JP6217887B1

JP6217887B1 - 周波数算出装置及びレーダ装置

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Publication number: JP6217887B1
Application number: JP2017537520A
Authority: JP
Inventors: 潤下川床; 浩之水谷; 田島　賢一; 賢一田島; 大塚　浩志; 浩志大塚
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2017-02-27
Filing date: 2017-02-27
Publication date: 2017-10-25
Anticipated expiration: 2037-02-27
Also published as: WO2018154747A1; JPWO2018154747A1

Abstract

従来の周波数算出装置は、チャープ信号の周期を変更するため、物標との距離及び相対速度を検出するのに時間がかかり、リアルタイム性が悪化するという課題があった。本発明の周波数算出装置は、入力信号の高調波を発生させる高調波発生回路と、前記高調波発生回路が出力した信号のうち前記高調波を通過させるフィルタと、前記フィルタが出力した信号をサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器が出力した前記デジタル信号の周波数を検出する周波数検出回路と、前記周波数検出回路が検出した前記高調波の周波数を用いて、前記入力信号の周波数を算出する周波数算出回路とを備える。

Description

本発明は、周波数算出装置及びこれを用いたレーダ装置に関するものである。

物標との距離及び相対速度を探知するためのレーダ装置としてＦＭＣＷレーダ装置がある。同レーダでは、送信信号として周波数を直線的に変調したチャープ信号用い、送信信号の周波数と受信信号の周波数との差分の周波数であるビート周波数を求め、物標との距離及び相対速度を算出する。

特許文献１で開示されているＦＭＣＷレーダ装置は、はじめにチャープの周期を短くし、物標との相対速度による周波数シフトが小さい状態でビート周波数のスペクトルの分離及び抽出を行い、次にチャープの周期を長くして物標との相対速度による周波数シフトを顕著にした状態でビート周波数を精度良く検出する。

なお、特許文献１で開示されているＦＭＣＷレーダ装置では、チャープの周期を変更するための構成として、変調信号周波数の切替え信号とこれにより制御される三角波信号発生器とをもつ。また、チャープの周期を変更した場合でも、物標の検知距離範囲は一定に保つために、信号波形間引き回路によって、サンプリング周波数も変更する。

特開平９−１３３７６５号公報

しかしながら、特許文献１によれば、周期の短いチャープ信号を用いて複数のビート周波数を分離した後に、ビート周波数を精度良く検出するために、周期の長いチャープ信号を用いて各ビート周波数の検出をするため、物標との距離及び相対速度を１回検出するのにかかる時間も長くなり、データ取得率が悪化するという課題がある。

本発明の周波数算出装置は、入力信号の高調波を発生させる高調波発生回路と、高調波発生回路が出力した信号のうち高調波を通過させるフィルタと、フィルタが出力した信号をサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器が出力したデジタル信号の周波数を検出する周波数検出回路と、周波数検出回路が検出した高調波の周波数を用いて、入力信号の周波数を算出する周波数算出回路とを備え、周波数算出回路は、周波数検出回路が検出した複数の高調波の周波数の和を、複数の高調波の次数の和で除算することで、入力信号の周波数を算出することを特徴とする。
また、本発明の周波数算出装置は、入力信号の高調波を発生させる高調波発生回路と、高調波発生回路が出力した信号のうち高調波を通過させるフィルタと、フィルタが出力した信号をサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器が出力したデジタル信号の周波数を検出する周波数検出回路と、周波数検出回路が検出した高調波の周波数を用いて、入力信号の周波数を算出する周波数算出回路とを備え、フィルタは、入力信号及び高調波を通過させ、周波数算出回路は、周波数検出回路が検出した入力信号の周波数及び高調波の周波数を用いて入力信号の周波数を算出し、周波数算出回路は、周波数検出回路が検出した入力信号の周波数と高調波の周波数との和を、入力信号の次数と高調波の次数との和で除算することで、入力信号の周波数を算出することを特徴とする。

この発明によれば、チャープ信号の周期を変更することなく、距離及び相対速度精度を向上させることができる。

この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の一構成例を示す構成図である。この発明の実施の形態１に係る高調波発生回路６１の一構成例を示す構成図である。この発明の実施の形態１に係るフィルタ６２の特性の一例を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係るフィルタ６２の特性の他の例を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係るフィルタ６２の特性の他の例を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係るサンプリング後のビート信号のスペクトルの一例を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係るビート信号の高調波をアンダーサンプリングする場合のスペクトルの一例を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係るＡ／Ｄ変換器６３が出力するデジタル信号のスペクトルの一例を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係るビート周波数の算出結果である。この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の一構成例を示す構成図である。この発明の実施の形態２に係る基本波用フィルタ６２ａの特性の一例を示す説明図である。この発明の実施の形態２に係る高調波用フィルタ６２ｂの特性の一例を示す説明図である。この発明の実施の形態２に係る高調波用フィルタ６２ｂの特性の他の例を示す説明図である。この発明の実施の形態２に係る周波数検出回路６５ａに入力されるスペクトルの一例を示す説明図である。この発明の実施の形態２に係る周波数検出回路６５ｂに入力されるスペクトルの一例を示す説明図である。

