正信号hθe中，还包含具有如下振幅值和相位值的(n±Psns/P)阶正弦波的项，该振幅值是将电流指令id＊、iq＊或检测电流id1、iq1的电流矢量的绝对值乘以振幅校正常数后得到的振幅值，该相位值是对电流指令id＊、iq＊或检测电流id1、iq1的电流矢量相对于q轴的相位角θβ加上电气角θe的(n±Psns/P)阶分量(n为2以上的自然数)以及相位校正常数后得到的相位值。
图8A中，构成为在计算电气角校正信号hθe时利用电气角θe，但也可以采用将检测角θsns作为校正信号运算部中使用的角度信息的图8B所示的角度校正运算部20h。图8B那样的角度校正运算部20h与图8A的角度校正运算部20g相比，第一角度转换部30a、校正信号运算部31c以及第三角度转换部35不同。
图8B中，校正信号运算部31c根据从外部输入的电流指令id＊、iq＊，依据上式(9)求出相位角θβ，并且根据电流矢量、相位角θβ和由第一角度转换部30a获得的角度信息即检测角θsns，依据下式(25)，计算检测角校正信号hθsns。
[数学式25]
校正后检测角θsns＿hosei通过从检测角θsns减去检测角校正信号hθsns来计算。第三角度转换部35根据校正后检测角θsns＿hosei依据上式(5)，计算校正后电气角θe＿hosei。
也可以采用图8C那样的角度校正运算部20i。图8C所示的角度校正运算部20i与图8A的角度校正运算部20g相比，第一角度转换部30a、校正信号运算部31d以及第三角度转换部35不同。
图8A中，校正信号运算部31d根据从外部输入的电流指令id＊、iq＊，依据上式(9)求出相位角θβ，并且根据电流矢量、相位角θβ和由第一角度转换部30a获得的角度信息即检测角θsns，依据下式(26)，计算电气角校正信号hθe。
[数学式26]
第三角度转换部35根据检测角θsns依据上式(5)，计算电气角θe。校正后电气角θe＿hosei通过从电气角θe减去电气角校正信号hθe来计算。
此外，图8A、图8B以及图8C是角度校正运算部的结构的例子，只要作为校正信号运算部的输入的角度信息是将根据正弦信号Vsin以及余弦信号Vcos获得的角度放大常数倍而得到的，则能在校正信号运算部中作为校正信号使用。检测角θsns和电气角θe的初始相位存在偏差的情况下，显然不应简单地放大常数倍而是需要对偏移部分的量进行调整。
另外，作为检测角校正信号hθsns或电气角校正信号hθe的计算所使用的电流矢量，可以如图8A所示利用电流指令id＊、iq＊，也可以利用电流检测器6检测到的三相交流电流iu1、iv1、iw1的值。
其它的结构以及动作与之前的实施方式1相同，因此省略说明。
如上文所述，实施方式4中，通过由校正信号运算部计算检测角校正信号hθsns或电气角校正信号hθe，从而获得能在不使用正弦信号Vsin以及余弦信号Vcos的基波振幅的情况下用数量较少的校正信号校正角度误差这样以往没有的效果。
实施方式5
图9A是本发明的实施方式5涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度校正运算部20j的框图。图9A所示的本实施方式5的角度校正运算部20j与之前的实施方式4的图8A进行比较，不同点在于，校正信号运算部31b输入校正后电气角θe＿hosei的上次值θe＿hosei＿old来代替电气角θe。
校正信号运算部31b根据从外部输入的电流指令id＊、iq＊，依据上式(9)求出相位角θβ，并且根据电流矢量、相位角θβ和校正后电气角的上次值θe＿hosei＿old，依据上式(24)，计算电气角校正信号hθe。
图9A中，构成为在计算电气角校正信号hθe时利用电气角θe，但也可以采用将检测角θsns作为校正信号运算部中使用的角度信息的图9B所示的角度校正运算部20k。图9B所示的角度校正运算部20k与图9A的角度校正运算部20j相比，校正信号运算部31c、第一角度转换部30a以及第三角度转换部35不同。
图9B中，校正信号运算部31c根据从外部输入的电流指令id＊、iq＊，依据上式(9)求出相位角θβ，并且根据电流矢量、相位角θβ和由上次值获取部33获得的角度信息即校正后检测角的上次值θsns＿hosei＿old，依据上式(25)，计算检测角校正信号hθsns。
第三角度转换部35根据校正后检测角θsns＿hosei依据上式(26)，计算校正后电气角θe＿hosei。
即使是图9B的结构，也能获得与图9A的结构相同的效果。此外，图9A以及图9B是角度校正运算部的结构的例子，只要作为校正信号运算部的输入的角度信息是将根据正弦信号Vsin以及余弦信号Vcos获得的角度放大常数倍而得到的，则能在校正信号运算部中作为校正信号使用。检测角θsns和电气角θe的初始相位存在偏差的情况下，显然不应简单地放大常数倍而是需要对偏移部分的量进行调整。
作为正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos的计算所使用的电流矢量，可以如图9A所示利用电流指令id＊、iq＊，也可以利用电流检测器6检测到的三相交流电流iu1、iv1、iw1的值。
其它的结构以及动作与之前的实施方式1相同，因此省略说明。
如上文所述，实施方式5中，角度校正运算部将校正后检测角θsns＿hosei或校正后电气角θe＿hosei的上次值设为校正信号运算部中使用的角度信息，来代替检测角θsns或电气角θe，从而能以角度误差较小的信号为基础生成校正信号，因此可获得能生成高精度的校正信号这样以往没有的效果。
此外，通过计算检测角校正信号hθsns或电气角校正信号hθe，从而获得能在不使用正弦信号Vsin以及余弦信号Vcos的基波振幅的情况下用数量较少的校正信号校正角度误差这样以往没有的效果。
实施方式6
