JP5156304B2

JP5156304B2 - インバータ発電機の制御装置

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Publication number: JP5156304B2
Application number: JP2007234488A
Authority: JP
Inventors: 恭治井岡; 純一高橋; 勲川崎; 真吾宮山; 宏明岩田
Original assignee: Toyo Denso Co Ltd
Current assignee: Toyo Denso Co Ltd
Priority date: 2007-09-10
Filing date: 2007-09-10
Publication date: 2013-03-06
Anticipated expiration: 2027-09-10
Also published as: JP2009071904A

Description

本発明は、インバータ発電機の制御装置に関し、とくにインバータ発電機の出力を安定させるための技術に関する。

特許文献１には、ＭＯＳＦＥＴを用いて構成され、三相インバータ回路及び三相整流回路として機能する三相交流発電動機の制御装置が開示されている。この制御装置は、負荷が増大して負荷側（バッテリー側）の電圧が減少すると、フルブリッジを構成しているＭＯＳＦＥＴの一部（ＦＥＴ２、ＦＥＴ４、ＦＥＴ６）の通電タイミングを遅角させる（増磁制御）。また発電動機の出力が負荷に対して過大になるとＭＯＳＦＥＴの一部（ＦＥＴ２、ＦＥＴ４、ＦＥＴ６）の通電タイミングを進角させる（減磁制御）。この制御装置は、このようなフィードバック制御を行うことにより、負荷側（バッテリー側）の電圧が所定の値に維持されるようにしている。
特開２００４−２７４９７８号公報

ところで、インバータ発電機の動作中は負荷側に加わる負荷変動が極端に小さくなってしまうことがあるが、このような場合であっても負荷側の電圧が所定の電圧に安定して収束するようにするために、上記フィードバック制御は迅速に行う必要がある。

本発明はこのような事情に鑑みてなされたもので、インバータ発電機の出力を安定させることが可能なインバータ発電機の制御装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するための本発明のうち請求項１に記載の発明は、三相交流出力を全波整流するコンバータ部と、前記コンバータ部に並列に接続され、前記コンバータ部の直流出力を交流に変換するインバータ部とを備えるインバータ発電機を制御する制御装置であって、前記コンバータ部の直流出力電圧Ｖｉをリアルタイムに検出する検出手段と、前記直流出力電圧Ｖｉの検出間隔をΔｔｉとし、前記直流出力電圧Ｖｉの変化率をΔＶｉ／Δｔｉ＝ΔＥｔｉとするとき、前記直流出力電圧Ｖｉの増加中（ΔＥｔｉ＞０）は前記コンバータ部の全波整流の通電タイミングを進角させ、前記直流出力電圧Ｖｉの減少中（ΔＥｔｉ＜０）は前記コンバータ部の全波整流の通電タイミングを遅角させるように制御する制御手段とを備えることとする。

また本発明のうち請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のインバータ発電機の制御装置であって、前記コンバータ部は、ＭＯＳＦＥＴを用いたフルブリッジ回路を有し、前記制御手段は、前記フルブリッジ回路を構成する全ての前記ＭＯＳＦＥＴを制御することにより、前記全波整流の通電タイミングを進角又は遅角させることとする。

また本発明のうち請求項３に記載の発明は、請求項２に記載のインバータ発電機の制御装置であって、前記ＭＯＳＦＥＴは、その導通角内において矩形波によりスイッチングされることとする。

また本発明のうち請求項４に記載の発明は、請求項３に記載のインバータ発電機の制御装置であって、前記制御手段は、前記コンバータ部の直流出力電圧のリップル分の許容限界値に対する前記矩形波のスイッチング周波数の下限値をｆｃ１とし、前記コンバータ部の発熱量の許容限界値に対する前記矩形波のスイッチング周波数の上限値をｆｃ２とするとき、前記矩形波のスイッチング周波数ｆｃがｆｃ１≦ｆｃ≦ｆｃ２となるように前記全波整流の通電タイミングを制御することとする。