実施の形態１.
図１は、この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の一構成例を示す構成図である。本レーダ装置は、発振器１、方向性結合器２、送信アンテナ３、受信アンテナ４、ミキサ５、周波数算出装置６、及び距離・速度算出回路７を備える。

発振器１は、送信信号としてチャープ信号を生成し、生成したチャープ信号を方向性結合器２に出力する発振器である。例えば、発振器１には、ＶｏｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＯｓｃｉｌｌａｔｏｒ（ＶＣＯ）が用いられる。また、チャープ信号の生成方法としては、Ｄ／Ａ変換器からＶＣＯの制御端子に周期Ｔの三角波や鋸波を入力する方法がある。

方向性結合器２は、発振器１が出力する送信信号を分配し、送信アンテナ３とミキサ５とに出力する方向性結合器である。例えば、方向性結合器２は、結合線路型カプラ、ウィルキンソン型カプラなどが用いられる。

送信アンテナ３は、方向性結合器２が出力した送信信号を送信電波に変換して空間に放射するアンテナである。例えば、送信アンテナ３は、パッチアンテナ、ホーンアンテナなどが用いられる。

受信アンテナ４は、物標からの反射電波を受信し、受信信号に変換してミキサ５に出力するアンテナである。例えば、受信アンテナ４は、パッチアンテナ、ホーンアンテナなどが用いられる。

ミキサ５は、方向性結合器２より入力された送信信号と受信アンテナ４より入力された受信信号を混合し、ビート信号（混合波の基本波）を生成し、高調波発生回路６１に出力するミキサである。ここで、ビート信号とは、送信信号と受信信号との差周波である。例えば、ミキサ５には、ダイオードミキサ、ＦＥＴミキサなどが用いられる。

周波数算出装置６は、ミキサ５より入力されたビート信号の周波数を算出し、距離・速度算出回路７に出力する周波数算出装置である。周波数算出装置６は、高調波発生回路６１、フィルタ６２、Ａ／Ｄ変換器（ＡｎａｌｏｇｔｏＤｉｇｉｔａｌＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）６３、ＦＦＴ（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）回路６４、周波数検出回路６５、及び周波数算出回路６６を備える。

高調波発生回路６１は、ミキサ５が出力したビート信号に対してその高調波を発生させ、ビート信号及びその高調波を含むアナログ信号をフィルタ６２に出力する高調波発生回路である。例えば、高調波発生回路６１には、ディスクリートのダイオード、反転増幅回路などが用いられる。

フィルタ６２は、高調波発生回路６１が出力したアナログ信号から、ビート信号とその高調波を含む複数の信号を通過させ、Ａ／Ｄ変換器６３に出力するフィルタである。例えば、フィルタ６２には、ディスクリートのフィルタ、ローパスフィルタ、バンドパスフィルタなどが用いられる。

Ａ／Ｄ変換器６３は、フィルタ６２が出力したアナログ信号をサンプリングしてデジタル信号に変換し、変換したデジタル信号をＦＦＴ回路６４に出力するＡ／Ｄ変換器である。例えば、Ａ／Ｄ変換器６３には、逐次比較型Ａ／Ｄ変換ＩＣ（ＩｎｔｅｇｒａｌＣｉｒｃｕｉｔ）、パイプライン型Ａ／Ｄ変換ＩＣなどが用いられる。

ＦＦＴ回路６４は、Ａ／Ｄ変換器６３より入力されたデジタル信号にＦＦＴ（高速フーリエ変換）を施し、スペクトルを算出し、算出したスペクトルデータを周波数検出回路６５に出力するＦＦＴ回路である。例えば、ＦＦＴ回路６４には、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ-ＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＧａｔｅＡｒｒａｙ）が用いられる。また、ＦＦＴ回路６４は、ＦＰＧＡにおける演算回路を信号処理による演算に置換え、その演算を行うプログラムをメモリに保存し、ＣＰＵで実行しても良い。

周波数検出回路６５は、ＦＦＴ回路６４が出力したスペクトルデータからビート信号及びその高調波の周波数を検出し、その周波数の検出結果を周波数算出回路６６に出力する周波数検出回路である。例えば、周波数検出回路６５には、ＦＰＧＡが用いられる。また、周波数検出回路６５は、ＦＰＧＡにおける演算回路を信号処理による演算に置換え、その演算を行うプログラムをメモリに保存し、ＣＰＵで実行しても良い。