图10A是本发明的实施方式6涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度校正运算部20I的框图。图10A所示的本实施方式6的角度校正运算部20I与之前的实施方式5的图9A相比，不同点在于，具备旋转变化校正部34，该旋转变化校正部34基于交流旋转电机1的电气角θe的时间变化率ωe，对校正后电气角θe＿hosei的上次的运算值进行校正。
利用旋转变化校正部34计算校正后电气角θe＿hosei2的方法在之前的实施方式3中已进行叙述，因此在这里省略说明。
校正信号运算部31b根据从外部输入的电流指令id＊、iq＊，依据上式(9)求出相位角θβ，并且根据电流矢量、相位角θβ和第二校正后电气角θe＿hosei2，依据上式(24)，计算电气角校正信号hθe。
校正后电气角θe＿hosei通过从电气角θe减去电气角校正信号hθe来计算。
图10A中，构成为在计算电气角校正信号hθe时利用第二校正后电气角θe＿hosei2，也可以采用使用了第二校正后检测角θsns＿hosei2的图10B那样的角度校正运算部20m。
校正信号运算部31c根据从外部输入的电流指令id＊、iq＊，依据上式(9)求出相位角θβ，并且根据电流矢量、相位角θβ和第二校正后检测角θsns＿hosei2，依据上式(25)，计算检测角校正信号hθsns。
第三角度转换部35根据校正后检测角θsns＿hosei依据上式(26)，计算校正后电气角θe＿hosei。
即使是图10B的结构，也能获得与图10A的结构相同的效果。此外，图10A以及图10B是角度校正运算部的结构的例子，只要作为校正信号运算部的输入的角度信息是将根据正弦信号Vsin以及余弦信号Vcos获得的角度放大常数倍而得到的，则能在校正信号运算部中作为校正信号使用。在检测角θsns和电气角θe的初始相位存在偏差的情况下，显然不应简单地放大常数倍而是需要对偏移部分的量进行调整。
另外，作为检测角校正信号hθsns或电气角校正信号hθe的计算所使用的电流矢量，如图10A所示可以利用电流指令id＊、iq＊，也可以利用电流检测器6检测到的三相交流电流iu1、iv1、iw1的值。
其它的结构以及动作与之前的实施方式1相同，因此省略说明。
如上文所述，实施方式6中，对校正后检测角θsns＿hosei的上次值或校正后电气角θe＿hosei的上次值加上从上次计算时到本次计算时为止发生了变化的角度变化量，将由此获得的角度推定値作为在校正信号运算部中使用的角度信息，从而可获得即使在高速旋转时也能更高精度地检测转子的角度位置这样以往没有的效果。
此外，通过计算检测角校正信号hθsns或电气角校正信号hθe，从而获得能在不使用正弦信号Vsin以及余弦信号Vcos的基波振幅的情况下用数量较少的校正信号校正角度误差这样以往没有的效果。
实施方式7
之前的实施方式1～6中，对电枢绕组为1组的情况进行了说明，本实施方式8中，对具有多组电枢绕组的情况进行说明。此外，对磁场发生器3生成的角度检测用磁场较强、角度检测器4在灵敏度饱和区域中使用的情况进行说明。
图11是示出了本实施方式7的配置的示意图。交流旋转电机1a是具有第一电枢绕组U1、V1、W1和第二电枢绕组U2、V2、W2的永磁体型同步旋转电机。交流旋转电机1a构成为包含转子和定子，通过定子的电枢绕组中流过的三相交流电流形成的旋转磁场来使转子旋转。
这里对永磁体型同步旋转电机进行说明，但也可以是励磁绕组型同步旋转电机。这里对三相绕组进行了说明，但也可以是具有三相以上绕组的交流旋转电机。此外，这里对两组绕组组进行了说明，也可以是具有三个以上绕组组的交流旋转电机。
第一电枢绕组和第二电枢绕组中流过的电流有30deg相位差。通过设置相位差30deg，在电枢绕组为两组时具有抵消电气角6阶的电流脉动的效果。
逆变器2a由向第一电枢绕组供电的第一逆变器2a1和向第二电枢绕组供电的第二逆变器2a2构成。通过基于开关信号来导通或断开半导体开关，从而对由直流电源输入的直流电压进行功率转换，经由逆变器连接部5a向交流旋转电机1a的电枢绕组施加电压。
交流旋转电机1a和逆变器2a由逆变器连接部5a连接。逆变器连接部5a由第一逆变器连接部5a1和第二逆变器连接部5a2构成。
第一逆变器连接部5a1由在第一电枢绕组中流过U相电流的逆变器连接部5u1、流过V相电流的逆变器连接部5v1、流过W相电流的逆变器连接部5w1构成，第二逆变器连接部5a2由在第二电枢绕组中流过U相电流的逆变器连接部5u2、流过V相电流的逆变器连接部5v2、流过W相电流的逆变器连接部5w2构成。图11中为了防止附图难以理解，省略了逆变器连接部5u2、5v2、5w2。
由第一逆变器2a1施加的电压经由第一逆变器连接部5a1施加至交流旋转电机1a的第一电枢绕组，由第二逆变器2a2施加的电压经由第二逆变器连接部5a2施加至交流旋转电机1a的第二电枢绕组，在交流旋转电机1a中流过所期望的电流并产生转矩。
第一电流检测器6a1设在第一逆变器2a1的各相的下桥臂和直流电源8的接地之间，检测在第一逆变器连接部5a1的各相中流动的三相交流电流iu1、iv1、iw1。此外，可以不检测三相交流电流的全部三相，而利用三相交流电流的矢量和为0的特点，可仅检测两相，通过计算获取剩下的一相。
第一电流检测器6a1也可设在第一逆变器2a1的各相的上桥臂和直流电源8的正极侧之间。进一步地，第一电流检测器6a1即使采用下述方式，也能计算三相交流电流，即：为了确保电流检测的时间而错开第一逆变器2a1的开关定时来检测母线电流值。
第二电流检测器6a2设在第二逆变器2a2的各相的下桥臂和直流电源8的接地之间，检测在第二逆变器连接部5a2的各相中流动的三相交流电流iu2、iv2、iw2。此外，可以不检测三相交流电流中全部三相，而利用三相交流电流的矢量和为0的特点，可仅检测两相，通过计算获取剩下的一相。
