JP6573748B2 - レーダ装置 - Google Patents

Description

本発明は、レーダ技術に関し、特に、複数の送信アンテナを使用して目標物体を検出するレーダ技術に関するものである。

複数の送信アンテナを使用するレーダ技術としては、たとえばＭＩＭＯレーダ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ ｒａｄａｒ）技術が知られている。ＭＩＭＯレーダ技術は、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとを使用して複数の受信信号を信号処理することにより目標（ターゲット）を検出し、測距、測速度または測角を行うことができるレーダ技術である。このようなＭＩＭＯレーダ技術は、たとえば、下記の非特許文献１に開示されている。

非特許文献１に開示されているＭＩＭＯレーダ技術は、互いに異なる送信周波数を有しかつ周波数変調された複数の送信波をそれぞれ同時に送信する複数のサブ送信器（ｓｕｂ−ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒｓ）と、目標で反射された当該複数の送信波を受信する複数のサブ受信器（ｓｕｂ−ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ）とを使用する。このＭＩＭＯレーダ技術は、それらサブ受信器の出力から、異なる送信周波数を有する複数の帯域信号成分を分離し、これら帯域信号成分間の相互相関により生ずるサイドローブを抑圧するために窓関数を適用する。

ＸｉＺｅｎｇ Ｄａｉ， Ｊｉａ Ｘｕ， Ｃｈｕｎｍａｏ Ｙｅ， ａｎｄ Ｙｉｎｇ−Ｎｉｎｇ Ｐｅｎｇ， "Ｌｏｗ−ｓｉｄｅｌｏｂｅ ＨＲＲ ｐｒｏｆｉｌｉｎｇ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｔｈｅ ＦＤＬＦＭ−ＭＩＭＯ ｒａｄａｒ，" ＡＰＳＡＲ ２００７， １ｓｔ Ａｓｉａｎ ａｎｄ Ｐａｃｉｆｉｃ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ．

非特許文献１に開示されているＭＩＭＯレーダ技術では、目標のドップラ周波数の影響がある場合には、複数の帯域信号成分の位相が互いにずれるおそれがある。この場合、それら帯域信号成分をコヒーレントに合成（積分）することができず、目標検出性能が劣化するという課題がある。

上記に鑑みて本発明の目的は、目標のドップラ周波数の影響がある場合でも、目標検出性能を向上させることができるレーダ装置を提供することである。

本発明の一態様によるレーダ装置は、互いに異なる送信周波数を有する複数のパルス変調波が複数の送信部から同時に放射されたとき、目標で反射された当該複数のパルス変調波を受信して受信信号を出力するＲＦ受信器と、前記複数のパルス変調波にそれぞれ対応する複数の参照信号を用いて前記受信信号に相関処理を施すことにより、複数のパルス圧縮信号を生成する相関部と、前記複数のパルス圧縮信号についてそれぞれ複数の位相補償量を算出する位相補償量算出部と、前記複数の位相補償量を用いて前記複数のパルス圧縮信号の位相を調整することにより複数の位相補償信号を生成し、かつ前記複数の位相補償信号を積分することにより帯域合成信号を生成する帯域合成部と、前記帯域合成信号に基づいて目標候補を検出する目標候補検出部とを備え、前記位相補償量算出部は、前記目標の相対速度が予め設定された想定速度範囲内にあるとの条件の下で、前記複数のパルス圧縮信号の各パルス圧縮信号について、予め用意された位相補償量の候補値の集合を用いて前記帯域合成信号の信号品質を評価する複数の積分評価値を算出し、当該複数の積分評価値に基づき、前記候補値の集合の中から、前記各パルス圧縮信号に対応する位相補償量を選択することを特徴とする。

本発明によれば、目標のドップラ周波数の影響がある場合でも、目標検出性能を向上させることができる。

本発明に係る実施の形態１であるレーダ装置の概略構成を示す図である。 実施の形態１のＲＦ送信器の構成例を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１のＲＦ受信器の構成例を概略的に示す図である。 実施の形態１の信号検出部の構成例を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１の信号処理回路の構成例を概略的に示すブロック図である。 信号処理回路及び信号処理部の機能を実現するハードウェア構成例を示すブロック図である。 送信信号の周波数の時間的な変化の例を示すグラフである。 ２本の送信アンテナ及び３本の受信アンテナの間の位置関係と、送信ＲＦ信号及び受信ＲＦ信号の間の位相関係とを示す概略図である。 信号処理回路の動作手順の例を概略的に示すフローチャートである。 実施の形態１の相関部の構成例を示す概略図である。 受信ビデオ信号の周波数の時間的な変化を概略的に示すグラフである。 図１２Ａ〜図１２Ｃは、相関処理（パルス圧縮処理）を説明するための図である。 図１３Ａ〜図１３Ｃは、２種類の帯域合成処理の結果を説明するための図である。 図１４Ａ及び図１４Ｂは、目標の相対速度と積分評価値との間の関係を例示するグラフである。 図１５Ａ及び図１５Ｂは、目標の相対速度と積分評価値との間の関係を例示するグラフである。 図１６Ａ及び図１６Ｂは、目標の相対速度と積分評価値の組合せの最大値分布との間の関係を例示するグラフである。 図１７Ａ及び図１７Ｂは、目標の相対速度と積分評価値の組合せの最大値分布との間の関係を例示するグラフである。 図１８Ａ〜図１８Ｄは、各種電力波形の例を示すグラフである。

以下、図面を参照しつつ、本発明に係る実施の形態について詳細に説明する。なお、図面全体において同一符号を付された構成要素は、同一構成及び同一機能を有するものとする。

実施の形態１．
図１は、本発明に係る実施の形態１であるレーダ装置１の概略構成を示す図である。このレーダ装置１は、複数の送信アンテナ２−１〜２−Ｐを含む送信部１−１〜１−Ｐと複数の受信アンテナ７−１〜７−Ｑを含む受信部６−１〜６−Ｑとを有し、ＭＩＭＯレーダ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ ｒａｄａｒ）技術及びデジタルビームフォーミング（ＤＢＦ，Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｅａｍ−Ｆｏｒｍｉｎｇ）技術を採用するパルスレーダである。ここで、送信アンテナの個数Ｐは２以上の整数であり、受信アンテナの個数Ｑも２以上の整数である。図１に示されるように、レーダ装置１は、互いに異なる送信周波数を有するパルス変調波であるＰ個の送信ＲＦ（高周波）信号を外部空間に同時に放射する送信部１−１〜１−Ｐと、目標Ｔｇｔで反射された当該Ｐ個の送信ＲＦ信号を受信する受信部６−１〜６−Ｑと、これら受信部６−１〜６−Ｑの並列出力にディジタル信号処理を施す信号処理部１０とを備えている。

各送信部１−ｐ（ｐは１〜Ｐまでの任意の整数）は、周波数Ｆ_ｐ（＝ｆ_０＋Ｂ_ｐ）を中心とする変調帯域幅ΔＢ_ｐで周波数変調されたパルス変調波を出力するＲＦ送信器３−ｐと、当該パルス変調波である送信ＲＦ信号を放射する空中線からなる送信アンテナ２−ｐとを有する。ここで、周波数ｆ_０は、基準となる中心送信周波数であり、Ｂ_ｐは、ｐ番目の送信ＲＦ信号に予め割り当てられた周波数変調量である。ＲＦ送信器３−ｐで実行される周波数変調は、時間とともに瞬時周波数を連続的に増加または減少させる変調である。本実施の形態の周波数変調では、瞬時周波数は線形に変化する。Ｐ本の送信アンテナ２−１〜２−Ｐは、予め定められた、直線状、２次元状または３次元状の配列で配置されており、送信アンテナ・アレイを構成する。図２は、ＲＦ送信器３−ｐの構成例を概略的に示すブロック図である。図２に示されるＲＦ送信器３−ｐの構成については後述する。

一方、図１を参照すると、各受信部６−ｑ（ｑは１〜Ｑまでの任意の整数）は、目標Ｔｇｔで反射された複数の送信ＲＦ信号が入射される受信アンテナ７−ｑと、当該受信アンテナ７−ｑの出力を受信するＲＦ受信器８−ｑと、当該ＲＦ受信器８−ｑの出力すなわち受信ビデオ信号に相関処理（パルス圧縮処理）及び帯域合成処理を施すことで帯域合成信号を生成する信号処理回路９−ｑとを有する。受信アンテナ７−ｑには、目標Ｔｇｔで反射されたＰ個の送信ＲＦ信号が互いに重畳された重畳信号が到来する。Ｑ本の受信アンテナ７−１〜７−Ｑは、予め定められた、直線状、２次元状または３次元状の配列で配置されており、受信アンテナ・アレイを構成する。

