JP6236524B2

JP6236524B2 - 二重巻線型ボイスコイルモータ推力補償システム

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Publication number: JP6236524B2
Application number: JP2016518195A
Authority: JP
Inventors: リイリ; ドンファパン; チンプーグオ; ミンイワン; スーヤーション
Original assignee: Harbin Institute of Technology
Current assignee: Harbin Institute of Technology
Priority date: 2013-09-30
Filing date: 2014-09-09
Publication date: 2017-11-22
Anticipated expiration: 2034-09-09
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Description

本発明は、ボイスコイルモータ、特に、推力補償機能を有するボイスコイルモータ駆動制御システムに係わる。

ボイスコイルモータ( ＶｏｉｃｅＣｏｉｌＭｏｔｏｒ，ＶＣＭ)は、ローレンツ力の原理に基づいて設計されたモータであり、中間変換機構を使用する必要なく、電気信号を直線変位に直接変換できる。その他のタイプの電気モータと比べると、ボイスコイルモータは、構成が簡単で体積が小さく、重量が軽くて慣性が小さく、比推力が大きいなど多くの利点を有し、応用に幅広い見通しを有し、主に高精度、高周波励起、高速及び高加速度の位置決めシステムに応用され、光学及び測定システムや、光学アセンブリ、航空宇宙の面にも広く応用されている。

現在、超高精度サーボ制御分野において、ボイスコイルモータサーボ駆動コントローラの設計案は、主にリニアパワーアンプの案とＰＷＭ（パルス幅変調）パワーコンバータの案に分けられる。超高精度サーボシステムがリニアパワーアンプの案を採用して設計を行う場合、電流レスポンスが早く、スイッチング素子がチョッパーをオンオフすることによるシステムに生ずる推力リップルを解消し、出力推力の安定性を向上させた。しかし、リニアパワーアンプの案を採用して設計を行う場合、先ずは、電流レスポンスにオーバーシュートが存在するとともに電流遷移の時の非線形領域も存在する。その次、コントローラの設計も大きく制限され、高性能的に制御することは難易度が高い。リニアパワーアンプの案で超高精度サーボシステムを設計する場合、システムデバイスの発熱量が大きく、エネルギー損失が多い。超高精度位置決めサーボシステムの重要な発展方向の１つは、高過負荷、高加速度であり、無論デバイスの電力レベルに対する要求はより高く、リニアパワーアンプの案は、ますますと超高精度サーボ制御システムの電力の必要を満たせなくなる。

ＰＷＭパワーコンバータの案で超高精度サーボシステムを設計する場合、ボイスコイルモータサーボ制御システムの制御システムの設計により柔軟性を持たせるように、デジタルプロセッサーによってシステムの制御信号を制御し、より多くて複雑な制御方式によってシステムの駆動性能を制御できるとともに、システムは、レスポンス速度が速く、効率が高い利点を有する。ただし、ＰＷＭパワーコンバータの案に不足がある。先ず、スイッチング素子がチョッパーをオンオフすることによって、システムにおいては必然と電流リップルが生じ、それで電流変動が引き起こす推力変動（スイッチング素子がチョッパーをオンオフすることによるシステムにおいて生ずる推力リップルについて、以下は全部「推力変動」と称する）は超高精度ボイスコイルモータサーボ駆動制御システムの制御性能に大きな影響を与える。次に、ＰＷＭパワーコンバータの案を採用する場合、スイッチング電路のブリッジ上下アームのストレートを防ぐために設けたデッドタイムも、駆動システムにおいて不安定な現象を引き起こす。

現在、ＰＷＭパワーコンバータの案によってシステムにおいて生ずる推力変動を減少するため、高スイッチング周波数駆動方式を採用することが多い。例えば、推力変動を減少するために、設計者はスイッチング素子のスイッチング周波数を２００ｋＨｚに向上させると、従来のサーボモータ駆動制御システムにおいて採用される１０ｋＨｚのスイッチング周波数と比べてシステムの推力変動は当初の５％に減少したが、それとともに、スイッチング素子のスイッチング周波数は当初の２０倍に上昇し、スイッチング素子のスイッチング損失も当初の２０倍に上昇し、また、スイッチング素子のスイッチング周波数が上昇
するため、スイッチング素子に対する要求も高くなり、駆動システムのコストが大きくなる。また、スイッチング周波数を向上させると、制御システムの制御の難易度及び駆動システムの駆動電路の設計の難易度を向上させ、システムの安定性を大きく下降させる。

超高精度サーボ制御分野におけるボイスコイルモータサーボ駆動コントローラに対する研究の焦点は、主に２つの方向がある。一は、リニアパワー増幅器の電力レベル及び応答速度を向上させて、さらなるシステムサーボ制御性能を獲得することであり、二は、如何にしてＰＷＭパワーコンバータの案におけるシステムの推力変動を減少して、システムの制御性能を向上させるかのことである。

前文の分析によると、ボイスコイルモータサーボ制御システムが従来のＰＷＭパワーコンバータの案を採用する場合、そのシステム構造の概略図は、図２４の通りであり、システムにおいてスイッチング素子がチョッパーをオンオフすることで主巻線に電流変動を生ずるため、図２３の通り、ボイスコイルモータサーボシステムの出力推力の変動を引き起こす。

従来のサーボが採用する１０ｋＨｚで、ボイスコイルモータサーボ駆動システムの出力推力は、図２５Ａ〜図２５Ｃの通りである。

図２５Ａ〜図２５Ｃを参照すると、その際にボイスコイルモータサーボシステムが小さい推力を出力しており、システムの出力推力の変動範囲は９.３３９８Ｎ〜３.３３２４Ｎであり、平均出力推力は６.３３６１Ｎであり、出力推力変動のピークピーク値は６.００７４Ｎである。

システム出力推力変動を解決する従来の解決方法によって、システム駆動回路のスイッチング周波数を２００ｋＨｚに向上させると、システム出力推力のシミュレーション波形は図２６Ａ〜図２６Ｃの通りである。