また本発明のうち請求項５に記載の発明は、請求項１乃至４のいずれかに記載のインバータ発電機の制御装置であって、前記インバータ部は、ＭＯＳＦＥＴを用いたフルブリッジ回路を有し、前記インバータ発電機は前記インバータ部の後段に接続されるローパスフィルタを有し、前記制御手段は、前記インバータ部の前記ＭＯＳＦＥＴをＰＷＭ制御によりスイッチングし、実装上の制限から定まる前記ローパスフィルタのインダクタンスの最大値と、インバータ部の出力に含まれる不要周波数成分の除去性能とから定まる前記ＰＷＭ制御のスイッチング周波数ｆｉの下限値をｆｉ１とし、前記インバータ部の発熱量の許容限界値に対する前記スイッチング周波数の上限値をｆｉ２とするとき、前記インバータ部の前記スイッチング周波数ｆｉが、ｆｉ１≦ｆｉ≦ｆｉ２となるように、前記インバータ部を制御することとする。

本発明によれば、インバータ発電機の出力を安定させることができる。

以下、本発明の実施形態について説明する。図１に本発明の一実施形態として説明するインバータ発電機１００のブロック図を示している。同図に示すように、このインバータ発電機１００は、発電部１１、発電部１１において生成された三相交流を直流に変換するコンバータ部１２、コンバータ部１２の直流出力を単相交流に変換するインバータ部１３、コンデンサ１４、及びローパスフィルタ１５を含んで構成される本体装置と、直流電圧モニタ１６、交流電圧モニタ１７、ＥＣＵ１８（ECU : Electronic Control Unit）を含んで構成される制御装置と、を備えている。

同図に示す発電部１１は、ロータ及び複数の突極子を有するステータを備えている。ステータの各突極子には界磁巻線が施され、各突極子に対峙するように永久磁石が配置されたロータが上記ステータと同軸に回転することにより、上記界磁巻線にＵ，Ｖ，Ｗ相を有する三相交流が出力される。なお、発電部１１には、ロータと同期してパルス信号を発生するサブコイル１１３、及びパルス信号に基づくデジタル信号をＥＣＵ１８に入力するエンコーダ１１４が付設されている。

コンバータ部１２は、発電部１１から出力される三相交流を直流に変換する。図１に示しているように、コンバータ部１２は、ＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６）を用いたフルブリッジ回路で構成される整流回路を有している。ＥＣＵ１８から出力される制御信号に応じてＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６）のゲートがスイッチングされることにより、三相交流が直流に変換される。

直流電圧モニタ１６は、コンバータ部１２の直流出力電圧をリアルタイムに検出してＥＣＵ１８に入力する。コンバータ部１２の出力側には、インバータ発電機１００の出力を安定させるための電界コンデンサ（コンデンサ１４）が並列に接続されている。直流電圧モニタ１６は、コンデンサ１４の端子間電圧を測定することにより、コンバータ部１２の直流出力電圧を検出する。

ＥＣＵ１８は、直流電圧モニタ１６から入力される直流出力電圧に応じてＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６）をフィードバック制御し、コンバータ部１２から出力される直流出力電圧が所定値に維持されるように制御する。

コンデンサ１４を介したコンバータ部１２の出力側には、インバータ部１３が並列接続されている。インバータ部１３は、コンバータ部１２の直流出力を単相交流に変換する。インバータ部１３は、４つのＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ７〜ＦＥＴ１０）を用いて構成されるフルブリッジ回路を有している。ＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ７〜ＦＥＴ１０）は、ＥＣＵ１８から出力される制御信号によりＰＷＭ制御（PWM : Pulse Width Modulation）される。

インバータ部１３の後段には、インバータ部１３の交流出力に含まれる不要周波数成分をカットするためのローパスフィルタ１５が設けられている。本実施形態においては、ローパスフィルタ１５をチョークコイル１５１とコンデンサ１５２を用いて構成しているが、ローパスフィルタ１５の構成は必ずしもここに示した構成に限定されるわけではない。