第二电流检测器6a2也可设在第二逆变器2a2的各相的上桥臂和直流电源8的正极侧之间。进一步地，第二电流检测器6a2即使采用下述方式，也能计算三相交流电流，即：为了确保电流检测的时间而错开第二逆变器2a2的开关定时来检测母线电流值。
控制运算部7a构成为包括角度校正运算部20以及电流控制部21a。
角度校正运算部20对流过逆变器连接部5的三相交流电流产生的噪声磁场所导致的正弦信号Vsin以及余弦信号Vcos的误差进行校正，并作为校正后电气角θe＿hosei进行输出。
此外，噪声磁场的计算所使用的电流矢量可以根据电流指令id＊、iq＊来获得，也可以根据第一电流检测器6a1检测到的三相交流电流iu1、iv1、iw1来获得，也可以根据第二电流检测器6a2检测到的三相交流电流iu2、iv2、iw2来获得。当然，为了去除噪声也可以使用通过了低通滤波器等之后的值来获得电流矢量。
电流控制部21a首先利用校正后电气角θe＿hosei，将流过第一逆变器连接部5a1的三相交流电流iu1、iv1、iw1转换为旋转坐标系中的第一检测电流id1、iq1。并且，通过反馈控制计算第一电压指令Vu1、Vv1、Vw1，使从外部输入的电流指令id＊、iq＊和第一检测电流id1、iq1相等。
接着，电流控制部21a通过与该第一电压指令Vu1、Vv1、Vw1对应的脉宽调制(PWM调制)，向第一逆变器2a1输出开关信号Qup1～Qwn1，将流过第二逆变器连接部5a2的三相交流电流iu2、iv2、iw2转换为旋转坐标系中的第二检测电流id2、iq2。并且，通过反馈控制计算第二电压指令Vu2、Vv2、Vw2，使电流指令id＊、iq＊和第二检测电流id2、iq2相等。
最后，电流控制部21a通过与该第二电压指令Vu2、Vv2、Vw2对应的脉宽调制(PWM调制)，向第二逆变器2a2输出开关信号Qup2～Qwn2。
另外，也可以进行适合交流旋转电机1的前馈控制来代替三相交流电流iu1、iv1、iw1以及三相交流电流iu2、iv2、iw2的反馈控制，在该情况下，第一电流检测器6a1以及第一电流检测器6a1检测的三相交流电流iu1、iv1、iw1的值、第二电流检测器6a2以及第二电流检测器6a2检测的三相交流电流iu2、iv2、iw2的值不再必须。
对于磁场发生器3、角度检测器4，由于与之前的实施方式1的相同，因此省略说明。
图12是示出了角度检测器4与逆变器连接部5a的位置关系的剖视图。第一逆变器连接部5a1和第二逆变器连接部5a2配置为使对应的各相相对于角度检测器4呈点对称。
图12所示的本实施方式7的逆变器连接部5a与图2所示的之前的实施方式1的逆变器连接部5比较，主要不同点在于，该逆变器连接部5a由配置在y轴的正方向侧(右侧)的第一逆变器连接部5a1、和配置在y轴的负方向侧(左侧)的第二逆变器连接部5a2构成。
流过逆变器连接部5a的三相交流电流由下式(27)来表示。这里，√2×Irms是三相交流电流的振幅。
[数学式27]
在上式(27)中，为了方便，将三相交流电流设为正弦波，仅示出了电气角θe的一阶(基本周期)分量，但例如如梯形波驱动等情况那样，在包含有电气角θe的高阶分量的情况下，对上式(27)追加包含电气角θe的n阶分量(n为2以上的自然数)的项即可(例如采用傅里叶级数即可)。
这时，流过逆变器连接部5a的两组三相交流电流在角度检测器4的位置产生的噪声磁场Bi由下式(28)来表示。
[数学式28]
之前的实施方式1中由上式(5)定义了检测角θsns和电气角θe的关系，但在检测角和电气角的增加方向相反的情况下，检测角θsns和电气角θe的关系由下式(29)来表示。这里，为了说明检测角θsns以及电气角θe的初始相位不同的情况，设为偏移初始相位差θofs的量。
[数学式29]
通过上式(298)和上式(29)，获得下式(30)。
[数学式30]
接着，对磁场发生器3生成的角度检测用磁场较强、角度检测器4在灵敏度饱和区域中使用的情况进行说明。为了稳定地使用角度检测器4，在使磁场发生器3在角度检测器4的位置产生的磁场达到进入角度检测器4的灵敏度饱和区域的强度的情况下，并不是将上式(30)的噪声磁场Bi全部检测作为角度，而是由于灵敏度饱和，因此不对与磁场发生器3产生的磁场的主分量矢量同方向的分量进行检测。即，考虑相对于对磁场发生器3产生的磁场的主分量矢量的法线方向的矢量成为角度误差的分量。
磁场发生器3产生的磁场的主分量矢量B通过将上式(12)进行矢量标记从而由下式(31)来表示。
[数学式31]
主分量矢量B的法线方向的单位矢量t由下式(32)来表示。
[数学式32]
若对噪声磁场Bi进行矢量标记，则由下式(33)来表示。
[数学式33]
根据上式(31)、(27)以及(28)，作为角度误差进行检测的噪声磁场的矢量Bsns成为将噪声磁场矢量Bi投影至法线矢量t而得到的矢量，因此由下
式(34)来表示。
[数学式34]
因此，在磁场发生器3生成的角度检测用磁场较强、角度检测器4在灵敏度饱和区域中使用的情况下，与因噪声磁场而叠加于正弦信号的噪声分量esin以及叠加于余弦信号的噪声分量ecos由下式(35)来表示。即，对于由电气角的一阶分量的正弦波表示的之前的实施方式1的情况，进一步叠加了电气角的(1±2Psns/P)阶分量的正弦波。
[数学式35]
即，将正弦信号用校正信号hsin设为esin，将余弦信号用校正信号hcos设为ecos，与之前的实施方式1～3同样地构成角度校正运算部20，从而能够利用校正信号对流过逆变器连接部的多相交流电流产生的噪声磁场所导致的角度检测器的检测误差进行校正，其中，该校正信号的相位和振幅由逆变器连接部和角度检测器的相对位置关系、以及多相交流电流的值来决定。结果是可获得能高精度地检测转子的角度位置、简单且低成本的交流旋转电机的控制装置。