周波数算出回路６６は、周波数検出回路６５が出力した周波数の検出結果からビート周波数を算出し、算出したビート周波数を距離・速度算出回路７へ出力する周波数算出回路である。例えば、周波数算出回路６６は、ＦＰＧＡが用いられる。また、周波数算出回路６６は、ＦＰＧＡにおける演算回路を信号処理による演算に置換え、その演算を行うプログラムをメモリに保存し、ＣＰＵで実行しても良い。

距離・速度算出回路７は、入力されたビート周波数から物標との距離及び相対速度を算出する回路である。例えば、距離・速度算出回路７には、ＦＰＧＡが用いられる。また、距離・速度算出回路７は、ＦＰＧＡにおける演算回路を信号処理による演算に置換え、その演算を行うプログラムをメモリに保存し、ＣＰＵで実行しても良い。

次に、この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の動作について説明する。
発振器１は、送信信号として下式に示す周波数ｆ_ＴＸ（ｔ）のチャープ信号を生成する。

ここで、Ｂは変調帯域幅、Ｔはチャープの周期、ｆａは変調開始時の周波数を示す。

方向性結合器２は、発振器１が出力した送信信号を分配し、送信アンテナ３とミキサ５とに出力する。送信アンテナ３は、入力された送信信号を送信電波に変換して物標方向に放射する。受信アンテナ４は、物標からの反射電波を受信し、受信信号に変換してミキサ５に出力する。

受信信号の周波数は物標との距離ｘを用いて、下式のように表すことができる。

ここで、ｃは光速を示す。物標がレーダ装置に対して相対速度ｖを持つ場合、物標からの反射電波の周波数はドップラー効果により、下式に示すドップラーシフトｄｆ_ｖを生じる。

ここで、ｆ_０は送信信号の中心周波数を示す。

ミキサ５は、方向性結合器２が出力した送信信号と受信アンテナ４が出力した受信信号とを混合し、ビート信号を生成する。ビート信号の周波数ｆ_ｂｅａｔは、距離ｘによる距離シフトｄｆ_ｘと、物標との相対速度ｖによるドップラーシフトｄｆ_ｖの和であるため、下式で表される。

距離シフトｄｆ_ｘは、式（１）と式（２）との差周波数になるので、下式で表される。

周波数算出装置６は、ミキサ５が出力したビート信号及びその高調波の周波数を検出し、この検出結果を用いて、ビート周波数の算出を行う。

高調波発生回路６１は、ミキサ５が出力したビート信号の高調波を発生させる。

図２は、この発明の実施の形態１に係る高調波発生回路６１の一構成例を示す構成図である。入力端子は、インダクタ６１１に接続され、インダクタ出力端子は、出力端子とダイオード６１２のアノードとに接続され、ダイオード６１２のカソードは、グランドに接地される。なお、ここでは、ダイオードを用いた回路を示したが、ダイオードの代わりにトランジスタ、ＦＥＴ（ＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を使用しても良い。また、ロジックＩＣを使用し、矩形波を生成し奇数次の高調波のみを発生させても良い。さらに、ミキサ５は、理想的にはビート信号のみを出力するが、実際にはビート信号の高調波を含んでいるので、高調波を積極的に取出すことで、高調波発生回路の代用することもできる。

フィルタ６２は、高調波発生回路６１が出力するビート信号、その高調波、及びスプリアスを含むアナログ信号から、ビート信号とその高調波を通過させ、他の信号を抑圧し、ビート信号とその高調波をＡ／Ｄ変換器６３に出力する。

図３は、この発明の実施の形態１に係るフィルタ６２の特性の一例を示す説明図である。図３に示すように、フィルタ６２は、ビート信号ｆ_ｂｅａｔとそのｍ倍の高調波ｆ_ｍを通過させ、ミキサ５が出力する不要波を遮断し、また、ナイキスト周波数（ｆ_ｓ／２）以上の雑音を遮断する。ここで、ｆｓは、後述するＡ／Ｄ変換器６３のサンプリング周波数を示す。

図４は、この発明の実施の形態１に係るフィルタ６２の特性の他の例を示す説明図である。図４で示すように、フィルタ６２は、複数の通過帯域を持ち、任意の次数の高調波を取出す特性としてもよい。

図５は、この発明の実施の形態１に係るフィルタ６２の特性の他の例を示す説明図である。図５に示すように、フィルタ６２の通過帯域は、ナイキスト周波数以上に存在してもよい。

