JP6205485B2 - 電磁駆動制御システム及び電磁駆動制御システムの制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、電磁駆動制御分野、特に電磁駆動分野における電流変動を弱める制御システムに係わる。

現在の電磁駆動分野において、主な技術手段はファラデーの電磁誘導の法則を応用して磁場を媒体にして電流を力又はトルクに変換するの物理的な効果である。そこで、駆動制御電流の出力特性は、電磁駆動システムの作業特性に大きな影響を与えている。よって、超高精度制御分野、例えば、ボイスコイルモータ超高精度サーボ駆動システムや、磁気浮上式軸受サスペンション駆動システム、磁気浮上式レールサスペンション駆動システムなどにおいて、電磁駆動システムが電流を出力する迅速性及び安定性、高周波数取扱特性は、科学分野において研究のホットスポットになった。

現在、超高精度電磁駆動制御分野において、電磁駆動コントローラの設計案は、主にリニアパワーアンプの案とＰＷＭパワーコンバータの案に分けられる。超高精度電磁駆動システムがリニアパワーアンプの案を採用して設計を行う場合、電流レスポンスが早く、スイッチング素子がチョッパーをオンオフすることによるシステムに生ずる電流リップルを解消し、出力電流の安定性を向上させた。しかし、リニアパワーアンプの案を採用して設計を行う場合、先ずは、電流レスポンスにオーバーシュートが存在するとともに電流遷移の時の非線形領域も存在する。その次、コントローラの設計も大きく制限され、高性能的に制御することは難易度が高い。リニアパワーアンプの案で超高精度電磁駆動システムを設計する場合、システムデバイスの発熱量が大きく、エネルギー損失が多い。超高精度電磁駆動システムの重要な発展方向の１つは、高過負荷、高加速度であり、無論デバイスの電力レベルに対する要求はより高く、リニアパワーアンプの案は、ますますと超高精度電磁駆動制御システムの電力の必要を満たせなくなる。

ＰＷＭパワーコンバータの案で超高精度電磁駆動システムを設計する場合、電磁駆動制御システムのコントローラの設計により柔軟性を持たせるために、デジタルプロセッサーによって電磁駆動システムの制御信号を制御し、より多くて複雑な制御方式によってシステムの駆動性能を制御できるとともに、システムは、レスポンス速度が速く、効率が高い利点を有する。ただし、ＰＷＭパワーコンバータの案に不足がある。先ず、スイッチング素子がチョッパーをオンオフすることによって、システムにおいては必然と電流リップル（スイッチング素子がチョッパーをオンオフすることによるシステムにおいては生ずる電流リップルについて、以下は「電流変動」と称する）が生じ、それで電流変動が引き起こす推力（又はモーメント）変動は超高精度電磁駆動制御システムの制御性能に大きな影響を与える。次に、ＰＷＭパワーコンバータの案を採用する場合、スイッチング電路のブリッジ上下アームのストレートを防ぐために設けたデッドタイムも、駆動システムにおいて不安定な現象を引き起こす。

現在、ＰＷＭパワーコンバータの案によって電磁駆動制御システムにおいて生ずる電流変動を減少するため、高スイッチング周波数駆動方式を採用することが多い。例えば、電流変動を減少するために、設計者はスイッチング素子のスイッチング周波数を２００ｋＨｚに向上させ、その場合、従来の電磁駆動制御システムにおいて採用される１０ｋＨｚのスイッチング周波数と比べてシステムの電流変動は当初の５％に減少したが、それとともに、スイッチング素子のスイッチング周波数は当初の２０倍に上昇し、スイッチング素子のスイッチング損失も当初の２０倍に上昇し、また、スイッチング素子のスイッチング周波数が上昇するため、スイッチング素子に対する要求も高くなり、駆動システムのコスト
が大きくなる。また、スイッチング周波数を向上させると、制御システムの制御の難易度及び駆動システムの駆動電路の設計の難易度を向上させ、システムの安定性を大きく下降させる。

背景技術として、従来のＰＷＭパワーコンバータ案による電磁駆動制御システムについて説明を行い、対比分析を行う。図１を参照して、当該電磁駆動制御システムは、Ｈフルブリッジ駆動回路を備え、直列に接続する第１のＦＥＴ及び第４のＦＥＴは、当該Ｈフルブリッジ駆動回路の左ブリッジアームを構成し、直列に接続する第２のＦＥＴ及び第３のＦＥＴは、当該Ｈフルブリッジ駆動回路の右ブリッジアームを構成し、前記第１のＦＥＴのドレインとソースとの間に第１の寄生ダイオードが接続され、前記第２のＦＥＴのドレインとソースとの間に第２の寄生ダイオードが接続され、前記第３のＦＥＴのドレインとソースとの間に第３の寄生ダイオードが接続され、前記第４のＦＥＴのドレインとソースとの間に第４の寄生ダイオードが接続される。重要なことは、当該Ｈフルブリッジ駆動回路は直流電圧源を１つのみ有し、当該直流電圧源の両端部はそれぞれＨフルブリッジ駆動回路の左ブリッジアーム及び右ブリッジアームと並列に接続する。

従来の超高精度電磁駆動制御分野においてＰＷＭパワーコンバータの案を採用する時に生ずる電流変動がシステムのサーボ性能に与える影響を克服するため、本発明は、電磁駆動制御システムを提供し、駆動コントローラの電流変動を大きく弱める可能であるとともに、システムが電磁駆動制御システムの出力電流に対する超高精度制御をより低いスイッチング周波数で実現でき、システムの安定性を向上させ、システムの損失を減少させ、且つ駆動コントローラのコストを大きく下降させる。

上記目的を実現するために、前記電磁駆動制御システムは、Ｈフルブリッジ駆動回路を備え、直列に接続する第１のＦＥＴ及び第４のＦＥＴは、当該Ｈフルブリッジ駆動回路の左ブリッジアームを構成し、直列に接続する第２のＦＥＴ及び第３のＦＥＴは、当該Ｈフルブリッジ駆動回路の右ブリッジアームを構成し、前記第１のＦＥＴのドレインとソースとの間に第１の寄生ダイオードが接続され、前記第２のＦＥＴのドレインとソースとの間に第２の寄生ダイオードが接続され、前記第３のＦＥＴのドレインとソースとの間に第３の寄生ダイオードが接続され、前記第４のＦＥＴのドレインとソースとの間に第４の寄生ダイオードが接続され、前記左ブリッジアームは、第１のＦＥＴのドレインと直列に接続する第１の直流電圧源をさらに備え、前記右ブリッジアームは、第２のＦＥＴのドレインと直列に接続する第２の直流電圧源をさらに備え、前記第１の直流電圧源及び第２の直流電圧源は、以下の式を満足し、
うち、Ｕ_ｄｃ１は両電源式駆動回路の左ブリッジアームの被制御電圧源の電圧値、
Ｕ_ｄｃ２は両電源式駆動回路の右ブリッジアームの被制御電圧源の電圧値、
Ｒは電磁駆動制御システムにおける巻き線抵抗、
Ｄは両電源式駆動回路のスイッチング素子のデューティ比、
Ｉオーバーラインは両電源式駆動回路が１スイッチングサイクルにおいて必要な平均電流、△Ｉは両電源式駆動回路が１スイッチングサイクルにおける電流変動の限定値、
Ｂ_ｆは両電源式駆動回路においてシステムの平均出力電流及び電流変動を満たす上で予め取ってあるマージン係数であり、ただし、０<Ｂｆ≦１、
Ａは電磁駆動制御システムの電流変動系数であり、
うち、Ｌは電磁駆動制御システムの巻線インダクタンスであることを特徴とする電磁駆動制御システム。

本発明の有益な効果は、前記電磁駆動制御システムが電磁駆動制御システムの出力電流変動を大きく弱めるたけでなく、システムがより低いスイッチング周波数で電磁駆動制御システムの超高精度制御を実現でき、システムの安定性を向上させ、システムの損失を減少させ、且つ駆動コントローラのコストを大きく下降させることである。

従来技術における電磁駆動制御システムの回路図である。 本発明の電磁駆動制御システムの回路図である。 従来の単電源式駆動電路１０ｋＨｚによるシステム出力電流シミュレーション波形である。 １０ｋＨｚスイッチング周波数によるシステム出力電流の部分拡大図である。 従来の単電源式駆動電路２００ｋＨｚによるシステム出力電流シミュレーション波形である。 ２００ｋＨｚスイッチング周波数によるシステム出力電流の部分拡大図である。 １０ｋＨｚスイッチング周波数による両電源式駆動回路出力電流シミュレーション波形である。 １０ｋＨｚスイッチング周波数による両電源式駆動回路出力電流の部分拡大図である。

以下は、図面を参照して本発明を詳しく説明する。

本発明の電磁駆動制御システムは、改良型の両電源式の構成で電磁駆動制御を実現し、両電源式を採用する主な目的は、駆動回路における２つの被制御電圧源の電圧値に対して調整を行い、電磁駆動制御システムの平均出力電流要求を満たす場合に、電磁駆動制御システムの出力電流変動をできる限り下降させることである。具体的には、両電源式駆動回路の両電圧源の電圧値の差及びデューティ比を調整することによって、必要な出力電流変動を獲得し、両電源式駆動回路の両電圧源の電圧値の和及びデューティ比を調整することによって、必要な平均出力電流を獲得することで実現する。さらに、１セットの巻き線及び１セット両電源式駆動回路だけ、即ち、駆動回路スイッチング周波数を変更しなく、電磁駆動制御システムの出力電流の正確な制御を実現する。具体的には、以下の通りであり、
本発明の電磁駆動制御システムの回路図は、図２の示すとおりである。前記電磁駆動制御システムは、Ｈフルブリッジ駆動回路を備え、順番に直列に接続する第１の直流電圧源、第１のＦＥＴ ＶＴ１及び第４のＦＥＴ ＶＴ４は、当該Ｈフルブリッジ駆動回路の左ブリッジアームを構成し、順番に直列に接続する第２の直流電圧源、第２のＦＥＴ ＶＴ
２及び第３のＦＥＴ ＶＴ３は、当該Ｈフルブリッジ駆動回路の右ブリッジアームを構成するため、前記Ｈフルブリッジ駆動回路は、両電源フルブリッジ駆動回路を構成する。なお、前記第１のＦＥＴ ＶＴ１のドレインとソースとの間に第１の寄生ダイオードＶＤ１が接続され、前記第２のＦＥＴ ＶＴ２のドレインとソースとの間に第２の寄生ダイオードＶＤ２が接続され、前記第３のＦＥＴ ＶＴ３のドレインとソースとの間に第３の寄生ダイオードＶＤ３が接続され、前記第４のＦＥＴ ＶＴ４のドレインとソースとの間に第４の寄生ダイオードＶＤ４が接続される。両電源式駆動回路の両被制御電源の電圧値は、以下の式で設計できる。
(１.１)
うち、Ｕ_ｄｃ１は両電源式駆動回路の左ブリッジアームの被制御電圧源の電圧値、
Ｕ_ｄｃ２は両電源式駆動回路の右ブリッジアームの被制御電圧源の電圧値、
Ｒは電磁駆動制御システムにおける巻き線抵抗、
Ｄは両電源式駆動回路のスイッチング素子のデューティ比；
Ｉオーバーラインは両電源式駆動回路が１スイッチングサイクルにおいて必要な平均電流、△Ｉは両電源式駆動回路が１スイッチングサイクルにおける電流変動の限定値、
Ｂ_ｆは両電源式駆動回路においてシステムの平均出力電流及び電流変動を満たす上で予め取ってあるマージン係数であり、ただし、０<Ｂｆ≦１、
Ａは電磁駆動制御システムの電流変動系数であり、
うち、Ｌは電磁駆動制御システムの巻線インダクタンスである。

また、駆動回路スイッチング周波数を変更しなく、両電源式駆動回路の両被制御電源の電圧値を調整することで、システム電流変動要求を保証する上で、電磁駆動制御システムの出力平均回路に対する調整を実現する。

シミュレーションによって理論解析の正確性及び合理性、即ち有益な効果を確認する。

従来の単電源式のＨ型フルブリッジ駆動回路について、その回路構成図は、図１の通りである。

ある電磁駆動システムについて、スイッチング周波数が１０ｋＨｚである場合、出力電流のシミュレーション波形は、図３のとおりである。

部分拡大図である図４を参照すると、１０ｋＨｚのスイッチング周波数によって、システム出力電流の定常の変動幅は、１.６２１１Ａ〜０.５６１１Ａであり、１スイッチングサイクルにおける出力電流の平均値は１.０９１１Ａであり、出力電流の変動量は１.０６Ａである。

従来の単電源式駆動電路について、よくスイッチング周波数を向上させる方法で電磁駆動制御システムの出力電流の変動量を減少する。上述した電磁駆動制御システム似対して、システムの直流バス電圧が変化しなく、システムのスイッチング周波数が２００ｋＨｚに向上する場合、システム出力電流のシミュレーション波形は、図５の通りである。

部分拡大図である図６を参照すると、システムの定常出力電流の変動幅は、１.１１８３Ａ〜１.０６５３Ａ、１スイッチングサイクルにおける出力電流の平均値は１.０９１８Ａ、出力電流の変動量は０.０５３Ａであり、１０ｋＨｚのスイッチング周波数によるシステム出力電流と比べると、電流変動量は当初の５％に減少する。

なお、電磁駆動制御システムが本発明の両電源式駆動制御回路の構成を採用する場合であって、且つ同一の電磁駆動システムに対して直流バス電圧を変化しないように保持し、スイッチング周波数は依然として１０ｋＨｚである場合、出力電流のシミュレーション波形は、図７の通りである。

部分拡大図である図８を参照すると、システムの定常出力電流の変動幅は、１.１０１５Ａ〜１.０８２２Ａ、１スイッチングサイクルにおけるシステムの出力電流の平均値は１.０９１９Ａ、出力電流の変動量は０.０１９３Ａであり、従来の単電源式駆動電路の１０ｋＨｚのスイッチング周波数による電流変動量の１.８２％である。シミュレーションによって理論解析の正確性及び合理性を確認した。本発明の両電源の案は、システム平均出力電流を保証できるとともにシステム出力電流変動を弱める可能で、電磁駆動制御システムが高精度制御分野においてシステム平均出力電流及び電流変動に対する要求を満たす。

上述したのは、本発明のより良い実施例であり、本発明の実施範囲を限定するものではない。本発明の特許請求の範囲に従って行われる等価な変更および修正は、すべて本発明の範囲に属す。

Claims (2)

1. 直列に接続してＨフルブリッジ駆動回路の左ブリッジアームを構成する第１のＦＥＴ及び第４のＦＥＴと、直列に接続して当該Ｈフルブリッジ駆動回路の右ブリッジアームを構成する第２のＦＥＴ及び第３のＦＥＴとを有し、被制御電磁部に接続される当該Ｈフルブリッジ駆動回路と、
   前記第１のＦＥＴのドレインとソースとの間に接続される第１の寄生ダイオード、前記第２のＦＥＴのドレインとソースとの間に接続される第２の寄生ダイオード、前記第３のＦＥＴのドレインとソースとの間に接続される第３の寄生ダイオード、及び前記第４のＦＥＴのドレインとソースとの間に接続される第４の寄生ダイオードと、
   左ブリッジアーム、右ブリッジアームのＦＥＴに制御信号を提供するＰＷＭ制御部とを備える電磁駆動制御システムであって、
   前記左ブリッジアームは、第１のＦＥＴのドレインと直列に接続する第１の直流電圧源を含み、前記右ブリッジアームは、第２のＦＥＴのドレインと直列に接続する第２の直流電圧源を含み、前記第１の直流電圧源及び第２の直流電圧源は、以下の関係を満たすように配置され、
   うち、Ｕ_ｄｃ１は両電源式駆動回路の左ブリッジアームの被制御電圧源の電圧値、
   Ｕ_ｄｃ２は両電源式駆動回路の右ブリッジアームの被制御電圧源の電圧値、
   Ｒは被制御電磁部における巻き線抵抗、
   Ｄは両電源式駆動回路のスイッチング素子のデューティ比；
   Ｉオーバーラインは両電源式駆動回路が１スイッチングサイクルにおいて必要な平均電流、△Ｉは両電源式駆動回路が１スイッチングサイクルにおける電流変動の限定値、
   Ｂ_ｆは両電源式駆動回路においてシステムの平均出力電流及び電流変動を満たす上で予め
   取ってあるマージン係数であり、ただし、０<Ｂｆ≦１、
   Ａは被制御電磁部の電流変動系数であり、即ち
   うち、Ｌは被制御電磁部の巻線インダクタンスであることを特徴とする電磁駆動制御システム。
2. Ｈフルブリッジ駆動回路を備え、直列に接続する第１のＦＥＴ及び第４のＦＥＴは、Ｈフルブリッジ駆動回路の左ブリッジアームを構成し、直列に接続する第２のＦＥＴ及び第３のＦＥＴは、Ｈフルブリッジ駆動回路の右ブリッジアームを構成し、前記第１のＦＥＴのドレインとソースとの間に第１の寄生ダイオードが接続され、前記第２のＦＥＴのドレインとソースとの間に第２の寄生ダイオードが接続され、前記第３のＦＥＴのドレインとソースとの間に第３の寄生ダイオードが接続され、前記第４のＦＥＴのドレインとソースとの間に第４の寄生ダイオードが接続される電磁駆動制御システムであって、
   前記左ブリッジアームは、第１のＦＥＴのドレインと直列に接続する第１の直流電圧源をさらに備え、前記右ブリッジアームは、第２のＦＥＴのドレインと直列に接続する第２の直流電圧源をさらに備え、
   前記第１の直流電圧源及び第２の直流電圧源が以下の関係を保持するために、電磁駆動制御システムのパラメータを調整して配置し、
   うち、Ｕ_ｄｃ１は両電源式駆動回路の左ブリッジアームの被制御電圧源の電圧値、
   Ｕ_ｄｃ２は両電源式駆動回路の右ブリッジアームの被制御電圧源の電圧値、
   Ｒは被制御電磁部における巻き線抵抗、
   Ｄは両電源式駆動回路のスイッチング素子のデューティ比；
   Ｉオーバーラインは両電源式駆動回路が１スイッチングサイクルにおいて必要な平均電流、△Ｉは両電源式駆動回路が１スイッチングサイクルにおける電流変動の限定値、
   Ｂ_ｆは両電源式駆動回路においてシステムの平均出力電流及び電流変動を満たす上で予め取ってあるマージン係数であり、ただし、０<Ｂｆ≦１、
   Ａは被制御電磁部の電流変動系数であり、即ち
   うち、Ｌは電磁駆動制御システムの巻線インダクタンスであることを特徴とする電磁駆動制御システムの制御方法。