制御装置の構成要素である交流電圧モニタ１７は、インバータ部１３の交流出力電圧をリアルタイムに検出してＥＣＵ１８に入力する。

次にコンバータ部１２の制御について詳述する。図２にコンバータ部１２の制御タイミングを示している。同図に示すように、発電部１１から出力される三相交流のＵ，Ｖ，Ｗの各相の正の電圧に対応して、ＦＥＴ１，３，５が１８０度の導通角（オン期間）で制御される。なお、導通角の実時間は、発電部１１のロータに配置される磁極の数、及びロータの回転速度に応じて定まる。

ＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６）は、導通角内においてデューティ比５０％の矩形波でスイッチング制御される。図３に上記矩形波の一例を示している。矩形波の周波数ｆｃは、コンバータ部１２の直流出力に含まれるリップル分と、コンバータ部１２を構成しているＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６）の発熱量とに応じて決定される。

なお、本実施形態では、後述するようにＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６）の発熱量を考慮して導通角を１８０度に固定しており、ＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６）のオン／オフの切り替えは三相出力のＵ，Ｖ，Ｗの各波形のゼロクロスポイントで行えばよい。従って本実施形態のインバータ発電機１００の制御は容易である。

ところで、コンバータ部１２の直流出力電圧のリップル分は、上記矩形波のスイッチング周波数ｆｃを大きくすれば減少するが、矩形波のスイッチング周波数ｆｃを大きくするにつれてＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６）の発熱量は増大する。また発熱量の増大を抑えようとしてスイッチング周波数を小さくすれば今度はコンバータ部１２の直流出力電圧のリップル分が増大してしまう。このように矩形波のスイッチング周波数ｆｃの変化に対する、コンバータ部１２の直流出力電圧のリップル分の変化とＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６）の発熱量の変化とは正負が逆の関係になる。このため、本実施形態では、実機を用いた実験により、次のようにして矩形波のスイッチング周波数ｆｃの許容範囲を決定することとした。

すなわちコンバータ部１２の直流出力電圧のリップル分の許容上限値を与える上記矩形波のスイッチング周波数ｆｃ１を決定した。またＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６）の発熱量が許容上限値に達する際の矩形波のスイッチング周波数ｆｃ２を求めた。

また実機を用いて実際に実験を行ったところ、図４に示すように、ｆｃ１＝１２．５ｋＨｚ、ｆｃ２＝１７．５ｋＨｚを得た。また矩形波のスイッチング周波数の許容範囲として１２．５ｋＨｚ〜１７．５ｋＨｚを得た。そこでＥＣＵ１８がコンバータ部１２をスイッチング制御する際の導通角における矩形波のスイッチング周波数ｆｃを、上記許容範囲の中間の値である１５ｋＨｚに設定した。

なお、上記実験では矩形波のスイッチング周波数ｆｃを変化させたが、矩形波のデューティ比を変化させてデューティ比の最適値を求めるようにしてもよい。

次にＥＣＵ１８によって行われるコンバータ部１２の制御について説明する。ＥＣＵ１８（制御手段）は、コンバータ部１２の直流出力電圧を所定値に維持すべく、直流電圧モニタ１６（検出手段）から入力されるコンバータ部１２の直流出力電圧に応じてコンバータ部１２の全波整流の通電タイミングを制御する。

具体的には、コンバータ部１２の直流出力電圧をＶｉとし、直流出力電圧Ｖｉの検出間隔をΔｔｉとし、直流出力電圧Ｖｉの変化率をΔＶｉ／Δｔｉ＝ΔＥｔｉとするとき、ＥＣＵ１８は、直流出力電圧の増加中（ΔＥｔｉ＞０）は全波整流の通電タイミングを進角させて減磁動作するように、また直流出力電圧の減少中（ΔＥｔｉ＜０）は全波整流の通電タイミングを遅角させて増磁動作するように、コンバータ部１２の全波整流の通電タイミングを制御する。