Ａ／Ｄ変換器６３は、入力されたアナログ信号をサンプリング周波数ｆ_ｓでサンプリングし、アナログ信号をデジタル信号に変換する。一般的なＡ／Ｄ変換器では、サンプリング周波数は、サンプリングする信号の最大周波数の２倍以上に設定するが、実施の形態１では必ずしも２倍以上でなくともよく、その場合は後述の方法により、アンダーサンプリングされた折り返しの周波数を利用する。

図６は、この発明の実施の形態１に係るサンプリング後のビート信号のスペクトルの一例を示す説明図である。図６に示すように、ナイキスト周波数以上の周波数の高調波は、Ａ／Ｄ変換器６３によりアンダーサンプリングされ、デジタル領域では折り返し波として観測される。

ＦＦＴ回路６４は、入力されたデジタル信号にＦＦＴ処理を施し、ビート周波数及びその高調波のスペクトルを算出する。一般的に、ＦＦＴではサンプリング周波数及びサンプル数に応じた周波数分解能Δｆが得られる。

周波数検出回路６５は、まず、ビート周波数の検出を行い、次にこの結果を用いてビート信号の高調波の周波数を検出する。各周波数の検出方法としては、例えば、入力されたスペクトルから電力が最大となる周波数を求め、それをビート周波数の検出結果ｆ_{ｂｅａｔ＿ＤＥＴ}とする。

また、任意の閾値電力を設け、これを超える複数のピークのうち、周波数が最も低いものをｆ_{ｂｅａｔ＿ＤＥＴ}としても良い。

ｍ倍の高調波の周波数を検出する方法の一例として、得られたｆ_{ｂｅａｔ＿ＤＥＴ}をｍ倍し、ｍｆ_{ｂｅａｔ＿ＤＥＴ}±ＢＷ_{ｓｅａｒｃｈ}の範囲で電力のピークをもつ周波数をｍ倍の高調波の周波数の検出結果ｆ_{ｍ＿ＤＥＴ}とする方法がある。ここで、ＢＷ_{ｓｅａｒｃｈ}は、電力の検索範囲であり、少なくともΔｆ／２以上とする。

次に、アンダーサンプリングされた折り返しの周波数からｆ_{ｍ＿ＤＥＴ}を検出する方法について説明する。

図７は、この発明の実施の形態１に係るビート信号の高調波をアンダーサンプリングする場合のスペクトルの一例を示す説明図である。ｆ_ｍは、Ａ／Ｄ変換器６３の入力においてビート信号のｍ倍の高調波の周波数を示し、ｆ_ｍ’はＡ／Ｄ変換器６３でアンダーサンプリングされた折り返しの周波数を示す。ｆ_ｍが第ｎナイキスト領域に存在する場合、両者の関係は下式の通りとなる。

ここで、式（６）はｎが偶数の場合、式（７）はｎが奇数の場合である。ｎは、ビート周波数の検出結果とサンプリング周波数を用いて、ｍｆ_{ｂｅａｔ＿ＤＥＴ}／ｆ_ｓの整数部から求める。

ｎが偶数の場合は、ｎｆ_ｓ／２−ｍｆ_{ｂｅａｔ＿ＤＥＴ}±ＢＷ_{ｓｅａｒｃｈ}の範囲で電力のピークをもつ周波数をｆ_{ｍ＿ＤＥＴ}とし、ｎが奇数の場合は、ｍｆ_{ｂｅａｔ＿ＤＥＴ}−（ｎ−１）ｆ_ｓ／２±ＢＷ_{ｓｅａｒｃｈ}の範囲で電力のピークをもつ周波数をｆ_{ｍ＿ＤＥＴ}とする。

ここでは、ビート周波数を検出する方法として、ＦＦＴとピーク検出を用いる方法について説明したが、離散フーリエ変換やヒルベルト変換回路を用いたデジタル信号処理等の方法で周波数を検出しても良い。

周波数算出回路６６は、入力された周波数の検出結果から、ビート周波数をより正確に算出する回路である。算出の方法としては、検出した複数の周波数の総和を複数の信号の次数の総和で除算することで、ビート周波数の算出結果ｆ_{ｂｅａｔ＿ＣＡＬＣ}を求める。

周波数算出回路６６における算出方法について説明する。

図８は、この発明の実施の形態１に係るＡ／Ｄ変換器６３が出力するデジタル信号のスペクトルの一例を示す説明図である。ビート周波数の真の値をｆ_{ｂｅａｔ＿ＩＤ}とし、ＦＦＴの分解能に起因する誤差をε_１とすればｆ_{ｂｅａｔ＿ＤＥＴ}は、下式で示すことができる。