这里，三相交流电流仅由电气角θe的一阶(基本周期)分量来表示，但在上式(27)中含有包含电气角θe的n阶分量(n为2以上的自然数)的项的情况(例如以傅里叶级数表示的情况)下，根据电磁场的叠加的性质，也能利用同样的步骤，获得相当于上式(35)的数学式。
即，在三相交流电流中电气角θe包含高阶分量的情况下，在正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos中，相对于之前的实施方式1的情况，还包含具有如下振幅值和相位值的(n±2Psns/P)阶正弦波的项，该振幅值是将电流指令id＊、iq＊或检测电流id1、iq1的电流矢量的绝对值乘以振幅校正常数后得到的振幅值，该相位值是将电流指令id＊、iq＊或检测电流id1、iq1的电流矢量相对于q轴的相位角θβ加上电气角θe的(n±2Psns/P)阶分量(n为2以上的自然数)以及相位校正常数后得到的相位值。
此外，作为正弦信号用校正信号hsin以及余弦信号用校正信号hcos的计算所使用的电流矢量，可以使用电流指令id＊、iq＊，也可以使用第一电流检测器6a1检测到的三相交流电流iu1、iv1、iw1的值，也可以使用第二电流检测器6a2检测到的三相交流电流iu2、iv2、iw2的值。
此外，检测角θsns中产生的角度误差esns由下式(36)来表示。即，与由电气角的(1±2Psns/P)阶分量的正弦波表示的之前的实施方式1的情况相同。
[数学式36]
即，将检测角校正信号hθsns设为esns，与之前的实施方式4～6同样地构成角度校正运算部20，从而能够利用校正信号对流过逆变器连接部的多相交流电流产生的噪声磁场所导致的角度检测器的检测误差进行校正，其中，该校正信号的相位和振幅由逆变器连接部和角度检测器的相对位置关系、以及多相交流电流的值来决定。结果是可获得能在不使用正弦信号Vsin以及余弦信号Vcos的基波振幅的情况下用较少的校正信号校正角度误差这样以往没有的效果。
这里，三相交流电流仅由电气角θe的一阶(基本周期)分量来表示，但在上式(27)中含有包含电气角θe的n阶分量(n为2以上的自然数)的项的情况(例如以傅里叶级数表示的情况)下，根据电磁场的叠加的性质，也能利用同样的步骤，获得相当于上式(36)的数学式。
即，在三相交流电流中电气角θe包含高阶分量的情况下，在电气角校正信号hθe中，还包含具有如下振幅值和相位值的(n±2Psns/P)阶正弦波的项，该振幅值是将电流指令id＊、iq＊或检测电流id1、iq1的电流矢量的绝对值乘以振幅校正常数后得到的振幅值，该相位值是将电流指令id＊、iq＊或检测电流id1、iq1的电流矢量相对于q轴的相位角θβ加上电气角θe的(n±2Psns/P)阶分量(n为2以上的自然数)以及相位校正常数后得到的相位值。
此外，这里对交流旋转电机1a的三相电枢绕组为两组的情况进行了说明，但对于具有除此之外的多相多组电枢绕组的交流旋转电机，也可获得相同的效果。
实施方式8
之前的实施方式7中，在流过第一电枢绕组和第二电枢绕组的电流中设有30deg的相位差，但本实施方式8中流过第一电枢绕组和第二电枢绕组的电流是相同相位，这一点与之前的实施方式7不同。其它的结构与之前的实施方式7相同，因此省略说明。
图12是表示本发明的实施方式8涉及的交流旋转电机的控制装置中的角度检测器和逆变器连接部的相对位置关系的剖视图以及侧视图。如图12所示，第一逆变器连接部5a1和第二逆变器连接部5a2配置为使对应的各相相对于角度检测器4呈点对称。
在第一电枢绕组和第二电枢绕组中流动的电流是相同相位的本实施方式8中，通过使逆变器连接部5u1、5v1、5w1所产生的磁场和逆变器连接部5u2、5v2、5w2所产生的磁场抵消，从而使角度检测器4获得的信号中产生的误差为零。
下面，对第二电枢绕组、第二逆变器2a2、第二逆变器连接部5a2中的任一个产生故障的情况进行说明。
首先，在停止向第二电枢绕组供电的情况下，在角度检测器4的位置产生的噪声磁场中，流过第二逆变器连接部5a2的电流所产生的分量为0，仅残留流过第一逆变器连接部5a1的电流所产生的分量。
即，在该情况下通过利用之前的实施方式1到7中说明的校正信号进行校正，可获得相同的效果。
接着，在停止向第二电枢绕组中发生了故障的相供电的情况下，流过第二逆变器连接部5a2的电流所产生的角度检测器4中的磁场变为由逆变器连接部5a2中未发生故障的两相的连接线所产生的磁场。流过第一逆变器连接部5a1的电流所产生的角度检测器4中的磁场变为由逆变器连接部5a1的三相的连接线所产生的磁场。
即，基于流过第二逆变器连接部5a2的两相的连接线和第一逆变器连接部5a1的三相的连接线的电流，如之前的实施方式1到7所述的那样，利用校正信号进行校正，可获得同样的效果。
这里，简单地停止向发生故障的相供电，但在第二逆变器2a2的开关元件短路等时强制使电流流过的情况下，只要采用考虑了这一情况的校正式则可获得相同的效果。
这里用单纯的正弦波的公式表示校正信号，但在成为难以用公式表示的波形的情况下，也可以预先准备并安装与电气角对应的表格。
如上文所述，实施方式8中，配置多个逆变器连接部，以使流过逆变器连接部的多相交流电流形成的噪声磁场在角度检测器的位置相互抵消。其结果使得，在逆变器连接部产生故障的情况下，只要仅对因故障而无法完全抵消的噪声磁场进行校正即可，从而能利用简单的计算来校正噪声磁场所产生的正弦信号以及余弦信号的误差。
这里对流过第一电枢绕组和第二电枢绕组的电流的相位相同、逆变器连接部5a1和5a2中产生的磁场被完全抵消的配置的情况进行了说明，但不言自明，在由于制造上的限制、与其它元器件的关系而无法完全抵消的配置的情况下，也能通过设置符合配置的校正式来获得同样的效果。
此外，在正常时没有完全抵消的配置中噪声磁场产生的角度误差无法忽略的情况下，不言自明，在正常时也可以像之前的实施方式1到7所述那样利用校正信号进行校正。在该情况下，由于正常时和故障时产生的噪声磁场不同，因此只要变更校正式即可。