図３は、ＲＦ受信器８−ｑの構成例を概略的に示す図である。図３に示されるＲＦ受信器８−ｑは、受信アンテナ７−ｑ、信号検出部８０−ｑ及びＡ／Ｄ変換器８１−ｑで構成される。信号検出部８０−ｑは、受信アンテナ７−ｑから出力された受信ＲＦ信号を、ＲＦ帯域よりも低い周波数帯域（たとえば中間周波数帯域）のアナログ信号に変換する。次いで、信号検出部８０−ｑは、当該アナログ信号を位相検波して同相成分と直交成分とからなる検波信号を生成する。Ａ／Ｄ変換器８１−ｑは、当該検波信号をディジタル信号すなわち受信ビデオ信号に変換する。図４は、信号検出部８０−ｑの構成例を概略的に示すブロック図である。図４に示される信号検出部８０−ｑの構成については後述する。

図５は、受信ビデオ信号に信号処理を施す信号処理回路９−ｑの構成例を概略的に示すブロック図である。図５に示される信号処理回路９−ｑは、相関部９０−ｑ、位相補償量算出部９１−ｑ及び帯域合成部９２−ｑで構成されている。相関部９０−ｑは、入力された受信ビデオ信号Ｖ（ｑ，ｈ，ｍ）に対して参照信号群を用いた相関処理（パルス圧縮処理）を実行することでパルス圧縮信号Ｒ_ＰＣ（１，ｑ，ｈ，ｓ）〜Ｒ_ＰＣ（Ｐ，ｑ，ｈ，ｓ）を生成する。位相補償量算出部９１−ｑは、相関部９０−ｑの出力を基に位相補償量Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，１）〜Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，Ｐ）及び基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒを算出する。帯域合成部９２−ｑは、位相補償量Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，１）〜Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，Ｐ）及び基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒを用いて、パルス圧縮信号Ｒ_ＰＣ（１，ｑ，ｈ，ｓ）〜Ｒ_ＰＣ（Ｐ，ｑ，ｈ，ｓ）の波形の位相を調整することで位相補償信号群を生成し、当該位相補償信号群を合成（積分）することで帯域合成信号Ｒ_ΣＴｘ（ｎ_ｃｏｒ，ｎ_θ，ｑ，ｈ，ｓ）を生成する。帯域合成信号Ｒ_ΣＴｘ（ｎ_ｃｏｒ，ｎ_θ，ｑ，ｈ，ｓ）は、図１の信号処理部１０に供給される。この信号処理回路９−ｑの構成については後に詳細に説明する。

次に、図１を参照すると、信号処理部１０は、信号合成部１１、積分部１２、目標候補検出部１３及び目標情報算出部１４で構成されている。信号合成部１１は、受信部６−１〜６−Ｑから供給された帯域合成信号群を合成（積分）する。積分部１２は、信号合成部１１の出力信号に対してヒット方向のコヒーレント積分を実行することにより、低ＳＮＲの積分信号を生成する。目標候補検出部１３は、当該積分信号に基づいて単数または複数の目標候補を検出することができる。目標情報算出部１４は、入力された目標候補の到来角、相対速度及び相対距離などの目標情報を算出することができる。表示部１５は、その目標情報を画像情報に変換する情報処理部と、この画像情報を表示するディスプレイとを有する。ディスプレイとしては、たとえば、液晶ディスプレイまたは有機ＥＬディスプレイが使用可能である。なお、表示部１５とともに、目標情報を音響信号に変換して出力する音声出力部が使用されてもよい。

上記した信号処理回路９−１〜９−Ｑ及び信号処理部１０のハードウェア構成は、たとえば、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）またはＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）などのＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）で実現されればよい。

図６は、信号処理回路９−１〜９−Ｑ及び信号処理部１０の機能を実現するハードウェア構成例を示すブロック図である。図６に示される信号処理装置４０は、ＬＳＩで構成されたプロセッサ４１、入力インタフェース部４３、メモリ４２、メモリインタフェース部４４、表示インタフェース部４５及び信号路４６を含んで構成されている。信号路４６は、プロセッサ４１、メモリ４２、入力インタフェース部４３、メモリインタフェース部４４及び表示インタフェース部４５を相互に接続するためのバスである。入力インタフェース部４３は、ＲＦ受信器８−１〜８−Ｑから入力された受信ビデオ信号群を信号路４６を介してプロセッサ４１に転送する機能を有する。プロセッサ４１は、表示インタフェース部４５を介して表示部１５と接続される。

メモリ４２は、たとえば、本実施の形態のレーダ装置１の機能を実現するための各種プログラムを記憶するプログラムメモリ、プロセッサ４１が信号処理を実行する際に使用されるワークメモリ、及び、当該信号処理で使用されるデータが展開される一時記憶メモリを含む。メモリ４２としては、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）及びＳＤＲＡＭ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｄｙｎａｍｉｃ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）などの複数の半導体メモリが使用されればよい。

プロセッサ４１は、メモリインタフェース部４４を介して外部記憶装置４７にアクセスすることができる。外部記憶装置４７は、プロセッサ４１に対する設定データ及び信号データなどの各種データを蓄積するために使用される。外部記憶装置４７としては、たとえば、ＳＤＲＡＭなどの揮発性メモリ、ＨＤＤ（Ｈａｒｄ Ｄｉｓｋ Ｄｒｉｖｅ）またはＳＳＤ（Ｓｏｌｉｄ Ｓｔａｔｅ Ｄｒｉｖｅ）が使用可能である。なお、この外部記憶装置４７に、メモリ４２に記憶されるべきデータを蓄積しておくこともできる。

なお、図６の例では、信号処理回路９−１〜９−Ｑ及び信号処理部１０は、単一のプロセッサ４１を用いて実現されているが、これに限定されるものではない。互いに連携して動作する複数個のプロセッサを用いて信号処理回路９−１〜９−Ｑ及び信号処理部１０が実現されてもよい。更には、信号処理回路９−１〜９−Ｑ及び信号処理部１０のいずれかが専用のハードウェアで構成されてもよい。

以下、本実施の形態のレーダ装置１の構成及び動作について詳細に説明する。
先ず、図２に示したＲＦ送信器３−ｐの構成を詳細に説明する。ＲＦ送信器３−ｐは、図２に示されるように、高周波帯域の局部発振信号Ｌ_０（ｔ）（ｔは時間）を出力する局部発振器３０−ｐと、局部発振信号Ｌ_０（ｔ）にパルス変調を施してパルス信号Ｌ_ｐｌｓ（ｈ，ｔ）を生成するパルス変調部３１−ｐと、周波数変調用のパルス内変調信号Ｌ_ｃｈｐ（ｐ，ｈ，ｔ）を出力する変調信号発生器３２−ｐと、パルス内変調信号Ｌ_ｃｈｐ（ｐ，ｈ，ｔ）を用いてパルス信号Ｌ_ｐｌｓ（ｈ，ｔ）に周波数変調を施して送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｐ，ｈ，ｔ）を生成する信号生成部３３−ｐとを有する。

局部発振信号Ｌ_０（ｔ）は、次式（１）で表現することができる。

式（１）において、Ａ_Ｌは、局部発振信号Ｌ_０（ｔ）の振幅、φ_０は、局部発振信号Ｌ_０（ｔ）の初期位相、ｆ_０は中心送信周波数、Ｔ_ｏｂｓは観測時間である。

パルス変調部３１−ｐは、予め設定されたパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ及びパルス幅Ｔ_０を示す情報に基づき、局部発振信号Ｌ_０（ｔ）に対してパルス変調を実行してパルス信号Ｌ_ｐｌｓ（ｈ，ｔ）を生成し、このパルス信号Ｌ_ｐｌｓ（ｈ，ｔ）を信号生成部３３−ｐに出力する。パルス信号Ｌ_ｐｌｓ（ｈ，ｔ）は、次式（２）で表現することができる。

式（２）において、ｈは、時間的に連続するパルスヒット番号（以下「ヒット番号」という。）であり、ｈは、０，１，２，…，Ｈ−１までの範囲内の整数値をとるものとする。Ｈは、次式（３）で定義されるヒット数である。