ここで、ε_１とΔｆとの関係は、下式に示す通りであり、ε_１の最大値はΔｆ／２となる。

同様に、ｍ倍の高調波の周波数の真の値をｆ_ｍ＿ＩＤ、ＦＦＴの分解能に起因する誤差をε_ｍとすれば、ｆ_{ｍ＿ＤＥＴ}は、下式で示すことができる。

ここで、ε_ｍとΔｆとの関係は、下式に示す通りであり、ε_ｍの最大値は、Δｆ／２である。

ｆ_{ｍ＿ＤＥＴ}をｍで除算すれば、ビート周波数を算出することができ、ビート周波数の算出結果ｆ_{ｂｅａｔ＿ＣＡＬＣ}は、下式で示すことができる。

ビート周波数の検出結果と、ビート周波数の算出結果とを比較すると、後者は、前者よりもＦＦＴの分解能に起因する誤差の最大値はｍ分の１となり、精度がｍ倍改善する。

複数の高調波を用いる場合は、検出した周波数の総和を次数の総和で除算すればビート周波数を算出することができる。ビート信号とその２〜ｍ倍の高調波の周波数を用いる場合、ビート周波数の算出結果ｆ_{ｂｅａｔ＿ＣＡＬＣ}は、下式で示すことができる。式１３の第２項を見ると分かるように、ビート信号のみで周波数を算出した場合に比べて、精度を改善できることが分かる。

ここでは、ビート信号及びその２〜ｍ倍の高調波の周波数の検出結果からビート周波数を算出したが、このうちの任意の複数信号（ｋ_１倍波，ｋ_２倍波，・・・，ｋ_ｎ倍波）を使用しても良く、その場合、ビート周波数の算出結果ｆ_{ｂｅａｔ＿ＣＡＬＣ}は、下式で示すことができる。

図９は、この発明の実施の形態１に係るビート周波数の算出結果である。縦軸は、ビート周波数の真値とビート周波数の算出結果との周波数誤差を示し、横軸は、算出に用いた高調波の次数を示す。ビート周波数の検出結果と、ビート周波数の算出結果（ビート信号のｍ倍の高調波を使用した場合）、及びビート周波数の算出結果（ビート信号とその２〜ｍ倍の高調波を使用した場合）がプロットされている。ここで、ビート周波数を１００．２ｋＨｚ、サンプリング周波数を1ＭＨｚ、チャープの周期を２ｍｓｅｃとした。ビート周波数の検出結果の誤差がε_１＝２００Ｈｚであるのに対して、ビート周波数の算出結果（ビート信号のｍ倍の高調波を使用した場合）は、高調波の次数ｍが上がるにつれ誤差が収束していく。また、ビート周波数の算出結果（ビート信号とその２〜ｍ倍の高調波とを使用した場合）は、ビート信号のｍ倍の高調波を使用した場合に比べて、より低い次数で収束することがわかる。ビート信号のｍ倍波のみを使用した場合は、式（１２）に示す通り、誤差はｍ分の１となるが、ビート周波数と２〜ｍ倍の高調波とを使用した場合は式（１４）に示す通りΣｋ分の１となるため、より精度が向上する。

さらに、ビート周波数と２〜ｍ倍の高調波と式（１４）とを使用した場合は、ビート信号の１〜ｍ倍波の検出結果を平均化した場合よりも高精度となる。ビート信号の１〜ｍ倍波の検出結果を平均化した場合の誤差を式（１５）に、ビート周波数と２〜ｍ倍の高調波と式（１４）とを使用した場合の誤差を式（１６）に示す。

ここで、εk （ｋ＝１，２，・・・，ｍ）＝εとすると、式（１５）は式（１７）となり、式（１６）は式（１８）となる。

このように、ｍが２以上の場合において、式（１７）に示す誤差よりも、式（１８）に示す誤差は小さくなる。したがって、ビート周波数と２〜ｍ倍の高調波と式（１４）とを使用した場合は、ビート信号の１〜ｍ倍波の検出結果を平均化した場合よりも高精度となる。

式（１２）（１４）に示す通り、検出に用いるビート信号の高調波の次数ｍが高いほど誤差を小さくすることができる。高い周波数を検出する場合は、Ａ／Ｄ変換器６３のサンプリング周波数を上げたうえでオーバーサンプリングする方法と、サンプリング周波数を上げずにアンダーサンプリングする方法とがある。一般的にオーバーサンプリングを行う場合は、Ａ／Ｄ変換器６３の入力にカットオフ周波数がｆ_Ｓ／２のローパスフィルタ（アンチエイリアシングフィルタ）を挿入し、入力される雑音の帯域を制限する。一方アンダーサンプリングの場合は、Ａ／Ｄ変換器６３にサンプリング周波数以上の帯域の信号が入力されるため、アンチエイリアシングフィルタに替えて、所望のｍ倍波を含むバンドパスフィルタを用いればよく、通過帯域幅の下限周波数を（ｎ−１）ｆ_Ｓ／２、上限周波数をｎｆ_Ｓ／２とすれば、オーバーサンプリングと同様に雑音の帯域を制限することができる。