システム駆動回路のスイッチング周波数が２００ｋＨｚに向上すると、システムの出力推力の変動範囲は、６.９９５４Ｎ〜６.６９３５Ｎであり、出力推力変動のピークピーク値は０.３０１９Ｎであり、出力推力変動は１０ｋＨｚのスイッチング周波数と比べて当初の５％に減少する。

超高精度サーボ制御分野において、ボイスコイルモータサーボ駆動制御システムにＰＷＭパワーコンバータ制御の案を採用する場合の推力変動がシステムに与える影響について、本発明は、システムＰＷＭスイッチング周波数を向上させなく、ＰＷＭパワーコンバータの案を採用する場合のシステムの推力変動を有効的に減少し、システムの作業性能を向上させ、システム駆動回路の設計難易度を下降させ、システムの安定性を向上させ、システムの損失を減少させるために、以下の案を提出した。

本発明の１つの態様は、その各ペアの主巻線の間に配置される副巻線を備える二重巻線型ボイスコイルモータ推力補償システムを提供し、主巻線はボイスコイルモータの主な作業巻線であり、ボイスコイルモータ駆動システムが動作中に必要な出力電磁推力を提供し、副巻線は補償巻線であり、主巻線と反対する推力変動を提供し、主巻線の推力変動に対して補償を行うことで、ボイスコイルモータの主巻線と副巻線の出力推力の合力を一定に保持する。

主巻線は、１つ又は２つの個別の被制御電圧源に基づいて電源が供給される主巻線スイッチ駆動回路によって駆動されることが好ましい。

副巻線は、２つの個別の被制御電圧源に基づいて電源が供給される副巻線スイッチ駆動回路によって駆動されることが好ましい。

主巻線、副巻線の駆動回路はＨフルブリッジ駆動回路であることが好ましい。

副巻線駆動回路は、２つの個別の被制御電圧源、即ち、第２の直流電圧源及び第３の直流電圧源によって電源が供給され、且つ前記第２の直流電圧源及び第３の直流電圧源は、Ｂｕｃｋ直流チョッパー回路、Ｂｏｏｓｔ直流チョッパー回路またはＢｕｃｋ-Ｂｏｏｓｔチョッパー回路によって獲得されることが好ましい。

主巻線は、２つの個別の被制御電圧源によって電源が供給される主巻線スイッチ駆動回路によって駆動され、且つ主巻線のデュアル電源駆動回路の電源、即ち、第１、第４の直流電圧源は、Ｂｕｃｋ直流チョッパー回路によって獲得できることが好ましい。

本発明の案は、ボイスコイルモータサーボシステムの推力変動を極めて弱める可能であるとともに、システムがボイスコイルモータサーボ駆動制御システムに対する超高精度制御をより低いスイッチング周波数で実現でき、システムの安定性を向上させ、システムの損失を減少させ、且つ駆動コントローラのコストを大きく下降させる。

一対の極の二重巻線型ボイスコイルモータを示す図。（Ａ）は主巻線及び副巻線の内外レイヤー構造式の巻付を示す図、（Ｂ）は主巻線及び副巻線の内外レイヤー構造式の巻付を示す切断図、（Ｃ）は主巻線及び副巻線の上下レイヤー構造式の巻付を示す透視図、（Ｄ）は主巻線及び副巻線の上下レイヤー構造式の巻付を示す切断図である。（Ａ）〜（Ｃ）は充填式の主巻線及び副巻線の巻付を示す概略図。（Ａ）は多極の二重巻線型ボイスコイルモータ構成を示す概略図、（Ｂ）は多極の二重巻線型ボイスコイルモータ構成を示す概略図である。（Ａ）は主巻線及び副巻線の上下レイヤー構造の巻付方式と磁石鋼及び永久磁石の配置関係を示す図、（Ｂ）は主巻線及び副巻線の内外レイヤー構造式の巻付方式と磁石鋼、永久磁石の配置関係を示す図である。は単一電源の主、副巻線出力推力の補償関係を示す図である。は当初単一電源の推力補償システムの概略図である。はデュアル電源フルブリッジ駆動回路の構成図である。はデュアル電源推力補償制御システムの推力補償効果を示す図である。本発明の第１の実施形態による改良型の二重巻線型推力補償システムのブロック図である。本発明の第１の実施形態による改良型の二重巻線型推力補償システムの構成図である。本発明の第1の実施例による改良型の二重巻線システムの出力推力シミュレーション波形図であり、システム出力推力シミュレーションの全体結果図である。本発明の第1の実施例による改良型の二重巻線システムの出力推力シミュレーション波形図であり、０〜０.００１ｓにシステムの出力推力シミュレーション結果の部分拡大図である。本発明の第1の実施例による改良型の二重巻線システムの出力推力シミュレーション波形図であり、０.０１５ｓ〜０.０１６ｓにシステムの出力推力シミュレーション結果の部分拡大図である。は本発明の第１の実施形態による改良型の二重巻線型システムの出力推力シミュレーション波形部分拡大図である。可変デューティ比に基づく改良型の二重巻線型推力補償システムの出力推力シミュレーション波形であり、システムの出力推力シミュレーション全体結果図である。可変デューティ比に基づく改良型の二重巻線型推力補償システムの出力推力シミュレーション波形であり、システムが０-０.００１ｓの間に出力推力シミュレーション結果の部分拡大図である。可変デューティ比に基づく改良型の二重巻線型推力補償システムの出力推力シミュレーション波形であり、システムが０.０６ｓ〜０.０６１ｓに出力推力シミュレーション結果の部分拡大図である。は可変デューティ比に基づくシステム出力推力シミュレーション波形部分拡大図である。可変デューティ比に基づくシステム出力推力の定常状態シミュレーション波形部分拡大図である。はＢｕｃｋ直流チョッパー回路の構造図である。はＢｕｃｋ直流チョッパー回路を採用して制御電源における二重巻線型推力補償システムの構造図である。二重巻線型推力補償システムの推力シミュレーション波形図であり、システム出力推力シミュレーション全体結果図である。二重巻線型推力補償システムの推力シミュレーション波形図であり、システムが０-０.００１ｓの間に出力推力シミュレーション結果の部分拡大図である。二重巻線型推力補償システムの推力シミュレーション波形図であり、システムが０.０８５ｓ〜０.０８６ｓに出力推力シミュレーション結果の部分拡大図である。（Ａ）は主巻線及び副巻線の出力推力の部分拡大図、（Ｂ）は巻線出力推力合力の部分拡大図である。本発明の第２の実施形態による改良型の二重巻線型推力補償システムの構成ブロック図である。本発明の第２の実施形態による改良型の二重巻線型推力補償システムの構成図である。本発明の第２の実施例による改良型の二重巻線型デュアル電源推力補償システムの推力シミュレーション波形図であり、システム出力推力シミュレーションの全体結果図である。本発明の第２の実施例による改良型の二重巻線型デュアル電源推力補償システムの推力シミュレーション波形図であり、０-０.０００８ｓにシステムの出力推力シミュレーション結果の部分拡大図である。本発明の第２の実施例による改良型の二重巻線型デュアル電源推力補償システムの推力シミュレーション波形図であり、０.０６６ｓ〜０.０６７ｓにシステムの出力推力シミュレーション結果の部分拡大図である。は本発明の第２の実施例によるＢｕｃｋ回路に駆動されるシステムの構造図である。はスイッチング素子スイッチチョッパーの影響における主巻線出力推力の推力変化波形図である。は当初Ｈ型フルブリッジ回路の構造図である。１０kＨzでの当初ボイスコイルモータサーボ駆動システムの出力推力シミュレーション図であり、システムの出力推力シミュレーションの全体結果図である。１０kＨzでの当初ボイスコイルモータサーボ駆動システムの出力推力シミュレーション図であり、０-０.００１ｓにシステムの出力推力シミュレーション結果の部分拡大図である。１０kＨzでの当初ボイスコイルモータサーボ駆動システムの出力推力シミュレーション図であり、０.０３ｓ〜０.０３１ｓにシステムの出力推力シミュレーション結２００ｋＨｚでの当初ボイスコイルモータサーボ駆動システムの出力推力シミュレーション図であり、システムの出力推力シミュレーションの全体結果図である。２００ｋＨｚでの当初ボイスコイルモータサーボ駆動システムの出力推力シミュレーション図であり、０-０.０００２ｓにシステムの出力推力シミュレーション結果の部分拡大図である。２００ｋＨｚでの当初ボイスコイルモータサーボ駆動システムの出力推力シミュレーション図であり、０.００８ｓ〜０.００８２ｓにシステムの出力推力シミュレーション結果の部分拡大図である。