式（３）において、ｆｌｏｏｒ（ｘ）は、変数ｘの小数点以下の数値を切り捨てて得られる整数である。

変調信号発生器３２−ｐは、周波数変調量Ｂ_ｐと変調帯域幅ΔＢ_ｐとを用いて、パルス信号Ｌ_ｐｌｓ（ｈ，ｔ）を周波数変調するために使用されるパルス内変調信号Ｌ_ｃｈｐ（ｐ，ｔ）を生成し、このパルス内変調信号Ｌ_ｃｈｐ（ｐ，ｔ）を信号生成部３３−ｐに出力する。パルス内変調信号Ｌ_ｃｈｐ（ｐ，ｈ，ｔ）は、次式（４）で表現することができる。

図７は、送信パルス内の信号周波数の時間的な変化の例を示すグラフである。図７の例では、送信部１−１，１−２，１−３の周波数変調量（周波数差）Ｂ_１，Ｂ_２，Ｂ_３は、それぞれ、Ｂ_１＝−ΔＢ、Ｂ_２＝０、及びＢ_３＝＋ΔＢに設定されている。また、変調帯域幅ΔＢ_１，ΔＢ_２，ΔＢ_３は、同一の値（＝ΔＢ）である。送信部１−１，１−２，１−３の全体の変調帯域幅Ｂ_０は３×ΔＢである。

図２の信号生成部３３−ｐは、次式（５）に従い、パルス信号Ｌ_ｐｌｓ（ｔ）とパルス内変調信号Ｌ_ｃｈｐ（ｐ，ｈ，ｔ）を用いて送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｐ，ｈ，ｔ）を生成し、この送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｐ，ｈ，ｔ）を送信アンテナ２−ｐに出力する。ここで、A_Txは送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｐ，ｈ，ｔ）の振幅である。

次に、受信部６−ｑの動作について説明する。送信アンテナ２−１〜２−Ｐから外部空間に放射された送信ＲＦ信号Ｔｘ（１，ｈ，ｔ）〜Ｔｘ（Ｐ，ｈ，ｔ）は、目標Ｔｇｔで反射された後に各受信アンテナ７−ｑに到来する。各受信アンテナ７−ｑは、次式（６）で表現される受信ＲＦ信号Ｒｘ（ｑ，ｈ，ｔ）をＲＦ受信器８−ｑに出力する。

式（６）において、Ｒｘ_０（ｐ，ｑ，ｈ，ｔ）は、ｐ番目の送信アンテナ２−ｐから放射された後、目標Ｔｇｔで反射されてｑ番目の受信アンテナ７−ｑに到達したＲＦ信号成分である。受信ＲＦ信号Ｒｘ（ｑ，ｈ，ｔ）は、Ｐ個のＲＦ信号成分Ｒｘ_０（１，ｑ，ｈ，ｔ）〜Ｒｘ_０（Ｐ，ｑ，ｈ，ｔ）が互いに重畳された信号である。ＲＦ信号成分Ｒｘ_０（ｐ，ｑ，ｈ，ｔ）は、次式（７）で表現することができる。

式（７）において、Ａ_Ｒは、目標Ｔｇｔで反射されたＲＦ信号の振幅、Ｒ_０は初期目標相対距離、ｖは目標相対速度、θは目標角度、ｃは光速、ｔ’は１パルス内の時間である。また、φ_Ｔｘ（ｐ）は、基準送信信号（たとえば送信部１−１の送信ＲＦ信号Ｔｘ（１，ｈ，ｔ））と送信部１−ｐの送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｐ，ｈ，ｔ）との間の位相差、φ_Ｒｘ（ｐ，ｑ）は、送信部１−ｐの送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｐ，ｈ，ｔ）と受信部６−ｑで受信された受信ＲＦ信号Ｒｘ（ｐ，ｑ，ｈ，ｔ）との間の位相差である。位相差φ_Ｔｘ（ｐ），φ_Ｒｘ（ｐ，ｑ）は、たとえば、次式（８），（９）で表現することができる。

式（８），（９）において、ｄ_Ｔｘ（ｐ）は、基準点（基準位置）と送信アンテナ２−ｐとの間隔、ｄ_Ｔｘ（ｐ）は、当該基準点と受信アンテナ７−ｑとの間隔である。図８は、２本（Ｐ＝２）の送信アンテナ２−１，２−２及び３本（Ｑ＝３）の受信アンテナ７−１，７−２，７−３の間の位置関係の例を示す概略図である。図８に例示されるように、基準点に配置された１番目の送信アンテナ２−１と２番目の送信アンテナ２−２との間には経路長差ｄ_Ｔｘ（２）ｓｉｎθが存在し、１番目の送信アンテナ２−１と３番目の送信アンテナ２−３との間には経路長差ｄ_Ｔｘ（３）ｓｉｎθが存在する。これら経路長差ｄ_Ｔｘ（２）ｓｉｎθ，ｄ_Ｔｘ（３）ｓｉｎθにそれぞれ対応する位相差φ_Ｔｘ（２），φ_Ｔｘ（３）が発生する。また、基準点（送信アンテナ２−１）と１番目の受信アンテナ７−１との間には経路長差ｄ_Ｒｘ（１）ｓｉｎθが存在し、当該基準点と２番目の受信アンテナ７−２との間には経路長差ｄ_Ｒｘ（２）ｓｉｎθが存在する。経路長差ｄ_Ｒｘ（１）ｓｉｎθに応じた位相差φ_Ｒｘ（１，１），φ_Ｒｘ（２，１），φ_Ｒｘ（３，１）が発生し、経路長差ｄ_Ｒｘ（２）ｓｉｎθに応じた位相差φ_Ｒｘ（１，２），φ_Ｒｘ（２，２），φ_Ｒｘ（３，２）が発生する。

図３の信号検出部８０−ｑは、位相検波処理を実行する構成を有している。図４に示したように、信号検出部８０−ｑは、局部発振器８００−ｑ、ダウンコンバータ（混合器）８０１−ｑ、帯域通過フィルタ８０２−ｑ、増幅器８０３−ｑ及び位相検波器８０４−ｑを備えて構成されている。ダウンコンバータ８０１−ｑは、局部発振器８００−ｑから供給された局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を用いて、受信アンテナ７−ｑから入力された受信ＲＦ信号Ｒｘ（ｑ，ｈ，ｔ）の周波数帯域をダウンコンバートする。すなわち、ダウンコンバータ８０１−ｑは、受信ＲＦ信号Ｒｘ（ｑ，ｈ，ｔ）を、ＲＦ帯域よりも低い周波数帯域（たとえば中間周波数帯域）のアナログ信号に変換する。帯域通過フィルタ８０２−ｑは、当該アナログ信号をフィルタリングしてフィルタ信号を出力する。増幅器８０３−ｑは、当該フィルタ信号を増幅して増幅信号を出力する。そして、位相検波器８０４−ｑは、当該増幅信号を位相検波して同相成分と直交成分とからなる検波信号すなわちアナログ受信ビデオ信号Ｗ（ｑ，ｈ，ｔ）を生成する。

アナログ受信ビデオ信号Ｗ（ｑ，ｈ，ｔ）は、次式（１０）で表現することができる。

式（１０）において、上付き添え字「＊」を付された記号は、複素共役を示している。また、Ｗ_０（ｐ，ｑ，ｈ，ｔ）は、ＲＦ信号成分Ｒｘ_０（ｐ，ｑ，ｈ，ｔ）から生成された信号成分である。信号成分Ｗ_０（ｐ，ｑ，ｈ，ｔ）は、次式（１１）で表現することができる。

式（１１）において、Ａ_Ｖは、受信ビデオ信号成分Ｗ_０（ｐ，ｑ，ｈ，ｔ）の振幅である。

Ａ／Ｄ変換器８１−ｑは、アナログ受信ビデオ信号Ｗ（ｑ，ｈ，ｔ）をサンプリングしてディジタル形式の受信ビデオ信号Ｖ（ｑ，ｈ，ｍ）を生成する。受信ビデオ信号Ｖ（ｑ，ｈ，ｍ）は、次式（１２）で表現することができる。

式（１２）において、Ｖ_０（ｐ，ｑ，ｈ，ｍ）は、受信ビデオ信号成分Ｒｘ_０（ｐ，ｑ，ｈ，ｔ）から生成されたディジタル信号成分である。また、ｍは、パルス繰り返し間隔（ＰＲＩ）内のサンプリング番号、Ｍは、ＰＲＩ内のサンプリング数である。ディジタル信号成分Ｖ_０（ｐ，ｑ，ｈ，ｍ）は、次式（１３）で表現することができる。Δｔは、サンプリング間隔である。

次に、図５及び図９を参照しつつ、受信部６−ｑにおける信号処理回路９−ｑの動作を以下に説明する。図９は、信号処理回路９−ｑの動作手順の例を概略的に示すフローチャートである。

相関部９０−ｑは、入力された受信ビデオ信号Ｖ（ｑ，ｈ，ｍ）に対して参照信号群を用いた相関処理（パルス圧縮処理）を実行することで、送信周波数ごとに分離されたパルス圧縮信号Ｒ_ＰＣ（１，ｑ，ｈ，ｓ）〜Ｒ_ＰＣ（Ｐ，ｑ，ｈ，ｓ）を生成する（ステップＳＴ２１）。言い換えれば、相関部９０−ｑは、入力された受信ビデオ信号Ｖ（ｑ，ｈ，ｍ）から、変調帯域幅ΔＢ_１〜ΔＢ_Ｐにそれぞれ対応するパルス圧縮信号Ｒ_ＰＣ（１，ｑ，ｈ，ｓ）〜Ｒ_ＰＣ（Ｐ，ｑ，ｈ，ｓ）を分離する。

図１０は、相関部９０−ｑの構成例を示す概略図である。図１０に示されるように、相関部９０−ｑは、入力された受信ビデオ信号Ｖ（ｑ，ｈ，ｍ）に対して、参照信号Ｅｘ（１，ｍ）〜Ｅｘ（Ｐ，ｍ）を用いたＰ個の相関処理（パルス圧縮処理）を並列に実行するパルス圧縮部９０−ｑ−１〜９０−ｑ−Ｐを備えている。

各パルス圧縮部９０−ｑ−ｐ（ｐは１〜Ｐのうちの任意の整数）は、ＰＲＩ内フーリエ変換部９０１、混合器９０２、ＰＲＩ内逆フーリエ変換部９０３、参照信号供給部９０４−ｐ、フーリエ変換部９０５及び複素共役演算部９０６を有する。参照信号供給部９０４−ｐは、送信部１−ｐで使用された周波数変調量（周波数差）Ｂ_ｐ及び変調帯域幅ΔＢ_ｐに基づいて参照信号Ｅｘ（ｐ，ｍ）を生成する。各パルス圧縮部９０−ｑ−ｐは、受信ビデオ信号Ｖ（ｐ，ｈ，ｍ）と参照信号Ｅｘ（ｐ，ｍ）との間の相関処理すなわちパルス圧縮処理を実行することによりパルス圧縮信号Ｒ_ＰＣ（ｐ，ｑ，ｈ，ｍ）を生成することができる。参照信号Ｅｘ（ｐ，ｍ）は、次式（１４）で表現することができる。

式（１４）において、Ａ_Ｅは、参照信号Ｅｘ（ｐ，ｍ）の振幅である。
フーリエ変換部９０５は、次式（１５）に従い、参照信号Ｅｘ（ｐ，ｍ）に高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を施して周波数領域信号Ｆ_ＥＸ（ｐ，ｋ_ｒ）を算出する。

式（１５）において、ｋ_ｒは、ＰＲＩ内のサンプリング番号、Ｍ_ｆｆｔは、相関処理のＦＦＴ点数を示す。複素共役演算部９０６は、周波数領域信号Ｆ_ＥＸ（ｐ，ｋ_ｒ）に対応する複素共役信号Ｆ_ＥＸ ^＊（ｐ，ｋ_ｒ）を算出する。

一方、ＰＲＩ内フーリエ変換部９０１は、次式（１６）に従い、受信ビデオ信号Ｖ（ｑ，ｈ，ｍ）にＦＦＴを施して周波数領域信号Ｆ_Ｖ（ｑ，ｈ，ｋ_ｒ）を算出する。

混合器９０２は、次式（１７）に従い、ＰＲＩ内フーリエ変換部９０１で算出された周波数領域信号Ｆ_Ｖ（ｑ，ｈ，ｋ_ｒ）と複素共役信号Ｆ_ＥＸ ^＊（ｐ，ｋ_ｒ）とを混合（乗算）する。

ＰＲＩ内逆フーリエ変換部９０３は、次式（１８）に従い、混合器９０２の出力Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｐ，ｑ，ｈ，ｋ_ｒ）に対して逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を実行することで時間領域のパルス圧縮信号Ｒ_ＰＣ（ｐ，ｑ，ｈ，ｓ）を算出することができる。

図１１は、受信ビデオ信号の周波数の時間的な変化を概略的に示すグラフである。図１１の例では、受信ビデオ信号Ｖ（３，ｈ，ｍ），Ｖ（２，ｈ，ｍ），Ｖ（１，ｈ，ｍ）は、送信部１−３，１−２，１−１で使用された所定の周波数変調方式に従い、実線で示されるように時間とともに周波数がほぼ線形に増加するように変調された状態にある。すなわち、受信ビデオ信号Ｖ（３，ｈ，ｔ）は、周波数ｆ_０＋Ｂ_３を中心とする変調帯域幅ΔＢ_３内で変調され、受信ビデオ信号Ｖ（２，ｈ，ｔ）は、周波数ｆ_０＋Ｂ_２を中心とする変調帯域幅ΔＢ_２内で変調され、受信ビデオ信号Ｖ（１，ｈ，ｔ）は、周波数ｆ_０＋Ｂ_１を中心とする変調帯域幅ΔＢ_１内で変調されている。

図１２Ａ〜図１２Ｃは、相関処理（パルス圧縮処理）を説明するための図である。図１２Ａ〜図１２Ｃには、参照信号Ｅｘ（３，ｍ），Ｅｘ（２，ｍ），Ｅｘ（１，ｍ）の周波数の時間的な変化を示すグラフが示されている。併せて、これら参照信号Ｅｘ（３，ｍ），Ｅｘ（２，ｍ），Ｅｘ（１，ｍ）を用いた相関処理で得られたパルス圧縮信号の電力波形のグラフ（横軸は時間、縦軸は電力を示す。）も示されている。受信ビデオ信号Ｖ（３，ｈ，ｍ）と参照信号Ｅｘ（３，ｍ）との相関処理が実行されると、図１２Ａに示されるように、相関後は、パルス状に圧縮された電力波形を有するパルス圧縮信号Ｒ_ＰＣ（３，ｑ，ｈ，ｓ）が得られる。同様に、受信ビデオ信号Ｖ（２，ｈ，ｍ）と参照信号Ｅｘ（２，ｍ）との相関処理が実行されると、図１２Ｂに示されるような電力波形を有するパルス圧縮信号Ｒ_ＰＣ（２，ｑ，ｈ，ｓ）が得られ、受信ビデオ信号Ｖ（１，ｈ，ｍ）と参照信号Ｅｘ（１，ｍ）との相関処理が実行されると、図１２Ｃに示されるような電力波形を有するパルス圧縮信号Ｒ_ＰＣ（１，ｑ，ｈ，ｓ）が得られる。図１２Ａ〜図１２Ｃに示した電力波形を有するパルス圧縮信号Ｒ_ＰＣ（３，ｑ，ｈ，ｓ），Ｒ_ＰＣ（２，ｑ，ｈ，ｓ），Ｒ_ＰＣ（１，ｑ，ｈ，ｓ）の位相がほぼ同一であれば、パルス圧縮信号Ｒ_ＰＣ（１，ｑ，ｈ，ｓ）〜Ｒ_ＰＣ（３，ｑ，ｈ，ｓ）をコヒーレントに積分（帯域合成）することができる。

しかしながら、相対的に移動する目標Ｔｇｔのドップラ周波数の影響がある場合、図１１の点線で示されるように受信ビデオ信号Ｖ（１，ｈ，ｍ）〜Ｖ（３，ｈ，ｍ）の周波数がそれぞれ適正範囲からずれることがある。このような場合、従来技術では、パルス圧縮信号の位相が互いに無視できない程度ずれてしまうと、これらパルス圧縮信号をコヒーレントに積分（帯域合成）することができないという課題がある。図１３Ａ〜図１３Ｃは、２種類の帯域合成処理の結果を説明するための図である。図１３Ａに示されるようにパルス圧縮信号Ｒ_ＰＣ（ｐ，ｑ，ｈ，ｓ）が積分（帯域合成）される際に、ドップラ周波数の影響が無い場合はコヒーレントな積分が可能であるため、図１３Ｂに示されるように鋭いピークを持つ合成電力波形が生成される。しかしながら、ドップラ周波数の影響がある場合には、コヒーレントな積分ができるとは限らず、図１３Ｃに示されるような歪んだ合成電力波形が生成されるおそれがある。本実施の形態の信号処理回路９−ｑにおける位相補償量算出部９１−ｑ及び帯域合成部９２−ｑは、そのようなドップラ周波数の影響がある場合のパルス圧縮信号間の位相のずれを補償することができる。

次に、位相補償量算出部９１−ｑ及び帯域合成部９２−ｑの詳細な説明に先立ち、ドップラ周波数の影響がある場合にコヒーレントな積分が困難であることの原理について説明する。この原理の説明のために、送信周波数と同じ周波数を有する参照信号Ｅｘ（ｐ，ｍ，ｍ_τ）を次式（１９）のように表現する。ここで、Ａ_Ｅは振幅、ｍ_τΔｔは任意の時間シフト量である。

時間ｍΔｔが、ｍ_τΔｔ−Ｔ_０／２〜ｍ_τΔｔ＋Ｔ_０／２の範囲内にあるとき、受信ビデオ信号成分Ｖ_０（ｐ，ｑ，ｈ，ｍ）と参照信号Ｅｘ（ｐ，ｍ，ｍ_τ）との時間領域での相関処理は、次式（２０）に従って行われる。

Ｒ_{Ｖ０・Ｅｘ}（ｐ，ｑ，ｈ，ｍ_τ）は、送信周波数ごとに分離されたパルス圧縮信号である。式（２０）の右辺に現れるＶ_０（ｐ，ｑ，ｈ，ｍ）Ｅ^＊（ｐ，ｍ，ｍ_τ）は、次式（２１）に示すように展開可能である。

式（２１）において、Ａは振幅、ｈはヒット番号、Ｈはヒット数である。上式（２０）及び（２１）により、パルス圧縮信号Ｒ_{Ｖ０・Ｅｘ}（ｐ，ｑ，ｈ，ｍ_τ）は、次の近似式（２２）で表現することができる。

上式（２２）によれば、任意の時間シフト量ｍ_τΔｔについて次の関係式（２３）が成立する場合に、パルス圧縮信号Ｒ_{Ｖ０・Ｅｘ}（ｐ，ｑ，ｈ，ｍ_τ）の絶対値が最大値をとり得ることが分かる。

この式（２３）を変形すれば、任意の時間シフト量ｍ_τΔｔは、次式（２４）に示すように求められる。

したがって、相対速度ｖが非零の場合（ｖ≠０）、すなわちドップラ周波数の影響がある場合、上式（２４）に示される時間シフト量ｍ_τΔｔに相当する時刻にパルス圧縮信号Ｒ_{Ｖ０・Ｅｘ}（ｐ，ｑ，ｈ，ｍ_τ）の絶対値が最大値をとり得る。

ここで、次式（２５）に示すように位相差Δφ_ＰＣ（ｐ，ｖ）を定義する。

上式（２３）が成立し、かつ式（２５）のように位相差Δφ_ＰＣ（ｐ，ｖ）が定義されるとき、上式（２２）の近似式は、次式（２６）で表現される。

パルス圧縮信号Ｒ_{Ｖ０・Ｅｘ}（ｐ，ｑ，ｈ，ｍ_τ）の絶対値が最大値を示す際の位相差Δφ_ＰＣ（ｐ，ｖ）は、上式（２４），（２５）から、次式（２７）のように導出される。

式（２７）の近似式は、中心送信周波数ｆ_０が周波数変調量Ｂ_ｐよりも十分に大きく、かつ中心送信周波数ｆ_０が変調帯域幅ΔＢ_ｐよりも十分に大きい場合（ｆ_０＞＞Ｂ_ｐ、かつｆ_０＞＞ΔＢ_ｐ）に成立する近似式である。また式（２７）の近似式では、位相差Δφ_ＰＣ（ｐ，ｖ）は、目標相対速度ｖ及び周波数変調量Ｂ_ｐに比例し、かつ変調帯域幅ΔＢ_ｐに反比例する。

式（２７）によれば、目標相対速度ｖが非零の場合（ｖ≠０）、すなわちドップラ周波数の影響がある場合には、パルス圧縮信号Ｒ_{Ｖ０・Ｅｘ}（ｐ，ｑ，ｈ，ｍ_τ）の絶対値が最大値を示す際に、目標相対速度ｖに依存する非零の位相差Δφ_ＰＣ（ｐ，ｖ）が発生し、これによりコヒーレントな積分（帯域合成）を行うことができないおそれがあることが分かる。この場合、無視できない積分損失が発生する。

目標相対速度ｖの正確な情報が帯域合成前に事前に得られるのであれば、位相差Δφ_ＰＣ（ｐ，ｖ）を補償する位相補償量を容易に算出することが可能である。しかしながら、目標相対速度ｖの正確な情報を事前に得ることは難しい。

そこで、本実施の形態の位相補償量算出部９１−ｑは、目標相対速度ｖが所定の想定速度範囲（最小速度ｖ_ｍｉｎから最大速度ｖ_ｍａｘの範囲）内にあるとの条件の下で、当該想定速度範囲において帯域合成の際に発生する積分損失が一定範囲内となる低損失条件を満たす基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒ及び位相補償量Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｐ）を算出する（図９のステップＳＴ２２）。ここで、基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒは、各ｐの値について位相補償量Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｐ）の個数を表す整数である。Ｎ_ｃｏｒ＝１の場合には、１個の位相補償量Δφ_ｃｏｒ（１，ｐ）のみが算出される（ｎ_ｃｏｒ＝１）。基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒが２以上の場合には、複数の位相補償量Δφ_ｃｏｒ（１，ｐ），…，Δφ_ｃｏｒ（Ｎ_ｃｏｒ，ｐ）が算出される（ｎ_ｃｏｒ＝１，…，Ｎ_ｃｏｒ）。

以下、基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒ及び位相補償量Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｐ）の算出方法について説明する。
位相補償量算出部９１−ｑは、目標相対速度ｖが所定の想定速度範囲（最小速度ｖ_ｍｉｎから最大速度ｖ_ｍａｘの範囲）内にあるとの条件の下で、各ｐの値について、予め用意された位相補償量の候補値の集合｛Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｐ）｝（ｎ_ｃｏｒ＝１，２，…）を用い、帯域合成部９２−ｑで生成される帯域合成信号の信号品質を評価する積分評価値Ｌ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｖ）（ｎ_ｃｏｒ＝１，２，…）を算出する。そして、位相補償量算出部９１−ｑは、これら積分評価値Ｌ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｖ）に基づき、候補値の集合｛Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｐ）｝（ｎ_ｃｏｒ＝１，２，…）の中から、低損失条件を満たす位相補償量Δφ_ｃｏｒ（１，ｐ）〜Δφ_ｃｏｒ（Ｎ_ｃｏｒ，ｐ）を選択する。
ここで、候補値の集合｛Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｐ）｝（ｎ_ｃｏｒ＝１，２，…）とは、基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒが確定されていない状態の位相補償量Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｐ）の集合をいう。基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒが確定することにより、低損失条件を満たす位相補償量Δφ_ｃｏｒ（１，ｐ）〜Δφ_ｃｏｒ（Ｎ_ｃｏｒ，ｐ）が定まる。

積分評価値Ｌ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｖ）は、たとえば、次式（２８）で表現することができる。ここで、｜Ｘ｜は変数Ｘの絶対値である。

式（２８）の右辺に現れるΔφ_ＰＣ（ｐ，ｖ）は、上述の近似式（２７）で表現される位相差である。式（２８）の右辺に現れるΔφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｐ）は、その位相差Δφ_ＰＣ（ｐ，ｖ）を相殺するために付加された位相補償量の候補値である。式（２８）によれば、損失なく積分された場合（積分されるべき信号がコヒーレント、すなわち同相の場合）は、位相差Δφ_ＰＣ（ｐ，ｖ）と候補値Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｐ）との間の差分Δφ_ＰＣ（ｐ，ｖ）−Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｐ）がすべて零となるので、積分評価値Ｌ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｖ）は最大値「１」となる。一方、積分損失が最大の場合（積分されるべき信号が直交し互いに相殺される場合）、積分評価値Ｌ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｖ）は最小値「０」となりうることが分かる。

ここで、積分評価値Ｌ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｖ）は、上式（２８）で表現される積分評価値に限定されるものではない。差分Δφ_ＰＣ（ｐ，ｖ）−Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｐ）に基づいて構成される式であれば、式（２８）以外の式で積分評価値Ｌ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｖ）を定義することが可能である。
位相補償量算出部９１−ｑは、近似式（２７）に従って想定速度範囲における各パルス圧縮信号の位相差Δφ_ＰＣ（ｐ，ｖ）を予測し、当該予測された位相差Δφ_ＰＣ（ｐ，ｖ）と候補値Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｐ）との間の差分Δφ_ＰＣ（ｐ，ｖ）−Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｐ）に基づいて積分評価値Ｌ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｖ）を算出すればよい。

位相補償量の候補値Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｐ）は、たとえば、次式（２９）で定義される。

式（２９）中のΔφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｐ）は、基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒが与えられたときの基準位相補償量であり、次式（３０）で定義される。

ここで、式（２９），（３０）によって得られる位相補償量の候補Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｐ）は、次式（３１）で示されるように変調帯域幅ΔＢ_ｐがすべて同一値ΔＢに設定されたときに定義される量である。

なお、たとえば、送信アンテナ数が３本（Ｐ＝３）の場合には、周波数変調量（周波数差）Ｂ_２を基準として、周波数変調量Ｂ_１〜Ｂ_３を次式（３２）に示すように設定することができる。

上述のとおり、基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒが確定することにより、低損失条件を満たす位相補償量Δφ_ｃｏｒ（１，ｐ）〜Δφ_ｃｏｒ（Ｎ_ｃｏｒ，ｐ）が定まる。位相補償量算出部９１−ｑは、候補値の集合｛Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｐ）｝（ｎ_ｃｏｒ＝１，２，…）から構成可能な積分評価値Ｌ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｖ）の組合せの中から、当該組合せの最大値分布Ｌ_{ｃｏｒ，ｍａｘ}（ｖ）が想定速度範囲内で常に閾値Ｌ_Σを超えるとの低損失条件を満たす組合せを探索する。そして、位相補償量算出部９１−ｑは、当該探索の結果得られた組合せを形成する候補値を、低損失条件を満たす位相補償量として選択する。

具体的には、積分評価値の組合せの最大値分布Ｌ_{ｃｏｒ，ｍａｘ}（ｖ）は、積分評価値Ｌ_ｃｏｒ（１，ｖ）〜Ｌ_ｃｏｒ（Ｎ_ｃｏｒ，ｖ）の組合せに基づいて、次式（３３）のように表現することができる（Ｎ_ｃｏｒは暫定値）。

式（３３）において、最大値分布Ｌ_{ｃｏｒ，ｍａｘ}（ｖ）は、想定速度範囲（ｖ_ｍｉｎ〜ｖ_ｍａｘ）内の目標相対速度ｖの値に対して、積分評価値Ｌ_ｃｏｒ（１，ｖ），…，Ｌ_ｃｏｒ（Ｎ_ｃｏｒ，ｖ）の中から選択された最大の積分評価値である。ここで、目標相対速度ｖの値に応じて、選択される積分評価値が異なることがある点に留意すべきである。

位相補償量算出部９１−ｑは、目標相対速度ｖの想定速度範囲（ｖ_ｍｉｎ〜ｖ_ｍａｘ）の全体に亘って、次式（３４）に示すような、最大値分布Ｌ_{ｃｏｒ，ｍａｘ}（ｖ）が閾値Ｌ_Σを超えるとの低損失条件を常に満たす整数の集合｛Ｎ_ｃｏｒ｝のうちの最小の整数を、基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒの値として選択（算出）することができる。

基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒの確定値を決定する処理手順の例としては、たとえば、以下に説明する手順が挙げられる。
すなわち、位相補償量算出部９１−ｑは、基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒの暫定値（仮の値）を設定するステップＡと、この暫定値について、上式（２８），（２９），（３０）に従って積分評価値Ｌ_ｃｏｒ（１，ｖ）〜Ｌ_ｃｏｒ（Ｎ_ｃｏｒ，ｖ）の組合せを算出するステップＢと、これら積分評価値Ｌ_ｃｏｒ（１，ｖ）〜Ｌ_ｃｏｒ（Ｎ_ｃｏｒ，ｖ）の組合せに基づき、式（３３）を用いて最大値分布Ｌ_{ｃｏｒ，ｍａｘ}（ｖ）を算出するステップＣと、当該最大値分布Ｌ_{ｃｏｒ，ｍａｘ}（ｖ）が想定速度範囲内で条件式（３４）を常に満たすか否かを判定するステップＤとを順次実行することができる。ステップＤにおいて、当該最大値分布Ｌ_{ｃｏｒ，ｍａｘ}（ｖ）が条件式（３４）を常に満たす場合には、位相補償量算出部９１−ｑは、当該暫定値を基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒの確定値として選択する（ステップＥ）。一方、ステップＤにおいて、当該最大値分布Ｌ_{ｃｏｒ，ｍａｘ}（ｖ）が条件式（３４）を常に満たさないと判定した場合には、位相補償量算出部９１−ｑは、当該暫定値をより大きな整数値に変更し、ステップＡ〜ステップＤを再度実行すればよい。

図１４Ａ及び図１４Ｂは、基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒ＝１，２（暫定値）の場合における目標Ｔｇｔの相対速度ｖと積分評価値との間の関係を例示するグラフである。図１５Ａ及び図１５Ｂは、基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒ＝３，４（暫定値）の場合における目標Ｔｇｔの相対速度ｖと積分評価値との間の関係を例示するグラフである。図１４Ａ，図１４Ｂ，図１５Ａ及び図１５Ｂにおいて、実線は基準位相補償番号ｎ_ｃｏｒ＝１の場合の積分評価値Ｌ_ｃｏｒ（１，ｖ）の分布を、破線は基準位相補償番号ｎ_ｃｏｒ＝２の場合の積分評価値Ｌ_ｃｏｒ（２，ｖ）の分布を、１点鎖線は基準位相補償番号ｎ_ｃｏｒ＝３の場合の積分評価値Ｌ_ｃｏｒ（３，ｖ）の分布を、２点鎖線は基準位相補償番号ｎ_ｃｏｒ＝４の場合の積分評価値Ｌ_ｃｏｒ（４，ｖ）の分布をそれぞれ示している。

図１６Ａ及び図１６Ｂは、基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒ＝１，２（暫定値）の場合における積分評価値の最大値分布Ｌ_{ｃｏｒ，ｍａｘ}（ｖ）を示す図であり、図１７Ａ及び図１７Ｂは、基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒ＝３，４（暫定値）の場合における積分評価値の最大値分布Ｌ_{ｃｏｒ，ｍａｘ}（ｖ）を示す図である。図１６Ａ，図１６Ｂ及び図１７Ａに示されるように基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒ＝１，２，３の場合は、最大値分布Ｌ_{ｃｏｒ，ｍａｘ}（ｖ）が、目標相対速度ｖの想定速度範囲（ｖ_ｍｉｎ〜ｖ_ｍａｘ）において常に閾値Ｌ_Σを超えるものとはならないため、許容範囲を超える積分損失が発生すると推定される。一方、図１７Ｂに示されるように基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒ＝４の場合は、最大値分布Ｌ_{ｃｏｒ，ｍａｘ}（ｖ）が、目標相対速度ｖの想定速度範囲（ｖ_ｍｉｎ〜ｖ_ｍａｘ）において常に閾値Ｌ_Σを超えるため、最大値分布Ｌ_{ｃｏｒ，ｍａｘ}（ｖ）は許容範囲内の積分損失しか発生させないと推定される。よって、位相補償量算出部９１−ｑは、基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒの確定値を４に設定する。

以上に説明したように基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒの確定値が決定されると、位相補償量算出部９１−ｑは、位相補償量の候補値の集合｛Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｐ）｝（ｎ_ｃｏｒ＝１，２，…）の中から選択された位相補償量Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，１）〜Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，Ｐ）（ｎ_ｃｏｒ＝Ｎ_ｃｏｒ＝１，またはｎ_ｃｏｒ＝１，…，Ｎ_ｃｏｒ）を帯域合成部９２−ｑに出力する。