此外，对在没有相位差的情况下正常时逆变器连接部5a1和5a2产生的磁场被相互抵消的情况进行了叙述，但在有相位差的情况下，通过采用与本实施方式8所示的配置不同的磁场相互抵消的适当配置，也可获得相同的效果。
进一步地，能将本发明的交流旋转电机的控制装置设置于电动助力转向装置中，使交流旋转电机1a产生对转向***的转向转矩进行辅助的转矩。从而，即使在对振动敏感的电动助力转向装置中存在有故障的相时，也能获得如下效果，即：可构成由角度误差产生的转矩脉动较小的转向***。

Claims (20)

1.一种交流旋转电机的控制装置，控制通过流过定子的电枢绕组的多相交流电流形成的旋转磁场来使转子旋转的交流旋转电机，该交流旋转电机的控制装置的特征在于，包括：
逆变器，该逆变器将电压施加至所述交流旋转电机的所述电枢绕组；
逆变器连接部，该逆变器连接部连接所述电枢绕组和所述逆变器；
磁场发生器，该磁场发生器通过与所述转子同步旋转，产生用于检测所述交流旋转电机的旋转角的角度检测用磁场；
角度检测器，该角度检测器将所述磁场发生器产生的所述角度检测用磁场的相互垂直的两个分量作为正弦信号和余弦信号进行检测；以及
控制运算部，该控制运算部基于所述交流旋转电机的电流指令、以及根据所述正弦信号和所述余弦信号获得的角度信息，来控制施加至所述逆变器的电压，
所述控制运算部具有角度校正运算部，
该角度校正运算部利用校正信号对流过所述逆变器连接部的所述多相交流电流产生的噪声磁场所造成的所述角度信息的误差进行校正，并作为校正后电气角进行输出，
其中，所述校正信号的相位和振幅由流过所述逆变器连接部的所述多相交流电流的电流矢量、以及由所述逆变器连接部和所述角度检测器的相对位置关系决定的相位校正常数以及振幅校正常数来决定，
该控制运算部基于所述校正后电气角控制所述逆变器。
2.如权利要求1所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述角度信息是电气角、或将所述电气角放大常数倍后的信息，
所述角度校正运算部计算针对所述电气角的正弦信号用校正信号或余弦信号用校正信号中的至少一个作为所述校正信号，
计算所述正弦信号与所述正弦信号用校正信号的差作为校正后的正弦信号，
计算所述余弦信号与所述余弦信号用校正信号的差作为校正后的余弦信号，
将根据所述校正后的正弦信号以及所述校正后的余弦信号获得的校正后的电气角输出作为所述校正后电气角。
3.如权利要求1所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述角度信息是所述角度检测器的检测角、或将所述检测角放大常数倍后的信息，
在将所述交流旋转电机的极对数设为P，所述角度检测器的轴倍角设为Psns时，
所述角度校正运算部计算针对所述检测角的正弦信号用校正信号或余弦信号用校正信号中的至少一个作为所述校正信号，
计算所述正弦信号与所述正弦信号用校正信号的差作为校正后的正弦信号，
计算所述余弦信号与所述余弦信号用校正信号的差作为校正后的余弦信号，
将根据所述校正后的正弦信号以及所述校正后的余弦信号获得的校正后检测角放大Kp＝P/Psns倍，根据由此获得的值计算所述校正后电气角，并进行输出。
4.如权利要求2或3所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
在将所述正弦信号以及所述余弦信号中的因所述噪声磁场而产生的误差较大的一方设为第一信号，因所述噪声磁场而产生的误差较小的一方设为第二信号时，
所述角度校正运算部计算针对所述第一信号的第一信号用校正信号作为所述校正信号，
计算所述第一信号与所述第一信号用校正信号的差作为校正后的第一信号，
将根据所述校正后的第一信号以及所述第二信号获得的校正后的电气角输出作为所述校正后电气角。
5.如权利要求2或3所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述校正信号为正弦波，
所述校正信号具有将所述电流矢量的绝对值乘以所述振幅校正常数后得到的振幅值，
所述校正信号具有将所述电流矢量的相对于q轴的相位角加上电气角或所述校正后电气角的基本周期即一阶相位、以及所述相位校正常数后得到的相位值。
6.如权利要求5所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述角度检测器被使用于灵敏度饱和区域中，
在将所述交流旋转电机的极对数设为P，所述角度检测器的轴倍角设为Psns时，
所述校正信号为正弦波，
所述校正信号具有将所述电流矢量的绝对值乘以所述振幅校正常数后得到的振幅值，
所述校正信号具有将所述电流矢量的相对于q轴的相位角加上电气角或所述校正后电气角的(1±2Psns/P)阶相位、以及所述相位校正常数后得到的相位值。
7.如权利要求5所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述校正信号还包含将n设为2以上的自然数的n阶正弦波的项，
所述n阶正弦波具有将所述电流矢量的绝对值乘以所述振幅校正常数后得到的振幅值，
所述n阶正弦波具有将所述电流矢量的相对于q轴的相位角加上电气角或所述校正后电气角的n阶相位、以及所述相位校正常数后得到的相位值。
8.如权利要求7所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述角度检测器被使用于灵敏度饱和区域中，
所述校正信号还包含将n设为2以上的自然数的(n±2Psns/P)阶正弦波的项，
所述(n±2Psns/P)阶正弦波具有将所述电流矢量的绝对值乘以所述振幅校正常数后得到的振幅值，