距離・速度算出回路７は、入力されたビート周波数より式（３）〜（５）を用いることで物標との距離及び相対速度を算出する。

以上で明らかなように、この発明の実施の形態１のレーダ装置によれば、高調波発生回路より出力されるビート信号及びその高調波を含む複数の信号をフィルタで取出し、周波数算出回路により演算を行うことで、周波数を精度良く算出でき、チャープの周期を変更せずに、物標との距離及び相対速度を精度よく算出することができる。

なお、実施の形態１のレーダ装置は、物標との距離が近いほど距離及び相対速度の精度に対する改善効果は大きくなる。これは、物標との距離が近いほど、ビート周波数は低くなるため、フィルタで取出すことのできる高調波の次数が大きくなり、次数の大きい高調波を使うことができるためである。その結果、距離及び相対速度の精度を改善できる。

実施の形態２.
実施の形態１では、ビート周波数の検出とその高調波の周波数の検出とを同一の回路で行っていたが、実施の形態２では、これを分離した構成を示す。

図１０は、この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の一構成例を示す構成図である。図１０において図１と同一符号は、同一または相当部分を示すので説明を省略する。

周波数算出装置６ａは、ミキサ５より入力されたビート信号の周波数を算出し、距離・速度算出回路７に出力する周波数算出装置である。周波数算出装置６ａは、高調波発生回路６１、基本波用フィルタ６２ａ、高調波用フィルタ６２ｂ、Ａ／Ｄ変換器６３ａ、Ａ／Ｄ変換器６３ｂ、ＦＦＴ回路６４ａ、ＦＦＴ回路６４ｂ、周波数検出回路６５ａ、周波数検出回路６５ｂ、及び周波数算出回路６６を備える。

基本波用フィルタ６２ａは、ミキサ５が出力したビート信号を取出し、Ａ／Ｄ変換器６３ａに出力するフィルタである。例えば、基本波用フィルタ６２ａには、ローパスフィルタ、バンドパスフィルタなどが用いられる。

高調波用フィルタ６２ｂは、高調波発生回路６１が出力したアナログ信号からビート信号の高調波を取出し、Ａ／Ｄ変換器６３ｂに出力する高調波用フィルタ６２ｂである。例えば、高調波用フィルタ６２ｂには、ローパスフィルタ、バンドパスフィルタなどが用いられる。

Ａ／Ｄ変換器６３ａは、基本波用フィルタ６２ａから入力されるアナログ信号をサンプリングし、デジタル信号に変換し、変換したデジタル信号をＦＦＴ回路６４ａに出力するＡ／Ｄ変換器である。例えば、Ａ／Ｄ変換器６３ａには、逐次比較型Ａ／Ｄ変換ＩＣ、パイプライン型Ａ／Ｄ変換ＩＣなどが用いられる。

Ａ／Ｄ変換器６３ｂは、高調波用フィルタ６２ｂが出力したアナログ信号をサンプリングし、デジタル信号に変換し、得られたデジタル信号をＦＦＴ回路６４ｂに出力するＡ／Ｄ変換器である。例えば、Ａ／Ｄ変換器６３ｂには、逐次比較型Ａ／Ｄ変換ＩＣ、パイプライン型Ａ／Ｄ変換ＩＣが用いられる。

ＦＦＴ回路６４ａは、Ａ／Ｄ変換器６３ａが出力したデジタル信号にＦＦＴを施し、スペクトルを算出し、算出したスペクトルデータを周波数検出回路６５ａに出力する回路である。例えば、ＦＦＴ回路６４ａには、ＦＰＧＡが用いられる。また、ＦＦＴ回路６４ａは、ＦＰＧＡにおける演算回路を信号処理による演算に置換え、その演算を行うプログラムをメモリに保存し、ＣＰＵで実行しても良い。

ＦＦＴ回路６４ｂは、Ａ／Ｄ変換器６３ｂより入力されたデジタル信号にＦＦＴを施し、スペクトルを算出し。算出したスペクトルデータを周波数検出回路６５ｂに出力する回路である。例えば、ＦＦＴ回路６４ｂには、ＦＰＧＡが用いられる。また、ＦＦＴ回路６４ｂは、ＦＰＧＡにおける演算回路を信号処理による演算に置換え、その演算を行うプログラムをメモリに保存し、ＣＰＵで実行しても良い。