上記のように位相補償量算出部９１−ｑは、積分損失が一定範囲内となるような積分（帯域合成）を実現するための位相補償量Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，１）〜Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，Ｐ）を算出（選択）することがができる。このため、帯域合成部９２−ｑにおける積分損失を抑圧することが可能になる。位相補償量算出部９１−ｑは、基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒ及び位相補償量Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，１）〜Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，Ｐ）（ｎ_ｃｏｒ＝Ｎ_ｃｏｒ＝１，またはｎ_ｃｏｒ＝１，…，Ｎ_ｃｏｒ）を帯域合成部９２−ｑに出力する。

帯域合成部９２−ｑは、次式（３５）に従い、各基準位相補償番号ｎ_ｃｏｒについて、送信周波数ごとに分離されたパルス圧縮信号Ｒ_ＰＣ（ｐ，ｑ，ｈ，ｓ）に対して基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒ及び位相補償量Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｐ）（ｐ＝１〜Ｐ）を用いた位相補償処理（位相調整処理）を実行することにより位相補償信号を生成し、これら位相補償信号を帯域合成（積分）することにより帯域合成信号Ｒ_ΣＴｘ（ｎ_ｃｏｒ，ｐ，ｑ，ｈ，ｓ）を生成する（図９のステップＳＴ２３）。

式（３５）において、ｄ_Ｔｘ（ｐ）は送信部１−ｐにおける位相差、θ’（ｎ_θ）は目標到来角候補番号ｎ_θが割り当てられた目標到来角候補、Ｎ_θは目標到来角候補数である。式（３５）によれば、パルス圧縮信号Ｒ_ＰＣ（ｐ，ｑ，ｈ，ｓ）の位相は位相補償量Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，ｐ）によって調整されていることが分かる。
目標到来角候補θ’（ｎ_θ）は、次式（３６）で定義される。ここで、Δθ_ｓａｍｐは、想定される目標角度間隔である。

図１８Ａ〜図１８Ｄは、基準位相補償番号ｎ_ｃｏｒ＝１，２，３，４の場合の電力波形を示すグラフである。図１８Ａ〜図１８Ｄの実線は、合成電力波形を示している。図１８Ｂに示されるように、基準位相補償番号ｎ_ｃｏｒ＝２の場合、積分損失が抑圧された結果（積分損失が設定範囲内）、鋭いピークを有する合成電力波形を持つ帯域合成信号が得られていることが分かる。図１８Ａ，図１８Ｃ及び図１８Ｄの場合は、積分損失が十分に抑圧されず（積分損失が設定範囲を超えて）、複数の強いピークを有する歪んだ合成電力波形を持つ帯域合成信号が得られていることが分かる。

帯域合成部９２−ｑは、帯域合成信号Ｒ_ΣＴｘ（ｎ_ｃｏｒ，ｎ_θ，ｑ，ｈ，ｓ）を信号処理部１０に出力する。

次に、信号処理部１０における処理内容について以下に説明する。

信号処理部１０では、信号合成部１１は、基準位相補償番号ｎ_ｃｏｒに関する帯域合成信号Ｒ_ΣＴｘ（ｎ_ｃｏｒ，ｎ_θ，ｑ，ｈ，ｓ）を、次式（３７）に従って合成（積分）し、これにより合成信号Ｒ_{ΣＴｘＲｘ}（ｎ_ｃｏｒ，ｎ_θ，ｈ，ｓ）を生成する。

ただし、受信アンテナ７−１〜７−Ｑのうちの１本の受信アンテナのみが使用される場合（Ｑ＝１）、信号合成部１１は合成（積分）を実行しなくてもよい。

次に、積分部１２は、次式（３８）に従い、合成信号Ｒ_{ΣＴｘＲｘ}（ｎ_ｃｏｒ，ｎ_θ，ｈ，ｓ）に対して、フーリエ変換によるヒット方向のコヒーレント積分を実行することで、基準位相補償番号ｎ_ｃｏｒに関する積分信号ｆ_ｄ（ｎ_ｃｏｒ，ｎ_θ，ｋ，ｓ）を生成する。

積分信号ｆ_ｄ（ｎ_ｃｏｒ，ｎ_θ，ｋ，ｓ）は、目標候補検出部１３に出力される。積分部１２でヒット方向のコヒーレント積分が実行されるため、基準位相補償番号ｎ_ｃｏｒに関する積分信号ｆ_ｄ（ｎ_ｃｏｒ，ｎ_θ，ｋ，ｓ）のＳＮＲ（信号対雑音比）が向上し、目標検出性能の向上が可能となる。また、目標相対速度の情報を得ることも可能となる。ただし、基準位相補償番号ｎ_ｃｏｒに関する合成信号Ｒ_{ΣＴｘＲｘ}（ｎ_ｃｏｒ，ｎ_θ，ｈ，ｓ）のＳＮＲが十分良好である場合、または、目標相対速度の情報を得る必要が無い場合は、積分部１２は設けられなくてもよい。

目標候補検出部１３は、基準位相補償番号ｎ_ｃｏｒに関する積分信号ｆ_ｄ（ｎ_ｃｏｒ，ｎ_θ，ｋ，ｓ）の信号強度に基づき、単数または複数の目標候補を検出することができる。より具体的には、たとえば、公知のＣＡ−ＣＦＡＲ（Ｃｅｌｌ Ａｖｅｒａｇｅ Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｆａｌｓｅ Ａｌａｒｍ Ｒａｔｅ）処理に基づき、目標候補検出部１３は、目標候補を検出すればよい。目標候補検出部１３は、検出された目標候補の到来角候補番号ｎ’_θ、速度ビン番号ｈ’_ｔｇｔ、及び距離方向のサンプリング番号ｓ’_ｔｇｔを目標情報算出部１４に出力する。

目標情報算出部１４は、たとえば、次式（３９），（４０），（４１）に従って、入力された目標候補の到来角候補番号ｎ’_θ、速度ビン番号ｈ’_ｔｇｔ及び距離方向のサンプリング番号ｓ’_ｔｇｔに基づき、目標候補到来角θ’_ｔｇｔ、目標候補相対速度ｖ’_ｔｇｔ、及び目標候補相対距離Ｒ’_ｔｇｔを算出することができる。

式（４１）において、Δｒ_ＩＦＦＴは、相関後の距離方向のサンプリング間隔である。目標情報算出部１４は、到来角候補番号ｎ’_θに対応する目標候補到来角θ’（ｎ’_θ）、目標候補相対速度ｖ’_ｔｇｔ及び目標候補相対距離Ｒ’_ｔｇｔを含む目標情報を表示部１５に出力する。ここで、目標情報算出部１４は、目標情報を視覚的に表す画像情報を表示部１５に供給してもよい。そして、表示部１５は、目標情報算出部１４から供給された目標情報を表す画像情報をディスプレイ画面に表示する。

以上に説明したように本実施の形態のレーダ装置１では、位相補償量算出部９１−ｑは、当該レーダ装置１に対して相対的に移動する移動目標のドップラ周波数の影響を補償するために、位相補償量Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，１）〜Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，Ｐ）を算出する。帯域合成部９２−ｑは、基準位相補償数Ｎ_ｃｏｒ及び位相補償量Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，１）〜Δφ_ｃｏｒ（ｎ_ｃｏｒ，Ｐ）を用いた位相補償処理と帯域合成処理とを実行する。このため、帯域合成部９２−ｑにおける積分損失を抑圧することができる。したがって、ドップラ周波数の影響がある場合にも、積分損失が抑圧された帯域合成を行うことができ、目標検出性能が向上したレーダ装置１を提供することが可能である。

また、信号合成部１１が設けられているので、更に目標検出性能が向上したレーダ装置１を提供することができる。また、積分部１２がヒット方向のコヒーレント積分を行うのでＳＮＲの良好な積分信号を算出することができ、これにより、目標検出性能の更なる向上が可能となる。

以上、図面を参照して本発明に係る種々の実施の形態について述べたが、これら実施の形態は本発明の例示であり、これら実施の形態以外の様々な形態を採用することもできる。上記実施の形態は、複数の送信部１−１〜〜１−Ｐ及び複数の受信部６−１〜６−Ｑを使用するＭＩＭＯレーダ技術により目標物体を検出するものである。この代わりに、複数の送信部１−１〜〜１−Ｐ及び１つの受信部６−ｑを使用するＭＩＳＯレーダ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｓｉｎｇｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ ｒａｄａｒ）技術により目標物体を検出するように上記実施の形態の構成が変更されてもよい。たとえば、図１に示したレーダ装置１において、信号合成部１１が使用されず、かつ、１つの受信部６−ｑの出力のみが積分部１２に直接入力されるように信号処理部１０の構成を変更することができる。