従来の超高精度サーボ制御分野において、ボイスコイルモータサーボ駆動制御システムにＰＷＭパワーコンバータの案を採用する時に生ずる推力変動がシステムのサーボ性能に与える影響を克服するため、本発明は、新しいボイスコイルモータ構成及び対応するサーボ駆動制御システム駆動制御を提供する。

本発明が当該技術課題を解決するための技術案は、ボイスコイルモータ主巻線の他の端部において、補償補助副巻線を設計し、副巻線によって主巻線と完全に反対する推力変動を生じ、副巻線を応用してボイスコイルモータの主巻線と副巻線とに生じる推力変動を互いに相殺させることである。ＰＷＭパワーコンバータの案では、ボイスコイルモータサーボシステムの主巻線及び副巻線が生じる合成出力推力を一定に保持し、より低いスイッチング周波数でボイスコイルモータの高精度サーボ制御を実現することができ、システムの制御機能を有効的に向上させ、且つ駆動制御システムの安定性を向上させ、駆動制御器のコストを下降させた。

図１は、一対の極の二重巻線型ボイスコイルモータを例として、本発明の一実施様態の二重巻線型ボイスコイルモータの構成を示す図である。普通のモータ巻線では、主巻線１００において他の巻線、即ち、副巻線２００を追加し、モータ副巻線２００が生じる推力変化は、主巻線１００の推力変動と幅が同一で方向が反対であることを実現し、さらにモータの推力変動を抑制してシステムにより高い位置決め精度を有させる。

主巻線及び副巻線の１００、２００の配置及び設計は、駆動制御システムに必要とする各巻線の電気的時定数及びモータのエアギャップの配置に関係する。

巻線１００、２００の巻付は、レイヤー構造式と充填式とに分けられる。例えば、図２（Ａ）〜（Ｄ）はレイヤー構造式の２種類の構造を示し、図２（Ａ）〜（Ｂ）は主巻線及び副巻線の内外レイヤー構造式の巻付を示す概略図、図２（Ｃ）〜（Ｄ）は主巻線及び副巻線の上下レイヤー構造式の巻付を示す概略図である。

図２（Ａ）〜（Ｂ）を参照すると、副巻線２００は２層の主巻線１００の間に囲まれ、内側の主巻線で巻線支柱３００の外層が囲まれている。

図２（Ｃ）〜（Ｄ）を参照すると、副巻線２００は上下２層の主巻線１００の間に挟まれ、巻線支柱３００は上から下まで上層の主巻線、副巻線及び下層の主巻線を通している。

図３（Ａ）〜（Ｃ）は、充填式の主巻線及び副巻線の巻付方式である。特別の設計の需
要によって、副巻線２００のマグネトワイヤの直径がより小さいため、副巻線２００のマグネトワイヤを主巻線１００の隙間に充填することも考えられる。

図４（Ａ）〜（Ｂ）は、多極の二重巻線型ボイスコイルモータ構成を示す概略図である。モータ一次巻線（１００、２００、３００）は、エポキシ接着剤によって一次支持板４００内に密封され、一次支持板は一次支持台５００に支持される。二次磁石鋼６００はヨーク板７１０を介して二次支持機構７００によって接続される。上述した構造は、モータの完全の構造形式を構成する。

図５（Ａ）〜（Ｂ）は、異なる形式のレイヤー構造で巻付けて得た内外層及び上下層の巻線と磁石鋼及び永久磁石位置配置関係を示す。

本発明は、ボイスコイルモータに副巻線２００を追加した後、通電して主巻線１００と反対する推力変動を生じさせることで、主巻線推力変動に対する補償を実現した。副巻線２００が主巻線１００に対する推力変動の波長原理は図９の通りである。

以下、第１の二重巻線型ボイスコイルモータ駆動回路の実現実施例について詳しく説明する。

実施例１
図６は、単一電源主副巻線出力推力の補償関係図である。

図６が示すように、単一電源主、副巻線推力補償において、副巻線の出力推力変動は、主巻線が生じた推力変動を有効的に減少することができるが、副巻線は、主巻線推力変動を減少するとともに、主巻線の平均出力推力を減少し、その結果主巻線及び副巻線の出力合力の平均値を減少してシステムの出力能力を減少する。副巻線出力推力は、副巻線の巻線電流に比例するため、本実施例が実現しようとすることは、副巻線の巻線電流変化動向を変わらない条件で低副巻線の巻線平均電流を低下させることである。

図７が示す単一電源二重巻線型推力補償システムの副巻線駆動回路をさらに分析すると、副巻線の平均電流は、導通期間内（即ち、ＶＴ１、ＶＴ３、ＶＴ１’及びＶＴ３’においては導通信号、ＶＴ２、ＶＴ４、ＶＴ２’及びＶＴ４’においては切断信号）の平均電流及び切断期間内（即ち、ＶＴ１、ＶＴ３、ＶＴ１’及びＶＴ３’においては切断信号、ＶＴ２、ＶＴ４、ＶＴ２’及びＶＴ４’においては導通信号）の平均電流の組合せであり、導通期間及び切断期間内において異なる直流側電圧の採用が可能であれば、導通期間内における平均電流及び切断期間内における平均電流の異なる組合せによって、副巻線平均出力電流を調整する目的を実現することができる。

よって、二つの電圧源がそれぞれ異なる電圧Ｕｄｃ１及びＵｄｃ２を採用して、図８に示す通り、回路が導通期間及び切断期間内において異なる直流側電圧を使用するように制御し、巻線出力電流の波形を平行移動して巻線出力平均電流を制御する目的を達し、その際の主巻線及び副巻線の推力補償効果の図は、図９の通りである。

本発明の設計要求によって、本実施例は、改良したデュアル電源Ｈフルブリッジ駆動回路を副巻線の駆動回路として新しい二重巻線型推力補償システムを構成することを提出し、システムの構成図は、図１０の通りである。

図１０の示すように、この時、巻線駆動回路９００が採用するのは、改良したデュアル電源Ｈフルブリッジ駆動回路であり、主巻線及び副巻線の２つの駆動回路８００、９００は、完全に同様な半導体パワーデバイスを採用するとともに、半導体パワーデバイスにお
ける駆動信号も完全に同様であり、主巻線及び副巻線の駆動回路が同期的にオンオフを行うことを保証し、即ち、主巻線の出力推力及び副巻線の出力推力が同期的に上昇及び下降を行うことを保証した。

前文の分析に従い、副巻線駆動回路における２つの電源の電圧値Ｕｄｃ２１及びＵｄｃ２２を調整することで、即ち、副巻線のスイッチング素子チョッパーによる電流変動（以下は、全部「電流変動」に略す）が変わらないように保持する条件で、副巻線電流が１つのスイチンッグサイクル内における平均値（以下は、全部「平均電流値」に略す）を調整する。副巻線の電流平均値がゼロに調整された場合、副巻線の平均出力推力もゼロになり、即ち、副巻線は、単に主巻線の推力変動のみに対して補償を行うととみに、主巻線の平均出力推力に影響を与えない。

なお、本実施例では、改良型の二重巻線型推力補償システムは導通期間内において、副巻線電流が電源Ｕｄｃ２１に制御されて上昇（又は下降）し、切断期間内において、副巻線電流がＵｄｃ２２に制御されて逆に変化し、即ち、下降（又は上昇）する。よって、副巻線電流変動が変わらないように保証するために、副巻線駆動回路の２つの電源の電圧の和が変わらないことを保証する必要がある。即ち、

式１.１

そして、副巻線駆動回路９００の２つの電源の電圧値の差は、副巻線平均電流を影響し、副巻線駆動回路の２つの電源電圧値の差を調整することで、副巻線電流変動が変わらない条件において巻線平均電流をゼロに調整する。

この実施例の二重巻線型推力補償システムの状態微分方程式系に対して解を求め、得たのは、副巻線抵抗及び駆動回路電圧が以下の条件を満たす場合、

式１.２
うち，
Ｕ_ｄｃ１は、第１の左ブリッジアーム、第１の右ブリッジアーム、即ち、第１の直流電圧源の電圧値、
Ｕ_ｄｃ２１は、第２の左ブリッジアーム、即ち、第２の直流電圧源の電圧値、
Ｕ_ｄｃ２２は、第２の右ブリッジアーム、即ち、第３の直流電圧源の電圧値、
Ｒ_１は主巻線抵抗、
Ｒ_２は副巻線抵抗、
Ｌ_１は主巻線インダクタンス、
Ｌ_２は副巻線インダクタンス、
Ｍは主巻線と副巻線との間の相互インダクタンス、
Ｋ_ｆ１は主巻線推力係数、
Ｋ_ｆ２は副巻線推力係数、
Ｄはデュアル電源駆動回路スイッチング素子デューティ比である。

この際に、副巻線は、任意の時刻で主巻線推力変動を補償することができ、且つ主巻線平均出力推力に対して影響を与えない。

システム駆動回路は、従来のサーボシステムが採用する１０kＨzのスイッチング周波数を採用する場合、本実施例を採用する場合のシステムの出力推力シミュレーション波形は、図１１Ａ〜図１８Ｃの示す通りである。

シミュレーション波形図が示すように、その際の副巻線の出力推力は、主巻線出力推力をよりよく補償することができるとともに、副巻線の平均出力推力が基本的にゼロに保持し、副巻線平均出力推力が主巻線出力推力に対する影響を下降させた。また、部分拡大図１２の示すように、その際、主巻線出力推力は８.２７３３Ｎ〜５.４３７２Ｎ、主巻線出力推力の変動値は２.８３６１Ｎ、主巻線平均出力推力は６.８５５３Ｎである。二重巻線型システムの出力推力の合力は６.８５９７Ｎ〜６.８５２１Ｎ、平均出力推力の変動範囲は７.６mＮ、出力推力合力平均値は６.８５５９Ｎであり、設定した性能指標を満たし、推力変動は９９.７３％を減少したとともに巻線出力推力平均値に対して影響を与えなく、シミュレーション結果は当該設計の正確性及び合理性を検証した。

その後、可変デューティ比に基づく二重巻線型推力補償システムの作業性能に対してシミュレーション実験を行い、システムの迅速な応答能力及び動的な推力補償効果に対して検証を行う。システム出力推力のシミュレーション結果は、図１３Ａ〜１３Ｃの示す通りである。

シミュレーション波形図の示すように、可変デューティ比の条件において、副巻線は、より早く主巻線出力推力の変化を追跡することができ、巻線出力推力の応答速度は、主に電気時間定数に制限させ、また部分拡大図１４の示すように、変化の中に二重巻線型システム出力推力合力の変動値は、依然として限定の範囲内に制限され、巻線出力推力が下降する過程において、主副巻線出力推力の合力の変動値は、かえって減少する。

また、部分拡大図１５の示すように、システムの調整後の定常状態追跡性能がよく、可変デューティ比シミュレーションの実験において、主巻線出力推力は-５.４３７２Ｎ〜-８.２７３３Ｎ、主巻線出力推力の変動値は２.８３６１Ｎ、主巻線平均出力推力は-６.８５５３Ｎである。二重巻線型システムの出力推力の合力は-６.８５２１Ｎ〜-６.８５９７Ｎ、平均出力推力の変動範囲は７.６mＮ、出力推力合力平均値は-６.８５５９Ｎであり、設定した性能指標を満たし、推力変動は９９.７３％を減少したとともに巻線出力推力平均値に対して影響を与えなく、シミュレーション結果は、本実施例の二重巻線型推力補償システムがより良い動的推力変動補償能力を有し、動的応答能力が良いことを検証した。

実際のシステムにおいて、副巻線駆動回路９００の制御可能電源Ｕｄｃ２１及びＵｄｃ２２は、Ｂｕｃｋ直流チョッパー回路、略称はＢｕｃｋ回路で獲得することが可能で、Ｂｕｃｋ直流チョッパー回路の構成図は、図１６の示す通りである。

図１６の示すように、Ｂｕｃｋ直流チョッパー回路も、スイッチング素子ＶＴに対する精確なチョッパー制御によって、電圧の精確な調整を実現する。Ｂｕｃｋ直流チョッパー回路のスイッチング素子のスイッチング周波数の向上、及びインダクタンスＬとキャパシタンスＣとのパラメータの対応関係の調整によって、より高い定常状態電圧出力能力及びより早い応答性能を有するＢｕｃｋ直流出力電圧を獲得することができる。

Ｂｕｃｋ直流チョッパー回路を副巻線駆動回路制御電源に基づく二重巻線型推力補償システムとして採用する構成図は、図１７の示す通りである。

図１７の示すように、Ｂｕｃｋ回路１及びＢｕｃｋ回路２は、それぞれ当初回路構成におけるＵｄｃ２１及びＵｄｃ２２の機能に代わる。また、前文の理論分析と一定のデュー及び可変デューティ比に基づくシステムのシミュレーション実験結果の示すように、副巻線が１つのスイチンッグサイクル内における出力電流は、基本的にゼロに保持し、それはＢｕｃｋ直流チョッパー回路のスイッチング素子ＶＴ、インダクタンスＬ及びキャパシタンスＣの要求を大きく下降させ、回路設計構成及びパラメータの対応関係が基本的に変わらないことをもとに、より容易にＢｕｃｋ回路のスイッチング素子のスイッチチョッパー周波数を有効的に向上させ、さらにシステムを最高の制御性能を有させる。

実際のシステムにおいて副巻線の制御電源回路がＢｕｃｋ直流降圧チョッパー回路採用する場合における回路の制御性能に対してシミュレーション分析を行い、システム出力推力のシミュレーション結果は、図１８Ａ〜１８Ｃの示す通りである。

シミュレーション結果の示すように、実際の作業条件で、Ｂｕｃｋ直流チョッパー回路を副巻線駆動回路９００被制御電圧のソースとして採用する場合、システムは依然として副巻線推力補償の目的をより良く実現することができる。

シミュレーション波形図の示すように、半導体デバイスのトランジスタ電圧下降、及びＢｕｃｋ回路におけるインダクタンス及びキャパシタンスの充放電がＢｕｃｋ回路の作業性能に対する影響を考えて、Ｂｕｃｋ回路のデューティ比に対して精確に設計した後、二重巻線型推力補償システムは主巻線の出力推力をより良く補償することができる。部分拡大図１９（Ａ）〜（Ｂ）の示すように、その際、主巻線の出力推力の範囲は８.２６８２Ｎ〜５.４２７２Ｎ、主巻線出力推力変動のピークピーク値は２.８４１Ｎ、主巻線平均出力推力は６. ８４７７Ｎ、副巻線の補償により二重巻線型推力補償システムの出力推力の合力は６.８８９２Ｎ〜６.８０９Ｎとなり、システム出力推力合力変動のピークピーク値は０.０８０２Ｎ、出力推力の平均値は６.８４９１Ｎであり、巻線出力推力変動は９７.１７％を減少したとともに巻線出力推力平均値を減少しなく、本発明の当該案の設計目標を実現した。

実施例２
上述した記載から見ると、副巻線がデュアル電源フルブリッジ駆動回路を採用し、主巻線及び副巻線の駆動回路が同様のスイッチチョッパー信号を採用する場合、副巻線デュアル電源駆動回路の２つの電源の電圧値を調整することによって、副巻線が任意の時刻においても主巻線推力変動を補償することができるとともに副巻線平均出力推力がゼロとなり、主巻線平均出力推力に対して影響を与えないとわかるが、実際の作業条件においては、副巻線駆動回路の被制御電源はＢｕｃｋ直流チョッパー回路によって獲得する場合、実際条件におけるＢｕｃｋチョッパー回路の作業性能に制限されたため、推力変動補償効果は下降し、モータの動的応答能力が影響を受け、そして主巻線はデュアル電源フルブリッジ駆動回路を採用する場合、デュアル電源駆動回路の２つの電源の電圧値を調整することによって、より小さい巻線出力推力変動の条件に基づいて主巻線の平均出力推力を調整するこ
とができるが、主巻線のみがデュアル電源フルブリッジ回路を採用する場合、システム出力推力変動が極めて小さいことを保証する条件に基づいて、システムの平均出力推力の範囲は制限される。

ボイスコイルモータサーボシステムが超高精度サーボシステムに応用される場合、実際の作業条件において最も小さいシステム出力推力変動及び最高のシステム制御性能を獲得するために、主巻線及び副巻線を、いずれもデュアル電源駆動回路を採用するようにさせることができ、主巻線を制御することによって、主巻線出力推力変動を減少させ、ボイスコイルモータサーボシステムが最も小さい推力変動を獲得するように副巻線によって主巻線推力変動を補償し、即ち、実際の作業条件において、主巻線及び副巻線が最高の適応条件で作業してシステムが最も小さい出力推力変動を獲得するように、主巻線及び副巻線のデュアル電源回路の被制御電源回路を同時に調整する。

本発明の第２の実施様態に基づく改良型の二重巻線型推力補償システムの構成図は、図２０（Ａ）〜（Ｂ）の示す通りである。

図２０（Ａ）〜（Ｂ）の示すように、本実施例において、主巻線及び副巻線は、いずれも改良されたデュアル電源フルブリッジ駆動回路を採用した。その際、主巻線駆動回路の駆動電圧源の電圧値Ｕｄｃ１１及びＵｄｃ１２を調整すると、主巻線出力の推力変動を減少することができ、副巻線駆動回路の２つの電圧源Ｕｄｃ２１及びＵｄｃ２２の電圧値を制御することによって、副巻線を主巻線出力推力変動に対して補償させることができ、且つ副巻線平均出力推力はゼロとなり、副巻線が主巻線平均出力推力に対する影響を取り除く。また、サーボシステムがデューティ比を調整することでシステム平均出力推力を調整する場合、主巻線駆動回路及び副巻線駆動回路の同時調整によって、システムが動的過程における出力推力の安定性を増やし、システム出力推力調整の迅速性を向上させ、システムの動的応答能力を強化した。また、実際の応用過程において、本実施例における主巻線及び副巻線の被制御電圧源Ｕｄｃ１１、Ｕｄｃ１２、Ｕｄｃ２１及びＵｄｃ２２は、いずれも同一電源変調形式、例えば、Ｂｕｃｋ直流チョッパー回路を採用して実現し、そして被制御電源変調過程に生ずる電圧変動によるシステム出力推力変動を減少することができ、システムの出力推力変動をさらに減少する。

その際、本実施例における主巻線及び副巻線の駆動回路における被制御電圧源の電圧値及び副巻線抵抗値は、以下の方式に従って設計することができる。

（式１.３）
うち、Ｕ_ｄｃ１１は主巻線駆動回路左ブリッジアーム被制御電圧源の電圧値、
Ｕ_ｄｃ１２は主巻線駆動回路右ブリッジアーム被制御電圧源の電圧値、
Ｕ_ｄｃ２１は副巻線駆動回路左ブリッジアーム被制御電圧源の電圧値、
Ｕ_ｄｃ２２は副巻線駆動回路右ブリッジアーム被制御電圧源の電圧値、
Ｒ_１は主巻線抵抗、
Ｒ_２は副巻線抵抗、
Ｌ_１は主巻線インダクタンス、
Ｌ_２は副巻線インダクタンス、
Ｍは主巻線と副巻線との間の相互インダクタンス、
Ｋ_ｆ１は主巻線推力係数、
Ｋ_ｆ２は副巻線推力係数、
Ｆ_ｍａｘは１つのスイッチングサイクルにおいてサーボシステムが必要な最大の正の平均推力、
Ｆ_ｍｉｎは１つのスイッチングサイクルにおいてサーボシステムが必要な最大の負の平均推力、
Ｄ_ｍａｘはスイッチのデッドゾーンを考える条件において主巻線デュアル電源フルブリッジ駆動回路の最大デューティ比、
Ｄ_ｍｉｎはスイッチのデッドゾーンを考える条件において主巻線デュアル電源フルブリッジ駆動回路の最小デューティ比、
αは主巻線出力推力を十分にシステム推力の要求を満たせるために用意しておいた余裕係数であり、ただし、０<α<１。
シミュレーション実験によって理論分析の正確性及び合理性を検証し、実施例１シミュレーション実験のと同様のボイスコイルモータ及びスイッチ信号スイッチング周波数を採用する場合、システムの出力推力シミュレーション波形は図２１の示す通りである。

図２１のシミュレーション波形図の示すように、主巻線及び副巻線は、いずれもデュア
ル電源回路を採用して設計した後、二重巻線型超精度サーボ制御システムの巻線出力推力合力の変動をさらに減少し、且つ部分拡大図２１Ｂの示すように、過渡状態において、主巻線及び副巻線のデュアル電源駆動制御回路によって２つの被制御電圧源の配合を制御し、過渡状態調整における巻線出力推力合力の変動をさらに減少し、過渡状態の特性が良い。また、部分拡大図２１Ｃの示すように、定常状態条件において主巻線出力推力の変動範囲は６.８６２７Ｎ〜６.８１１２Ｎ、１つのスイッチングサイクルにおける主巻線出力推力の変動量は０.０５１５Ｎ、平均出力推力は６.８３７０Ｎ、主巻線及び副巻線の出力推力合力の定常状態変動範囲は６.８３７２Ｎ〜６.８３７１Ｎ、１つのスイッチングサイクルにおける巻線出力推力合力の変動量は０.０００１Ｎ、出力合力の平均推力は６.８３７１５Ｎである。従来の単一の巻線Ｈフルブリッジ駆動回路の案と比べて、システム出力推力変動量は当初の０.００１５７％に減少し、実施例２の副巻線のみがデュアル電源構成を採用する案と比べて、システム出力推力合力の変動量は当初の１.３１６％に減少した。シミュレーション実験は、理論分析の正確性及び合理性を検証し、主巻線及び副巻線はいずれもデュアル電源駆動を採用する案は、ボイスコイルモータ超精度サーボシステム出力推力変動量をさらに減少することができ、よって、システムはより良いサーボ駆動性能を獲得する。

実際のシステム中において、Ｂｕｃｋ回路を主巻線及び副巻線の駆動回路の制御電源として使用する場合、本実施例のボイスコイルモータサーボシステムの構成図は図２２の示す通りである。

図２２の示すように、その際、主巻線及び副巻線のデュアル電源駆動回路の電源は、いずれもＢｕｃｋ直流チョッパー回路によって獲得し、Ｂｕｃｋ直流チョッパー回路のパラメータに対して設計を行うことによって、定常状態条件においてシステムに最も小さい出力推力変動を獲得させ、Ｂｕｃｋ回路スイッチング素子のスイッチングチョッパーが実際の作業条件においてシステム出力推力変動に対する影響を減少し、動的過程において、主巻線及び副巻線の駆動回路におけるＢｕｃｋ回路を同時に調整し、システムの動的調整過程における推力変動を減少し、平均出力推力の動的応答能力を向上させることができる。

理解すべきのは、上述したＢｕｃｋ直流チョッパー回路のほか、Ｂｕｃｋ直流チョッパー回路、又はＢｕｃｋ-Ｂｏｏｓｔチョッパー回路を採用して主巻線及び副巻線の駆動回路における電源を獲得することができる。

上述したものは本発明のより良い実施例のみであり、本発明の実施範囲を限定するものではない。即ち、本願発明特許請求の範囲に従う同等の変化及び修正は、すべて本発明の技術範囲内に属す。

Claims

各ペアの主巻線の間に配置される副巻線を有するボイスコイルモータを駆動するための二重巻線型ボイスコイルモータ推力補償システムであって、前記ボイスコイルモータの前記主巻線と前記副巻線の出力推力合力を一定に保持させるように、前記ボイスコイルモータのメイン作業巻線である前記主巻線は、前記ボイスコイルモータ駆動システムの作業中に必要な出力電磁推力を提供し、補償巻線である前記副巻線は、前記主巻線と反対する推力変動を提供して前記主巻線の推力変動を補償し、
前記システムは、
直列に接続する第１のＦＥＴ及び第４のＦＥＴからなる第１の左ブリッジアーム、及び直列に接続する第２のＦＥＴ及び第３のＦＥＴからなる第１の右ブリッジアームを備え、前記ボイスコイルモータの前記主巻線に接続する第１のＨ形フルブリッジ駆動回路と、
第１の左ブリッジアーム、第１の右ブリッジアームのＦＥＴに制御信号を提供するための第１のＰＷＭ制御部と、
同時に第１の左ブリッジアーム及び第１の右ブリッジアームへ電源を供給する第１の直流電圧源と、
直列に接続する第５のＦＥＴ及び第８のＦＥＴからなる第２の左ブリッジアーム、直列に接続する第６のＦＥＴ及び第７のＦＥＴからなる第２の右ブリッジアームを備え、前記ボイスコイルモータの前記副巻線に接続する第２のＨ形フルブリッジ駆動回路と、
第２の左ブリッジアーム、第２の右ブリッジアームのＦＥＴに制御信号を提供するための第２のＰＷＭ制御部と
前記第２の左ブリッジアームに電源を供給する第２の直流電圧源と、
その同時に前記第２の右ブリッジアームに電源を供給する第３の直流電圧源と、を備え、うち、第２の直流電圧源及び第３の直流電圧源は、下記の通り配置され、

うち、Ｕ_ｄｃ１は、第１の左ブリッジアーム、第１の右ブリッジアーム、即ち、第１の直流電圧源の電圧値、
Ｕ_ｄｃ２１は、第２の左ブリッジアーム、即ち、第２の直流電圧源の電圧値、
Ｕ_ｄｃ２２は、第２の右ブリッジアーム、即ち、第３の直流電圧源の電圧値、
Ｒ_１は主巻線抵抗、
Ｒ_２は副巻線抵抗、
Ｌ_１は主巻線インダクタンス、
Ｌ_２は副巻線インダクタンス、
Ｍは主巻線と副巻線との間の相互インダクタンス、
Ｋ_ｆ１は主巻線推力係数、
Ｋ_ｆ２は副巻線推力係数、
Ｄはデュアル電源駆動回路スイッチング素子デューティ比であることを特徴とする二重巻線型ボイスコイルモータ推力補償システム。
請求項１において、前記第２の直流電圧源及び第３の直流電圧源は、Ｂｕｃｋ直流チョッパー回路、Ｂｏｏｓｔ直流チョッパー回路、またはＢｕｃｋ-Ｂｏｏｓｔチョッパー回路によって獲得することを特徴とする二重巻線型ボイスコイルモータ推力補償システム。
請求項１又は２において、前記ボイスコイルモータの前記主巻線、前記副巻線の巻付形式は、レイヤー構造式又は充填式であることを特徴とする二重巻線型ボイスコイルモータモジュール。
請求項３において、前記副巻線が２層の前記主巻線の間に囲まれ、内側の前記主巻線が巻線支柱の外層を包囲すること、又は前記副巻線が上下２層の前記主巻線の間に囲まれ、巻線支柱が上から下へ上層主巻線、副巻線及び下層主巻線を通すことを特徴と二重巻線型ボイスコイルモータモジュール。
請求項１又は２において、モータの、主巻線、副巻線及び支柱からなる一次巻線は、エポキシ接着剤によって一次支持板内に密封され、一次支持板は、一次支持台によって支持され、二次磁石鋼は、ヨーク板を介して二次支持機構に接続されることを特徴とする二重巻線型ボイスコイルモータモジュール。
各ペアの主巻線の間に配置される副巻線を有するボイスコイルモータを駆動するための
二重巻線型ボイスコイルモータ推力補償システムであって、前記ボイスコイルモータの前記主巻線と前記副巻線の出力推力の合力を一定に保持させるように、前記ボイスコイルモータのメイン作業巻線である前記主巻線は、前記ボイスコイルモータ駆動システムの作業中に必要な出力電磁推力を提供し、補償巻線である前記副巻線は、前記主巻線と反対する推力変動を提供して前記主巻線の推力変動を補償し、
前記システムは、
直列に接続する第１のＦＥＴ及び第４のＦＥＴからなる第１の左ブリッジアーム、及び直列に接続する第２のＦＥＴ及び第３のＦＥＴからなる第１の右ブリッジアームを備え、前記ボイスコイルモータの前記主巻線に接続する第１のＨ形フルブリッジ駆動回路と、
第１の左ブリッジアーム、第１の右ブリッジアームのＦＥＴに制御信号を提供するための第１のＰＷＭ制御部と、
前記第１の左ブリッジアームへ電源を供給する第１の直流電圧源と、
前記第１の右ブリッジアームへ電源を供給する第４の直流電圧源と、
直列に接続する第５のＦＥＴ及び第８のＦＥＴからなる第２の左ブリッジアーム、直列に接続する第６のＦＥＴ及び第７のＦＥＴからなる第２の右ブリッジアームを備え、前記ボイスコイルモータの前記副巻線に接続する第２のＨ形フルブリッジ駆動回路と、
第２の左ブリッジアーム、第２の右ブリッジアームのＦＥＴに制御信号を提供するための第２のＰＷＭ制御部と
前記第２の左ブリッジアームに電源を供給する第２の直流電圧源と、
その同時に前記第２の右ブリッジアームに電源を供給する第３の直流電圧源と、を備え、
うち、第１の直流電圧源、第２の直流電圧源、第３の直流電圧源及び第４の直流電圧源は、下記の通り配置され、

うち、
Ｕ_ｄｃ１１は第１の左ブリッジアーム、即ち、第１の直流電圧源の電圧値、
Ｕ_ｄｃ１２は第１の右ブリッジアーム、即ち、第４の直流電圧源の電圧値、
Ｕ_ｄｃ２１は、第２の左ブリッジアーム、即ち、第２の直流電圧源の電圧値、
Ｕ_ｄｃ２２は、第２の右ブリッジアーム、即ち、第３の直流電圧源の電圧値、
Ｒ_１は主巻線抵抗、
Ｒ_２は副巻線抵抗、
Ｌ_１は主巻線インダクタンス、
Ｌ_２は副巻線インダクタンス、
Ｍは主巻線と副巻線との間の相互インダクタンス、
Ｋ_ｆ１は主巻線推力係数、
Ｋ_ｆ２は副巻線推力係数、
Ｆ_ｍａｘは１つのスイッチングサイクルにおいてサーボシステムが必要な最大の正の平均推力、
Ｆ_ｍｉｎは１つのスイッチングサイクルにおいてサーボシステムが必要な最大の負の平均推力、
Ｄ_ｍａｘはスイッチのデッドゾーンを考える主巻線デュアル電源フルブリッジ駆動回路の最大デューティ比、
Ｄ_ｍｉｎはスイッチのデッドゾーンを考える主巻線デュアル電源フルブリッジ駆動回路の最小デューティ比、
αは主巻線出力推力に十分にシステム推力の要求を満たせるために用意しておいた余裕係数であり、ただし、０<α<１であることを特徴とする二重巻線型ボイスコイルモータ推力補償システム。
請求項６において、前記第１の直流電圧源、第２の直流電圧源、第３の直流電圧源及び第４の直流電圧源は、Ｂｕｃｋ直流チョッパー回路、Ｂｏｏｓｔ直流チョッパー回路又はＢｕｃｋ-Ｂｏｏｓｔチョッパー回路によって獲得することを特徴とする二重巻線型ボイスコイルモータ推力補償システム。
請求項６又は７において、前記ボイスコイルモータの前記主巻線、前記副巻線の巻付形式は、レイヤー構造式又は充填式であることを特徴とする二重巻線型ボイスコイルモータモジュール。
請求項８において、前記副巻線が２層の前記主巻線の間に囲まれ、内側の前記主巻線が巻線支柱の外層を包囲すること、又は前記副巻線が上下２層の前記主巻線の間に囲まれ、巻線支柱が上から下へ上層主巻線、副巻線及び下層主巻線を通すことを特徴と二重巻線型ボイスコイルモータモジュール。
請求項６又は７において、モータの、主巻線、副巻線及び支柱からなる一次巻線は、エポキシ接着剤によって一次支持板内に密封され、一次支持板は、一次支持台によって支持され、二次磁石鋼は、ヨーク板を介して二次支持機構に接続されることを特徴とする二重巻線型ボイスコイルモータモジュール。