周波数検出回路６５ａは、ＦＦＴ回路６４ａより入力されたスペクトルデータよりビート周波数の検出を行い、周波数の検出結果を周波数算出回路６６に出力する回路である。例えば、周波数検出回路６５ａには、ＦＰＧＡが用いられる。また、周波数検出回路６５ａは、ＦＰＧＡにおける演算回路を信号処理による演算に置換え、その演算を行うプログラムをメモリに保存し、ＣＰＵで実行しても良い。

周波数検出回路６５ｂは、ＦＦＴ回路６４ｂより入力されたスペクトルデータよりビート信号の高調波の周波数を検出し、周波数の検出結果を周波数算出回路６６に出力する回路である。周波数検出回路６５ｂには、ＦＰＧＡが用いられる。また、周波数検出回路６５ｂは、ＦＰＧＡにおける演算回路を信号処理による演算に置換え、その演算を行うプログラムをメモリに保存し、ＣＰＵで実行しても良い。

次に、この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の動作について説明する。
発振器１は、送信信号として式（１）に示す周波数ｆ_ＴＸ（ｔ）のチャープ信号を生成する。方向性結合器２は、発振器１が出力した送信信号の電力を分配、送信アンテナ３とミキサ５とに出力する。送信アンテナ３は、方向性結合器２が出力した送信信号を送信電波に変換して物標方向に放射する。受信アンテナ４は、物標からの反射電波を受信し、受信信号に変換して、ミキサ５に出力する。ミキサ５は、送信信号と受信信号とを混合しビート信号を生成し、ビート信号を含むアナログ信号を基本波用フィルタ６２ａに出力する。

基本波用フィルタ６２ａは、ミキサ５が出力したアナログ信号からビート信号を取出す。

図１１は、この発明の実施の形態２に係る基本波用フィルタ６２ａの特性の一例を示す説明図である。図１１に示すように、基本波用フィルタ６２ａは、ビート信号を通過させ、ミキサ５から出力される不要波を遮断し、またナイキスト周波数（ｆｓ／２）以上の雑音を遮断するローパスフィルタである。

Ａ／Ｄ変換器６３ａは、入力されたアナログ信号をサンプリング周波数ｆｓでサンプリングし、デジタル信号に変換し、変換したデジタル信号をＦＦＴ回路６４ａに出力する。

Ａ／Ｄ変換器６３ｂは、入力されたアナログ信号をサンプリング周波数ｆｓでサンプリングし、デジタル信号に変換し、変換したデジタル信号をＦＦＴ回路６４ｂに出力する。

ＦＦＴ回路６４ａは、Ａ／Ｄ変換器６３ａが出力したデジタル信号にＦＦＴ処理を施し、スペクトルを算出し、算出したスペクトルデータを周波数検出回路６５ａに出力する。

周波数検出回路６５ａは、実施の形態１と同様の方法でビート信号の周波数の検出を行う。

高調波発生回路６１は、ミキサ５が出力したビート信号の高調波を発生させ、ビート信号及びその高調波を高調波用フィルタ６２ｂに出力する。高調波用フィルタ６２ｂは、高調波発生回路６１が出力したアナログ信号から、ビート信号の高調波を取出す。

図１２は、この発明の実施の形態２に係る高調波用フィルタ６２ｂの特性の一例を示す説明図である。図１２に示すように、高調波用フィルタ６２ｂは、ビート信号のｍ倍までの高調波を通過させるローパスフィルタである。

より高い次数の高調波を取出す場合は実施の形態１と同様に、カットオフ周波数をナイキスト周波数より高くし、アンダーサンプリングを用いても良い。また、アンダーサンプリングを用いる場合は、高調波用フィルタ６２ｂとして、バンドパスフィルタを用いても良い。

図１３は、この発明の実施の形態２に係る高調波用フィルタ６２ｂの特性の他の例を示す説明図である。図１３（Ａ）は、高調波用フィルタ６２ｂとしてローパスフィルタを用いた場合のＡ／Ｄ変換器６３ｂの入力信号である。例として、ｆ_ｍが第二ナイキスト領域にある場合を考えると、Ａ／Ｄ変換器６３ｂでサンプリングされた信号は、図１３（Ｂ）に示す通り、ｆｓ／２で折返し波を発生し、各高調波同士が重なるため、誤検出の原因となる。この場合は、図１３（Ｃ）に示すとおり高調波用フィルタ６２ｂとしてバンドパスフィルタを用いて第一ナイキスト領域の信号を遮断すればよく、Ａ／Ｄ変換器６３ｂでサンプリングされた信号は、図１３（Ｄ）に示す通り、折返し波の重なりを避けることができる。なお、高調波用フィルタ６２ｂはチューナブルフィルタもしくは、複数の切替え式フィルタを用い、検出したいビート周波数に合わせて通過帯域を変更できるようにしてもよい。