所述(n±2Psns/P)阶正弦波具有将所述电流矢量的相对于q轴的相位角加上电气角或所述校正后电气角的(n±2Psns/P)阶相位、以及所述相位校正常数后得到的相位值。
9.如权利要求1所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述角度信息是电气角、或将所述电气角放大常数倍后的信息，
所述角度校正运算部计算针对所述电气角的电气角校正信号作为所述校正信号，
输出所述电气角与所述电气角校正信号的差作为所述校正后电气角。
10.如权利要求1所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述角度信息是所述角度检测器的检测角、或将所述检测角放大常数倍后的信息，
在将所述交流旋转电机的极对数设为P，所述角度检测器的轴倍角设为Psns时，
所述角度校正运算部计算针对所述检测角的检测角校正信号作为所述校正信号，
将根据所述正弦信号以及所述余弦信号获得的所述检测角与所述检测角校正信号的差放大Kp＝P/Psns倍，根据由此获得的值计算所述校正后电气角，并进行输出。
11.如权利要求9或10所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
在将所述交流旋转电机的极对数设为P，所述角度检测器的轴倍角设为Psns时，
所述校正信号为正弦波，
所述校正信号具有将所述电流矢量的绝对值乘以所述振幅校正常数后得到的振幅值，
所述校正信号具有将所述电流矢量的相对于q轴的相位角加上电气角或所述校正后电气角的(1±Psns/P)阶相位、以及所述相位校正常数后得到的相位值。
12.如权利要求11所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述校正信号还包含将n设为2以上的自然数的(n±Psns/P)阶正弦波的项，
所述(n±Psns/P)阶正弦波具有将所述电流矢量的绝对值乘以所述振幅校正常数后得到的振幅值，
所述(n±Psns/P)阶正弦波具有将所述电流矢量的相对于q轴的相位角加上电气角或所述校正后电气角的(n±Psns/P)阶相位、以及所述相位校正常数后得到的相位值。
13.如权利要求1至3中任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述电枢绕组由第一电枢绕组和第二电枢绕组构成，
所述逆变器由对所述第一电枢绕组施加电压的第一逆变器、以及对所述第二电枢绕组施加电压的第二逆变器构成，
所述逆变器连接部由连接所述第一电枢绕组和所述第一逆变器的第一逆变器连接部、以及连接所述第二电枢绕组和所述第二逆变器的第二逆变器连接部构成，
所述角度校正运算部在所述第二电枢绕组、所述第二逆变器、所述第二逆变器连接部的至少一个发生故障时，将所述相位校正常数以及所述振幅校正常数切换为故障时用的相位校正常数以及振幅校正常数来计算所述校正信号。
14.如权利要求1至3中任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述电枢绕组由第一电枢绕组和第二电枢绕组构成，
所述逆变器由对所述第一电枢绕组施加电压的第一逆变器、以及对所述第二电枢绕组施加电压的第二逆变器构成，
所述逆变器连接部由连接所述第一电枢绕组和所述第一逆变器的第一逆变器连接部、以及连接所述第二电枢绕组和所述第二逆变器的第二逆变器连接部构成，
所述第一逆变器连接部以及所述第二逆变器连接部被配置为在所述角度检测器的位置使所述噪声磁场相抵消，
所述角度校正运算部在所述第二电枢绕组、所述第二逆变器、所述第二逆变器连接部的至少一个发生故障时，对由于故障没有完全抵消的噪声磁场所产生的电气角的误差进行校正。
15.如权利要求1至3中任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述角度校正运算部使用经过所述角度校正运算部校正后的角度信息的上次运算值作为所述角度信息。
16.如权利要求15所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述角度校正运算部通过将所述校正后的角度信息的上次运算值加上从上次运算时到本次运算时的时间和所述角度信息的时间变化率的积来进行校正。
17.如权利要求1至3中任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述控制运算部根据所述电流指令获取所述电流矢量。
18.如权利要求1至3中任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
还包括检测所述多相交流电流的电流检测器，
所述控制运算部根据所述电流检测器检测的检测电流获取所述电流矢量。
19.如权利要求1至3中任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述振幅校正常数与所述角度检测器输出的所述正弦信号以及所述余弦信号的基波振幅成正比。
20.如权利要求1至3中任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，
被用于对电动助力转向的转向转矩进行辅助。
CN201580072959.9A 2015-01-23 2015-01-23 交流旋转电机的控制装置 Active CN107251404B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2015/051841 WO2016117115A1 (ja) 2015-01-23 2015-01-23 交流回転機の制御装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107251404A CN107251404A (zh) 2017-10-13