なお、本発明の範囲内において、上記実施の形態の構成要素の自由な組み合わせ、上記実施の形態の任意の構成要素の変形、または上記実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。

本発明に係るレーダ装置は、目標のドップラ周波数の影響がある場合でも、目標の検出性能を向上させることができる構成を有しているので、当該レーダ装置に対して相対的に移動する移動目標を探知するレーダシステムに利用されることが好適である。また、本発明に係るレーダ装置は、地上に設置された状態、あるいは、航空機、人工衛星、車両もしくは船舶などの移動体に搭載された状態で使用可能である。

１ レーダ装置、１−１〜１−Ｐ 送信部、２−１〜２−Ｐ 送信アンテナ（空中線）、３−１〜３−Ｐ ＲＦ送信器、３０−ｐ 局部発振器、３１−ｐ パルス変調部、３２−ｐ 変調信号発生器、３３−ｐ 信号生成部、６−１〜６−Ｑ 受信部、７−１〜７−Ｑ 受信アンテナ、８−１〜８−Ｑ ＲＦ受信器、８０−ｑ 信号検出部、８００−ｑ 局部発振器、８０１−ｑ ダウンコンバータ、８０２−ｑ 帯域通過フィルタ、８０３−ｑ 増幅器、８０４−ｑ 位相検波器、８１−ｑ Ａ／Ｄ変換器、９−１〜９−Ｑ 信号処理回路、９０−ｑ 相関部、９０−ｑ−１〜９０−ｑ−Ｐ パルス圧縮部、９０１ ＰＲＩ内フーリエ変換部、９０２ 混合器、９０３ ＰＲＩ内逆フーリエ変換部、９０４−１〜９０４−Ｐ 参照信号供給部、９０５ フーリエ変換部、９０６ 複素共役演算部、９１−ｑ 位相補償量算出部、９２−ｑ 帯域合成部、１０ 信号処理部、１１ 信号合成部、１２ 積分部、１３ 目標候補検出部、１４ 目標情報算出部、１５ 表示部、４０ 信号処理装置、４１ プロセッサ、４２ メモリ、４３ 入力インタフェース部、４４ メモリインタフェース部、４５ 表示インタフェース部、４６ 信号路、４７ 外部記憶装置、Ｔｇｔ 目標（ターゲット）。

Claims (12)

1. 互いに異なる送信周波数を有する複数のパルス変調波が複数の送信部から同時に放射されたとき、目標で反射された当該複数のパルス変調波を受信して受信信号を出力するＲＦ受信器と、
   前記複数のパルス変調波にそれぞれ対応する複数の参照信号を用いて前記受信信号に相関処理を施すことにより、複数のパルス圧縮信号を生成する相関部と、
   前記複数のパルス圧縮信号についてそれぞれ複数の位相補償量を算出する位相補償量算出部と、
   前記複数の位相補償量を用いて前記複数のパルス圧縮信号の位相を調整することにより複数の位相補償信号を生成し、かつ前記複数の位相補償信号を積分することにより帯域合成信号を生成する帯域合成部と、
   前記帯域合成信号に基づいて目標候補を検出する目標候補検出部と
   を備え、
   前記位相補償量算出部は、前記目標の相対速度が予め設定された想定速度範囲内にあるとの条件の下で、前記複数のパルス圧縮信号の各パルス圧縮信号について、予め用意された位相補償量の候補値の集合を用いて前記帯域合成信号の信号品質を評価する複数の積分評価値を算出し、当該複数の積分評価値に基づき、前記候補値の集合の中から、前記各パルス圧縮信号に対応する位相補償量を選択することを特徴とするレーダ装置。
2. 請求項１記載のレーダ装置であって、前記位相補償量算出部は、前記想定速度範囲における前記各パルス圧縮信号の位相差を予測し、当該予測された位相差と前記候補値との間の差分に基づいて前記複数の積分評価値を算出することを特徴とするレーダ装置。
3. 請求項２記載のレーダ装置であって、
   前記複数の送信部は、予め設定された周波数変調量及び変調帯域幅を用いて前記複数のパルス変調波を生成し、
   前記位相補償量算出部は、前記目標の相対速度及び前記周波数変調量に比例し、かつ前記変調帯域幅に反比例する値を、当該予測された位相差として算出することを特徴とするレーダ装置。
4. 請求項１記載のレーダ装置であって、前記位相補償量算出部は、前記複数の積分評価値の組合せの中から、当該組合せの最大値分布が前記想定速度範囲内で常に閾値を超えるとの条件を満たす組合せを探索し、前記候補値の集合の中から、当該探索の結果得られた組合せを形成する候補値を前記各パルス圧縮信号に対応する位相補償量として選択することを特徴とするレーダ装置。
5. 請求項１記載のレーダ装置であって、
   前記複数の送信部を更に備え、
   前記複数の送信部は、高周波帯域の複数のパルス信号にそれぞれ周波数変調を施して前記複数のパルス変調波を生成することを特徴とするレーダ装置。
6. 請求項１記載のレーダ装置であって、前記目標候補の相対速度、相対距離及び到来角を算出する目標情報算出部を更に備えることを特徴とするレーダ装置。
7. 互いに異なる送信周波数を有する複数のパルス変調波が複数の送信部から同時に放射されたとき、目標で反射された当該複数のパルス変調波を受信して複数の受信信号をそれぞれ出力する複数のＲＦ受信器と、
   前記複数のパルス変調波にそれぞれ対応する複数の参照信号を用いて前記複数の受信信号の各々に相関処理を施すことにより、前記複数の受信信号の各々について複数のパルス圧縮信号を生成する複数の相関部と、
   前記複数の受信信号の各々について前記複数のパルス圧縮信号についてそれぞれ複数の位相補償量を算出する複数の位相補償量算出部と、
   各々が前記複数の位相補償量を用いて前記複数のパルス圧縮信号の波形の位相を調整することにより複数の位相補償信号を生成し、かつ各々が前記複数の位相補償信号を積分することにより帯域合成信号を生成する複数の帯域合成部と、
   前記帯域合成信号に基づいて目標候補を検出する目標候補検出部と
   を備え、
   前記複数の位相補償量算出部の各々は、前記目標の相対速度が予め設定された想定速度範囲内にあるとの条件の下で、前記複数のパルス圧縮信号の各パルス圧縮信号について、予め用意された位相補償量の候補値の集合を用いて前記帯域合成信号の信号品質を評価する複数の積分評価値を算出し、当該複数の積分評価値に基づき、前記候補値の集合の中から、前記各パルス圧縮信号に対応する位相補償量を選択することを特徴とするレーダ装置。
8. 請求項７記載のレーダ装置であって、前記複数の位相補償量算出部の各々は、前記想定速度範囲における前記各パルス圧縮信号の位相差を予測し、当該予測された位相差と前記候補値との間の差分に基づいて前記複数の積分評価値を算出することを特徴とするレーダ装置。
9. 請求項８記載のレーダ装置であって、
   前記複数の送信部は、予め設定された周波数変調量及び変調帯域幅を用いて前記複数のパルス変調波を生成し、
   前記複数の位相補償量算出部の各々は、前記目標の相対速度及び前記周波数変調量に比例し、かつ前記変調帯域幅に反比例する値を、当該予測された位相差として算出することを特徴とするレーダ装置。
10. 請求項７記載のレーダ装置であって、前記複数の位相補償量算出部の各々は、前記複数の積分評価値の組合せの中から、当該組合せの最大値分布が前記想定速度範囲内で常に閾値を超えるとの条件を満たす組合せを探索し、前記候補値の集合の中から、当該探索の結果得られた組合せを形成する候補値を前記各パルス圧縮信号に対応する位相補償量として選択することを特徴とするレーダ装置。
11. 請求項７記載のレーダ装置であって、前記複数の帯域合成部でそれぞれ生成された複数の当該帯域合成信号を積分する信号合成部を更に備え、
    前記目標候補検出部は、前記信号合成部の出力に基づいて前記目標候補を検出することを特徴とするレーダ装置。
12. 請求項１１記載のレーダ装置であって、
    前記信号合成部の出力に対してフーリエ変換によるコヒーレント積分を実行して積分信号を生成する積分部を更に備え、
    前記目標候補検出部は、前記積分信号に基づいて前記目標候補を検出することを特徴とするレーダ装置。

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