ＦＦＴ回路６４ｂは、Ａ／Ｄ変換器６３ｂが出力したデジタル信号にＦＦＴ処理を施し、スペクトルを算出し、算出したスペクトルデータを周波数検出回路６５ｂに出力する。

周波数検出回路６５ｂは、実施の形態１と同様の方法でビート信号の高調波の周波数の検出を行う。

周波数算出回路６６は、周波数検出回路６５ａ及び６５ｂが出力した周波数の検出結果から、式（１３）によりビート周波数を算出する。

次に、物標が複数個ある場合の本レーダ装置の動作について説明する。例として、物標１と物標２の検出を行う場合を考える。

図１４は、この発明の実施の形態２に係る周波数検出回路６５ａに入力されるスペクトルの一例を示す説明図である。周波数検出回路６５ａでは、各ビート信号の高調波を発生させずに扱うため、物標１に対応するビート周波数ｆ_{ｂｅａｔ１}と物標２に対応するビート周波数ｆ_{ｂｅａｔ２}とを分離して検出することができる。

図１５は、この発明の実施の形態２に係る周波数検出回路６５ｂに入力されるスペクトルの一例を示す説明図である。周波数検出回路６５ｂでは、各ビート信号の高調波が入力されるため、例えば、物標１に対応するビート周波数の２倍波２ｆ_{ｂｅａｔ１}と物標２に対応するビート周波数ｆ_{ｂｅａｔ２}とが隣接する場合は、両者の分離が難しく誤検出しやすい。誤検出を避けるためには、周波数検出回路６５ａで求めたｆ_{ｂｅａｔ１}及びｆ_{ｂｅａｔ２}から各高調波の周波数を予め計算し、両者が隣接する組合せを無視し、残りの周波数の検出結果を使用すれば良い。また、高調波だけでなく、混合波や折返し波の周波数についても、同様に扱うことができる。

以上で明らかなように、この発明の実施の形態２のレーダ装置によれば、基本波用フィルタで取り出したビート信号と、高調波用フィルタで取り出したビート信号の高調波とを周波数算出回路で演算することで、従来よりもビート周波数を精度良く算出することができるため、距離及び速度についても精度良く算出することができる。

さらに、本実施の形態は、複数の物標を探知する場合でも、距離及び速度を精度良く算出できる。複数の物標を探知する場合、ミキサ５から複数のビート周波数が出力されるため、これが高調波発生回路６１に入力されると、高調波発生回路６１は、高調波以外の混合波を発生させるので、ピークの検出が複雑になる。本実施の形態では、ビート周波数の検出経路が高調波発生回路６１から分離されているため、混合波の影響を受けることなく、ビート周波数を検出することができ、ビート周波数及びその高調波の検出結果を用いてビート周波数を算出するので、複数の物標に対して精度良く探知することができる。

１発振器、２方向性結合器、３送信アンテナ、４受信アンテナ、５ミキサ、６６ａ周波数算出装置、６１高調波発生回路、６２６２ａ６２ｂフィルタ、６３６３ａ６３ｂＡ／Ｄ変換器、６４６４ａ６４ｂＦＦＴ回路、６５６５ａ６５ｂ周波数検出回路、６６周波数算出回路、７距離・速度算出回路。

Claims

入力信号の高調波を発生させる高調波発生回路と、
前記高調波発生回路が出力した信号のうち前記高調波を通過させるフィルタと、
前記フィルタが出力した信号をサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器が出力した前記デジタル信号の周波数を検出する周波数検出回路と、
前記周波数検出回路が検出した前記高調波の周波数を用いて、前記入力信号の周波数を算出する周波数算出回路と、
を備え、
前記周波数算出回路は、前記周波数検出回路が検出した複数の前記高調波の周波数の和を、複数の前記高調波の次数の和で除算することで、前記入力信号の周波数を算出することを特徴とする周波数算出装置。
入力信号の高調波を発生させる高調波発生回路と、
前記高調波発生回路が出力した信号のうち前記高調波を通過させるフィルタと、
前記フィルタが出力した信号をサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器が出力した前記デジタル信号の周波数を検出する周波数検出回路と、
前記周波数検出回路が検出した前記高調波の周波数を用いて、前記入力信号の周波数を算出する周波数算出回路と、
を備え、
前記フィルタは、前記入力信号及び前記高調波を通過させ、前記周波数算出回路は、前記周波数検出回路が検出した前記入力信号の周波数及び前記高調波の周波数を用いて前記入力信号の周波数を算出し、
前記周波数算出回路は、前記周波数検出回路が検出した前記入力信号の周波数と前記高調波の周波数との和を、前記入力信号の次数と前記高調波の次数との和で除算することで、前記入力信号の周波数を算出することを特徴とする周波数算出装置。