CN107251404B true CN107251404B (zh) 2019-08-16

Family

ID=56416680

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201580072959.9A Active CN107251404B (zh) 2015-01-23 2015-01-23 交流旋转电机的控制装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10608568B2 (zh)
EP (1) EP3249800B1 (zh)
JP (1) JP6238264B2 (zh)
CN (1) CN107251404B (zh)
WO (1) WO2016117115A1 (zh)

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3664279B1 (en) * 2017-07-31 2022-01-19 Mitsubishi Electric Corporation Control device for ac rotary machine and control device for electric power steering
CN108631681B (zh) * 2018-04-18 2020-01-21 华中科技大学 一种旋转变压器周期性误差的在线补偿方法及补偿装置
WO2019207754A1 (ja) * 2018-04-27 2019-10-31 三菱電機株式会社 電動機制御装置
JP2020142740A (ja) * 2019-03-08 2020-09-10 日本電産エレシス株式会社 モータ通電制御方法
CN110020404B (zh) * 2019-04-10 2023-03-21 自然资源部第二海洋研究所 一种角度约束的遥感反演流场的矢量数据处理方法
US11305810B2 (en) 2020-04-24 2022-04-19 Steering Solutions Ip Holding Corporation Method and system to synchronize non-deterministic events
CN111649774B (zh) * 2020-06-23 2021-12-07 北京控制工程研究所 一种旋转变压器测角误差硬件自校正***和方法
JP6991297B1 (ja) * 2020-10-21 2022-01-12 三菱電機株式会社 電流検出装置及び交流回転機の制御装置
CN113037159B (zh) * 2021-03-15 2022-08-02 哈尔滨工业大学 永磁同步电机转子位置偏移误差在线抑制方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101202525A (zh) * 2006-12-12 2008-06-18 株式会社瑞萨科技 同步电动机的控制装置
CN101919151A (zh) * 2008-01-18 2010-12-15 三菱电机株式会社 电力变换器的控制装置

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0613379U (ja) * 1992-07-09 1994-02-18 株式会社三協精機製作所 ディスク用モータ
JP3170449B2 (ja) * 1996-03-25 2001-05-28 オークマ株式会社 アブソリュートエンコーダ
JP3546817B2 (ja) 2000-07-11 2004-07-28 日産自動車株式会社 電動機の磁極位置検出装置
JP3812739B2 (ja) * 2002-05-28 2006-08-23 三菱電機株式会社 モータ異常検出装置及び電動パワーステアリング制御装置
US6906491B2 (en) * 2003-06-20 2005-06-14 Rockwell Automation Technologies, Inc. Motor control equipment
GB2413905B (en) * 2004-05-05 2006-05-03 Imra Europ S A S Uk Res Ct Permanent magnet synchronous motor and controller therefor
JP2007049862A (ja) 2005-08-12 2007-02-22 Hitachi Ltd 磁極位置センサ内蔵電気機械及び電気機械装置並びに車載電機システム
JP4708992B2 (ja) * 2005-12-12 2011-06-22 日立オートモティブシステムズ株式会社 位置検出装置及びこれを用いた同期モータ駆動装置
JP5007581B2 (ja) 2007-03-01 2012-08-22 日本電産株式会社 モータ
JP5091535B2 (ja) * 2007-04-26 2012-12-05 三洋電機株式会社 モータ制御装置
JP5041419B2 (ja) 2007-12-28 2012-10-03 東芝機械株式会社 レゾルバ装置およびレゾルバの角度検出装置とその方法
JP5414259B2 (ja) * 2008-12-19 2014-02-12 富士電機株式会社 位置決め制御装置
JP5661340B2 (ja) 2010-06-10 2015-01-28 キヤノン株式会社 駆動装置
JP5819690B2 (ja) 2011-05-20 2015-11-24 アスモ株式会社 モータ及び電動パワーステアリング用モータ