図５にＥＣＵ１８によるコンバータ部１２のフィードバック制御の流れを示す。また図６にコンバータ部１２の全波整流の通電タイミングを６０度進角させた場合におけるタイミングチャートを、図７に６０度遅角させた場合のタイミングチャートを夫々示す。

ここで本実施形態のインバータ発電機１００では、進角、遅角のいずれの場合も導通角を１８０度としている。導通角を１８０度とした理由は次の通りである。例えばＦＥＴ１について説明すると、図８に示すように導通角を１２０度とした場合には０度〜３０度の間ではＦＥＴ１のゲート電圧は接地電位(Grand Level）となっているためＦＥＴ１にチャネルが形成されず、Ｕ相からの電流はＦＥＴ１の寄生ダイオードを流れ、この寄生ダイオードにおける電圧降下分は熱となってＦＥＴ１の発熱量に寄与することとなる。これは１５０度から１８０度の間でも同様である。

これに対し、導通角を１８０度に設定した場合には、０度〜１８０度の区間では、ゲートに正の電圧がかかるためＦＥＴ１にチャネルが形成され、Ｕ相からの殆どの電流は抵抗の小さなチャネル側を流れ、寄生ダイオードによる電圧降下分は殆ど無く、発熱量は小さくなる。

ところで、本実施形態では、コンバータ部１２の上アーム（ＦＥＴ１，３，５）と下アーム（ＦＥＴ２，４，６）の両アームを使用して全波整流を行い、全波整流の通電タイミングについて、前述の制御（増磁（遅角）／減磁（進角））を行っている。このため、特許文献１のように片側アームのみで制御を行う場合に比べて微小な負荷変動に対するフィードバック制御の追従性がよく、１Ａ以下といった微小な負荷変動についても正確なフィードバックが行われ、コンバータ部１２の直流出力電圧を確実かつ安定して所定値に維持することができる。

なお、ＥＣＵ１８が直流電圧モニタ１６（検出手段）から入力されるコンバータ部１２の直流出力電圧を検出する際のサンプリング頻度は、コンバータ部１２の出力の安定性とフィードバックの応答性の双方が確保されるように設定する必要がある。本実施形態ではサンプリング頻度を７５０回／秒に設定している。

次にＥＣＵ１８によって行われるインバータ部１３の制御について説明する。先ず図９とともに、インバータ部１３のＰＷＭ制御のスイッチング周波数ｆｉ、ローパスフィルタ１５を構成するチョークコイル１５１のインダクタンスＬｉ、及びＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ７〜ＦＥＴ１０）の発熱量の関係について説明する。

インバータ部１３をＰＷＭ制御する際のスイッチング周波数ｆｉを高くしていくと、発生する高調波の周波数成分が増大する（このような高調波の発生については、例えば「トランジスタ技術２００３年８月号：ＣＱ出版社」の１６５〜１６６頁「高調波を除去する出力フィルタの設計」に詳述されている。）。このため、ローパスフィルタ１５を構成しているチョークコイル１５１のインダクタンスＬｉは小さくてよく、チョークコイル１５１の外形寸法も小さくすることができる。

しかしチョークコイル１５１のインダクタンスＬｉを小さくすると、ＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ７〜ＦＥＴ１０）の発熱量は増大する。ここでこの発熱量を抑えるには、スイッチング周波数ｆｉを低く設定すればよいが、そうすると高調波の周波数成分が小さくなり、所定の単相交流を得るためにチョークコイル１５１のインダクタンスＬｉを大きくしなければならなくなる。

そこで本実施形態では、実機の構成を考慮するとともに実機による実験を行って、ＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ７〜ＦＥＴ１０）のスイッチング周波数ｆｉの許容範囲を決定した。

まずチョークコイル１５１が配置されるインバータ部１３周辺の収納容積等の実装上の制約に基づいて、実機に実装可能なチョークコイル１５１の外形寸法や巻数の制限から許容される、チョークコイル１５１のインダクタンスの最大値Ｌｉｕを決定した。

ここでインダクタンスが大きい場合は、カットオフ周波数の関係から、発生する高調波の周波数成分が小さい場合でも当該周波数成分を容易に除去することができ、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング周波数ｆｉを低く設定することができる。ここでローパスフィルタ１５のカットオフ周波数ｆは、ｆ＝１／２π√（Ｌ・Ｃ）から求まる。つまりチョークコイル１５１のインダクタンスＬｉが大きい程、カットオフ周波数ｆは小さくなる。

このため、周波数成分が小さくても減衰量が大きくなり、スイッチング周波数ｆｉをあまり高くしなくても、不要な周波数成分を充分に減衰又は除去することができる。一方、インダクタンスＬｉが小さいと、カットオフ周波数ｆが大きくなるため、ある程度スイッチング周波数ｆｉを高くしないと不要周波数成分を効果的に減衰又は除去することができなくなる。

そこで本実施形態では、チョークコイル１５１のインダクタンスＬｉの最大値Ｌｉｕを決定した後、スイッチング周波数ｆｉの下限値を決定した。その結果、インダクタンスＬｉの最大値Ｌｉｕとして６５０μＨを、またスイッチング周波数ｆｉｌとして５ｋＨｚを得た。

一方、チョークコイル１５１のインダクタンスＬｉを小さくすると、カットオフ周波数の関係から、発生する高調波の周波数成分のうち、小さいものを除去できなくなってしまうため、スイッチング周波数ｆｉを高くしなければならないが、スイッチング周波数ｆｉを高くするとＭＯＳＦＥＴの発熱量が増えてしまう。ここでＭＯＳＦＥＴに許容される発熱量の上限は、実機に使用されるＭＯＳＦＥＴの仕様に応じて定まる。

そこで次にこの発熱量の上限からスイッチング周波数ｆｉの許容上限値ｆｉｕを求め、この許容上限値ｆｉｕに対応するインダクタンスＬｉ１を、出力側で発生する高調波発生との兼ね合いから決定した。

具体的には、巻数を減らしたチョークコイル１５１を数種類用意し、夫々について出力側で発生する高調波成分を測定し、その中から許容されるインダクタンスＬｉ１を決定した。その結果、チョークコイル１５１のインダクタンスＬｉ１として９０μＨを、スイッチング周波数の上限値ｆｉｕとして１９ｋＨｚを得た。

以上により、本実施形態では、ＰＷＭ制御のスイッチング周波数ｆｉの範囲として５ｋＨｚ〜１９ｋＨｚを得たので、この中間の値である１２ｋＨｚをＰＷＭ制御のスイッチング周波数ｆｉとして採用し、このスイッチング周波数ｆｉ（＝１２ｋＨｚ）でインバータ部１３をＰＷＭ制御するようにＥＣＵ１８を設定した。また別途実験により高調波成分の除去の有無を確認し、チョークコイル１５１のインダクタンスＬｉとして３５０μＨを得たため、チョークコイル１５１としてこのインダクタンスＬｉ（＝３５０μＨ）を有するものを用いた。

なお、本実施形態では、ローパスフィルタ１５を構成するコンデンサ１５２の容量は固定し（１０μＦ）、専らチョークコイル１５１のインダクタンスＬｉを変化させて実験を行っているが、コンデンサ１５２の容量を変化させて上記と同様の方法によりスイッチング周波数ｆｉ及びインダクタンスＬｉを決定するようにしてもよい。

以上に説明したように、コンバータ部１２の直流出力電圧に応じてコンバータ部１２の全波整流の通電タイミングを制御（進角／遅角）するようにしたため、コンバータ部１２を高速にフィードバック制御することが可能となり、インバータ発電機１００の出力を安定させることができる。

またコンバータ部１２を、ＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６）によるフルブリッジ回路で構成したため、コンバータ部１２の電力変換効率を向上させることができる。

またフルブリッジ回路を構成している全ての（上下アーム双方の）ＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６）を制御してコンバータ部１２の全波整流の通電タイミングを進角又は遅角させるようにしたため、小さな負荷変動についても確実にフィードバックをかけることが可能になり、インバータ発電機１００の出力が安定し、インバータ発電機１００の信頼性を高めることができる。

またコンバータ部１２のフルブリッジ回路を構成するＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６）を、その導通角内において矩形波でスイッチングするようにしたため、コンバータ部１２の電圧利用率を向上させることができる。

またコンバータ部１２の直流出力電圧のリップル分の許容限界値と発熱量の許容限界値とを超えない範囲内になるように、具体的には導通角内における矩形波のスイッチング周波数ｆｃがｆｃ１≦ｆｃ≦ｆｃ２となるようにコンバータ部１２のＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６）を制御するようにしたため、コンバータ部１２からインバータ部１３に適正な入力電圧を与えることができる。そしてこれによりインバータ発電機１００の発電効率を高めることができ、安定した出力を得ることができる。また発熱量が適正に抑えられ、インバータ発電機１００の信頼性を向上させることができる。

なお、コンバータ部１２の出力を高頻度で（７５０回／秒）検出し、この検出値に基づいてフィードバック制御を行い、ＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６）の各ゲートの通電タイミングの制御（進角／遅角）を行っているため、フィードバックの応答性が損なわれることはない。また負荷の変動が微小な場合でも、オーバーシュートやアンダーシュートといった不具合が発生することもなく、コンバータ部１２の直流出力を所定値に維持することができる。

またインバータ部１３のＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ７〜ＦＥＴ１０）をＰＷＭ制御する際のスイッチング周波数ｆｉが、ローパスフィルタ１５のインダクタンスＬｉの最大値Ｌｉｕと、インバータ部１３の出力に含まれる不要周波数成分の除去性能とから定まるスイッチング周波数ｆｉの下限値をｆｉ１とし、インバータ部１３の発熱量の許容限界値に対するスイッチング周波数の上限値をｆｉ２とするとき、インバータ部１３のスイッチング周波数ｆｉが、ｆｉ１≦ｆｉ≦ｆｉ２となるように制御するため、インバータ部１３の発熱量が許容限界値を超えない範囲内でインバータ部１３を制御することができる。また不要周波数成分を確実に除去することができる。また発熱量が適正に抑えられてインバータ発電機１００の信頼性を向上させることができる。

また本実施形態のインバータ発電機１００は、小さな出力変動に対する応答性が良く、出力を所定の電圧に正確に維持することができる。加えて、コンバータ部１２とインバータ部１３の制御信号のスイッチング周波数が最適な値に設定されているため、インバータ発電機１００の総合的な効率を高めることができる。

なお、以上の実施形態の説明は本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定するものではない。本発明はその趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得ると共に本発明にはその等価物が含まれることは勿論である。

本発明の実施形態に係るインバータ発電機１００のブロック図である。本発明の実施形態に係るコンバータ部１２の制御タイミングを説明する図である。本発明の実施形態に係るＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６）の制御信号の導通角内の波形（矩形波）を示す図である。本発明の実施形態に係る導通角における矩形波のスイッチング周波数ｆｃとＭＯＳＦＥＴの発熱、及びコンバータ部１２の直流出力電圧のリップル分の関係を示す図である。本発明の実施形態に係るＥＣＵ１８によるコンバータ部１２のフィードバック制御の流れを説明するフローチャートである。本発明の実施形態に係るコンバータ部１２の全波整流の通電タイミングを６０度進角させた場合のタイミングチャートである。本発明の実施形態に係るコンバータ部１２の全波整流の通電タイミングを６０度遅角させた場合のタイミングチャートである。導通角が１８０度と１２０度である場合のＦＥＴ１のドレイン−接地間電圧波形を比較した図である。本発明の実施形態に係るインバータ部１３のＭＯＳＦＥＴのＰＷＭ制御のスイッチング周波数ｆｉ、ＭＯＳＦＥＴの発熱量、及びチョークコイル１５１のインダクタンスＬｉの関係を示す図である。

符号の説明

１〜１０ＦＥＴ
１１発電部
１１３サブコイル
１１４エンコーダ
１２コンバータ部
１３インバータ部
１４コンデンサ
１５ローパスフィルタ
１６直流電圧モニタ
１７交流電圧モニタ
１８ＥＣＵ
１００インバータ発電機

Claims

三相交流出力を全波整流するコンバータ部と、前記コンバータ部に並列に接続され、前記コンバータ部の直流出力を交流に変換するインバータ部とを備えるインバータ発電機を制御する制御装置であって、
前記コンバータ部の直流出力電圧Ｖｉをリアルタイムに検出する検出手段と、
前記直流出力電圧Ｖｉの検出間隔をΔｔｉとし、前記直流出力電圧Ｖｉの変化率をΔＶｉ／Δｔｉ＝ΔＥｔｉとするとき、前記直流出力電圧Ｖｉの増加中（ΔＥｔｉ＞０）は前記コンバータ部の全波整流の通電タイミングを進角させ、前記直流出力電圧Ｖｉの減少中（ΔＥｔｉ＜０）は前記コンバータ部の全波整流の通電タイミングを遅角させるように制御する制御手段と
を備えることを特徴とするインバータ発電機の制御装置。
請求項１に記載のインバータ発電機の制御装置であって、
前記コンバータ部は、ＭＯＳＦＥＴを用いたフルブリッジ回路を有し、
前記制御手段は、前記フルブリッジ回路を構成する全ての前記ＭＯＳＦＥＴを制御することにより、前記全波整流の通電タイミングを進角又は遅角させること
を特徴とするインバータ発電機の制御装置。
請求項２に記載のインバータ発電機の制御装置であって、
前記ＭＯＳＦＥＴは、その導通角内において矩形波によりスイッチングされることを特徴とするインバータ発電機の制御装置。
請求項３に記載のインバータ発電機の制御装置であって、
前記制御手段は、
前記コンバータ部の直流出力電圧のリップル分の許容限界値に対する前記矩形波のスイッチング周波数の下限値をｆｃ１とし、前記コンバータ部の発熱量の許容限界値に対する前記矩形波のスイッチング周波数の上限値をｆｃ２とするとき、前記矩形波のスイッチング周波数ｆｃがｆｃ１≦ｆｃ≦ｆｃ２となるように前記全波整流の通電タイミングを制御することを特徴とするインバータ発電機の制御装置。
請求項１乃至４のいずれかに記載のインバータ発電機の制御装置であって、
前記インバータ部は、ＭＯＳＦＥＴを用いたフルブリッジ回路を有し、
前記インバータ発電機は前記インバータ部の後段に接続されるローパスフィルタを有し、
前記制御手段は、
前記インバータ部の前記ＭＯＳＦＥＴをＰＷＭ制御によりスイッチングし、
実装上の制限から定まる前記ローパスフィルタのインダクタンスの最大値と、インバータ部の出力に含まれる不要周波数成分の除去性能とから定まる前記ＰＷＭ制御のスイッチング周波数ｆｉの下限値をｆｉ１とし、前記インバータ部の発熱量の許容限界値に対する前記スイッチング周波数の上限値をｆｉ２とするとき、前記インバータ部の前記スイッチング周波数ｆｉが、ｆｉ１≦ｆｉ≦ｆｉ２となるように、前記インバータ部を制御することを特徴とするインバータ発電機の制御装置。