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101202525A (zh) * 2006-12-12 2008-06-18 株式会社瑞萨科技 同步电动机的控制装置
CN101919151A (zh) * 2008-01-18 2010-12-15 三菱电机株式会社 电力变换器的控制装置

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2016117115A1 (ja) 2017-05-25
EP3249800A4 (en) 2018-08-08
EP3249800A1 (en) 2017-11-29
US10608568B2 (en) 2020-03-31
US20180006590A1 (en) 2018-01-04
JP6238264B2 (ja) 2017-11-29
WO2016117115A1 (ja) 2016-07-28
EP3249800B1 (en) 2019-03-06
CN107251404A (zh) 2017-10-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107251404B (zh) 交流旋转电机的控制装置
JP4022630B2 (ja) 電力変換制御装置、電力変換制御方法、および電力変換制御用プログラム
JP6091646B2 (ja) 電力変換装置
CN108282127B (zh) 多相电机的容错控制方法和装置
CN103259481A (zh) 估算永磁体电机的电角速度的方法及***
US11271508B2 (en) Power conversion device, motor driving system, and control method
KR20150094431A (ko) 동력 장치 및 동력 장치에 포함되는 전동기 구동 장치
Tornello et al. Combined rotor-position estimation and temperature monitoring in sensorless, synchronous reluctance motor drives
Abbasi et al. IRFOC of induction motor drives under open-phase fault using balanced and unbalanced transformation matrices
Yepes et al. DC-signal injection for stator-resistance estimation in symmetrical six-phase induction motors under open-phase fault
JP6710994B2 (ja) 回転角検出装置
JP6750364B2 (ja) 回転電機の回転角推定装置
Shea et al. Control challenges and mitigation techniques for sensor errors in modular motor drives with weakly-coupled distributed control architectures
EP3664279B1 (en) Control device for ac rotary machine and control device for electric power steering
JP6575252B2 (ja) 負荷模擬装置
EP3206297B1 (en) Power conversion device and control method for same, and electric power steering control device
Popenda A control strategy of a BLDC motor
Markadeh et al. Sensorless control of a six-phase induction motors drive using FOC in stator flux reference frame
Echikh et al. 5-Phase AC induction motor rotor flux oriented control with space vector modulation technique
Makys et al. A low memory disturbance elimination method for sensorless control of induction motor drive using test vector injection
Hiware et al. Indirect field oriented control for induction motor drive using space vector modulation technique
JP2022131446A (ja) モータ制御装置
JP2017169429A (ja) 電力変換装置、電動機の動力推定方法及び電動機の制御方法
An et al. Sensorless position estimation in a fault tolerant motor drive with redundancy
Skoko et al. Observer based parallel IM speed and parameter estimation

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant