CN103488103B - 一种电磁驱动控制*** - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种电磁驱动控制***，其包括连接于受控电磁单元的双电源驱动电路，其包括串联连接的第一场效应管和第四场效应管构成了该双电源驱动电路的左桥臂，串联连接的第二场效应管和第三场效应管构成了该双电源驱动电路的右桥臂；PWM控制单元，用于向左桥臂、右桥臂的场效应管提供控制信号；其特征在于：所述左桥臂包括与第一场效应管的漏极串联的第一受控直流电压源，所述右桥臂还包括与第二场效应管的漏极串联的第二受控直流电压源；其中，所述第一受控直流电压源和第二受控直流电压源被适当配置以极大削弱电磁驱动控制***的输出电流波动，并且能够使得***在较低的开关频率下实现对电磁驱动控制***超高精度控制，提高了***的稳定性，减小了***的损耗，并且大大降低了驱动控制器的成本。

Description

一种电磁驱动控制***
技术领域
本发明涉及电磁驱动控制领域，尤其涉及一种可削弱电磁驱动领域中电流波动的控制***。
背景技术
目前在电磁驱动领域中，主要的技术手段是应用法拉第电磁感应通过磁场为媒介将电流转换为力或者力矩的物理效应。所以，驱动控制电流的输出特性严重影响着电磁驱动***的工作特性。故超高精度控制领域中，如音圈电机超高精度伺服驱动***、磁悬浮轴承悬浮驱动***、磁悬浮导轨悬浮驱动***等等，电磁驱动***输出电流的快速性，稳定性和高频操控特性成为了科学界的研究热点。
目前在超高精度电磁驱动控制领域中电磁驱动控制器的设计方案主要可以分为线性功率放大器方案和PWM功率变换器方案。当超高精度电磁驱动***采用线性功率放大器方案进行设计时，具有电流响应快，消除了***由于开关器件开关斩波所产生的电流纹波，提高了输出电流的稳定性。但是当采用线性功率放大器方案时，首先存在着电流响应存在超调，同时存在电流跃变时的非线性区。其次控制器的设计受到的限制较大，高性能控制的难度较高。并且当超高精度伺电磁驱动***采用线性功率放大器方案进行设计时，***器件发热量大，能量损耗较多。超精电磁驱动***的一重要发展方向是高过载、高加速度，无疑对元器件的功率等级要求更高，线性功率放大器方案已经愈来愈难以满足超高精度电磁驱动控制***功率的需求。
而当超高精度电磁驱动控制***采用PWM功率变换器方案进行设计时，由于采用数字处理器对电磁驱动***的控制信号进行控制，使得电磁驱动控制***的控制器设计更加的灵活，可以采用更多更复杂的控制方式对***的驱动性能进行控制，同时***具有响应速度快，效率高的优点。但是采用PWM功率变换器方案也存在着一定的不足。首先由于开关器件开关斩波不可避免的在***中会产生电流纹波由开关器件开关斩波在***中所产生的电流波动(在下文中统称电流波动)，从而电流波动所引起的推力(或力矩)波动会对超高精度电磁驱动控制***的控制性能产生较大的影响。其次采用PWM功率变换器方案时为防止开关电路上下桥臂的直通而设置的死区时间也会在驱动***中引起不稳定现象。
目前，为了减小PWM功率变换器方案在电磁驱动控制***中产生的电流波动，往往采用高开关频率的驱动方式。例如，设计者为了减小电流波动将开关器件的开关频率提升到200kHz，此时，相比于传统电磁驱动控制***所采用的10kHz的开关频率，***的电流波动减小为原来的5％，但是与此同时，由于开关器件的开关频率提升到了原来的20倍，开关器件的开关损耗也将提升到了原来的20倍，同时由于开关器件的开关频率上升，对开关器件的要求也将提升，驱动***的成本加大。并且，提升开关频率也将提高控制***的控制难度和驱动***驱动电路的设计难度，大大降低了***的稳定性。
作为背景技术，现在对一种现有的PWM功率变换器方案下的电磁驱动控制***进行说明，以进行对比分析。参照图1，该电磁驱动控制***包括双电源驱动电路，串联连接的第一场效应管和第四场效应管构成了该双电源驱动电路的左桥臂，串联连接的第二场效应管和第三场效应管构成了该双电源驱动电路的右桥臂；所述第一场效应管的漏极和源极之间连接一第一寄生二极管，所述第二场效应管的漏极和源极之间连接一第二寄生二极管，所述第三场效应管的漏极和源极之间连接一第三寄生二极管，所述第四场效应管的漏极和源极之间连接一第四寄生二极管。重要的是，该双电源驱动电路仅包括一个直流电压源，该直流电压源的两端分别与双电源驱动电路的左桥臂和右桥臂并联连接。
发明内容
为了克服现有的超高精度电磁驱动控制领域采用PWM功率变换器方案时所产生的电流波动对***伺服性能所产生的影响，本发明提出了一种电磁驱动控制***，该方案不仅能够极大的削弱了驱动控制器的电流波动，并且能够使得***在较低的开关频率下实现对电磁驱动控制***的输出电流超高精度控制，提高了***的稳定性，减小了***的损耗，并且大大降低了驱动控制器的成本。
为实现上述目的，所述电磁驱动控制***，包括双电源驱动电路，串联连接的第一场效应管和第四场效应管构成了该双电源驱动电路的左桥臂，串联连接的第二场效应管和第三场效应管构成了该双电源驱动电路的右桥臂；所述第一场效应管的漏极和源极之间连接一第一寄生二极管，所述第二场效应管的漏极和源极之间连接一第二寄生二极管，所述第三场效应管的漏极和源极之间连接一第三寄生二极管，所述第四场效应管的漏极和源极之间连接一第四寄生二极管；其特点是，
所述左桥臂还包括与第一场效应管的漏极串联的第一受控直流电压源，所述右桥臂还包括与第二场效应管的漏极串联的第二受控直流电压源；其中，所述第一受控直流电压源和第二受控直流电压源满足：
U dc 1 = ( 1 - D ) · B f · ΔI · R A + R · I ‾ U dc 2 = D · B f · ΔI · R A - R · I ‾
其中，Udc1为双电源驱动电路第一受控直流电压源电压值；
Udc2为双电源驱动电路第二受控直流电压源电压值；
R为电磁驱动控制***中的绕组电阻；
D为双电源驱动电路开关器件占空比；
为双电源驱动电路在一个开关周期内所需要的平均电流；
△I为双电源驱动电路在一个开关周期内电流波动的限定值；
Bf为在双电源驱动电路能够满足***的输出平均电流和电流波动下预留的裕度系数，0<Bf≤1；
A为电磁驱动控制***的电流波动系数，
A = | e - R L ( 1 - D ) T + e - R L DT - e - R L T 1 - e - R L T - 1 |
其中L为电磁驱动控制***的绕组电感。
本发明的有益效果在于，所述电磁驱动控制***不仅能够极大的削弱了电磁驱动控制***的输出电流波动，并且能够使得***在较低的开关频率下实现对电磁驱动控制***超高精度控制，提高了***的稳定性，减小了***的损耗，并且大大降低了驱动控制器的成本。
附图说明
图1示出了现有技术中电磁驱动控制***的电路图。
图2示出了本发明所述的电磁驱动控制***的电路图。
图3示出了传统单电源驱动电路10kHz下的***输出电流仿真波形。
图4示出了10kHz开关频率下***输出电流的局部放大图。
图5示出了传统单电源驱动电路200kHz下的***输出电流仿真波形。
图6示出了200kHz开关频率下***输出电流的局部放大图。
图7示出了10kHz开关频率下双电源驱动电路输出电流的仿真波形。
图8示出了10kHz开关频率下双电源驱动电路输出电流的局部放大图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步说明。
本发明所述的电磁驱动控制***采用改进型双电源结构来实现电磁驱动控制，采用双电源的主要目的是通过对驱动电路中的两个受控电压源的电压值进行调整，使得在满足电磁驱动控制***输出平均电流要求的条件下，尽可能的降低电磁驱动控制***的输出电流波动。具体来讲，其实现方式为通过调整双电源驱动电路的两个电压源的电压值之差和占空比，来获得所需要的输出电流波动；调整双电源驱动电路的两个电压源的电压值之和和占空比，来获得所需要的输出平均电流。进而，仅通过一套绕组和一套双电源驱动电路，即在不改变驱动电路开关频率的条件下实现对电磁驱动控制***的输出电流的精密控制。详细说明如下：
本发明所述的电磁驱动控制***的电路图如图2所示。所述电磁驱动控制***包括双电源驱动电路，顺次串联连接的第一受控直流电压源、第一场效应管VT1和第四场效应管VT4构成了该双电源驱动电路的左桥臂，顺次串联连接的第二受控直流电压源、第二场效应管VT2和第三场效应管VT3构成了该双电源驱动电路的右桥臂，从而使所述双电源驱动电路构成了双电源全桥驱动电路。此外，所述第一场效应管VT1的漏极和源极之间连接一第一寄生二极管VD1，所述第二场效应管VT2的漏极和源极之间连接一第二寄生二极管VD2，所述第三场效应管VT3的漏极和源极之间连接一第三寄生二极管VD3，所述第四场效应管VT4的漏极和源极之间连接一第四寄生二极管VD4。
其中，双电源驱动电路的两个受控电源的电压值可按照如下公式来进行设计
U dc 1 = ( 1 - D ) &CenterDot; B f &CenterDot; &Delta;I &CenterDot; R A + R &CenterDot; I &OverBar; U dc 2 = D &CenterDot; B f &CenterDot; &Delta;I &CenterDot; R A - R &CenterDot; I &OverBar; - - - ( 1.1 )
式中Udc1为双电源驱动电路第一受控直流电压源电压值；
Udc2为双电源驱动电路第二受控直流电压源电压值；
R为电磁驱动控制***中的绕组电阻；
D为双电源驱动电路开关器件占空比；
为双电源驱动电路在一个开关周期内所需要的平均电流；
△I为双电源驱动电路在一个开关周期内电流波动的限定值；
Bf为在双电源驱动电路能够满足***的输出平均电流和电流波动下预留的裕度系数，0<Bf≤1；
A为电磁驱动控制***的电流波动系数，
A = | e - R L ( 1 - D ) T + e - R L DT - e - R L T 1 - e - R L T - 1 |
其中L为电磁驱动控制***的绕组电感。
进而，在不改变驱动电路开关频率的条件下通过调整双电源驱动电路的两个受控电源的电压值，实现在保证***电流波动要求的基础上，对电磁驱动控制***的输出平均电路进行调节。
通过仿真实验来验证理论分析的正确性和合理性，即有益效果。
对于传统的单电源的H型全桥驱动电路，其电路结构图如图1所示。
当对于某一电磁驱动***，当开关频率为10kHz时，其输出电流的仿真波形如图3所示。
通过局部放大图4可以看出，在10kHz的开关频率之下，***输出电流稳态的波动范围为1.6211A～0.5611A，在一个开关周期内输出电流的平均值为1.0911A，输出电流的波动量为1.06A。
对于传统的单电源驱动电路，通常采用提高开关频率的方法来减小电磁驱动控制***的输出电流的波动量。对于上述电磁驱动控制***，在***直流母线电压不变的条件下，当***的开关频率提升至200kHz时，此时***输出电流的仿真波形如图5所示。
通过局部放大图图6可以看出，此时***的稳态输出电流的波动范围为1.1183A～1.0653A，在一个开关周期内的输出电流的平均值为1.0918A，输出电流的波动量为0.0265A，相比于10kHz的开关频率下的***输出电流，电流波动量减小为原来的2.5％。
而当电磁驱动控制***采用本发明所述的双电源驱动控制电路结构时，对于同一电磁驱动***，当保持直流母线电压不变，开关频率仍然为10kHz时，此时的输出电流的仿真波形如图7所示。
通过局部放大图图8可以看出，此时***的稳态输出电流的波动范围为1.1015A～1.0822A，在一个开关周期之内***输出平均电流为1.0919A，输出电流的波动量为0.0193A，为传统单电源驱动电路10kHz开关频率驱动下电流波动量的1.82％。通过仿真实验验证了理论分析的正确性和合理性，本发明所述的双电源方案能够在保证***输出平均电流的条件下对***输出电流波动进行削弱，从而满足电磁驱动控制***在高精度控制领域中对***输出平均电流和电流波动的要求。
综上所述仅为本发明较佳的实施例，并非用来限定本发明的实施范围。即凡依本发明申请专利范围的内容所作的等效变化及修饰，皆应属于本发明的技术范畴。

Claims (3)

1.一种电磁驱动控制***，包括
连接于受控电磁单元的双电源驱动电路，其包括，串联连接的第一场效应管和第四场效应管构成了该双电源驱动电路的左桥臂，串联连接的第二场效应管和第三场效应管构成了该双电源驱动电路的右桥臂；
PWM控制单元，用于向左桥臂、右桥臂的场效应管提供控制信号；
其特征在于：所述左桥臂包括与第一场效应管的漏极串联的第一受控直流电压源，所述右桥臂还包括与第二场效应管的漏极串联的第二受控直流电压源；其中，所述第一受控直流电压源和第二受控直流电压源被配置为满足以下关系：
U dc 1 = ( 1 - D ) &CenterDot; B f &CenterDot; &Delta;I &CenterDot; R A + R &CenterDot; I &OverBar; U dc 2 = D &CenterDot; B f &CenterDot; &Delta;I &CenterDot; R a - R &CenterDot; I &OverBar;
其中，
Udc1为双电源驱动电路第一受控直流电压源电压值；
Udc2为双电源驱动电路第二受控直流电压源电压值；
R为受控电磁单元中的绕组电阻；
D为双电源驱动电路开关器件占空比；
为双电源驱动电路在一个开关周期内所需要的平均电流；
△I为双电源驱动电路在一个开关周期内电流波动的限定值；
Bf为在双电源驱动电路能够满足***的输出平均电流和电流波动下预留的裕度系数，0<Bf≤1；
A为受控电磁单元的电流波动系数，即
A = | e - R L ( 1 - D ) T + e - R L DT - e - R L T - 1 1 - e - R L T |
其中L为受控电磁单元的绕组电感。
2.根据权利要求1所述的电磁驱动控制***，其特征在于：所述第一场效应管的漏极和源极之间连接一第一寄生二极管，所述第二场效应管的漏极和源极之间连接一第二寄生二极管，所述第三场效应管的漏极和源极之间连接一第三寄生二极管，所述第四场效应管的漏极和源极之间连接一第四寄生二极管。
3.一种电磁驱动控制***的控制方法，该电磁驱动控制***包括双电源驱动电路，串联连接的第一场效应管和第四场效应管构成了该双电源驱动电路的左桥臂，串联连接的第二场效应管和第三场效应管构成了该双电源驱动电路的右桥臂；所述第一场效应管的漏极和源极之间连接一第一寄生二极管，所述第二场效应管的漏极和源极之间连接一第二寄生二极管，所述第三场效应管的漏极和源极之间连接一第三寄生二极管，所述第四场效应管的漏极和源极之间连接一第四寄生二极管；其特征在于：
所述左桥臂还包括与第一场效应管的漏极串联的第一受控直流电压源，所述右桥臂还包括与第二场效应管的漏极串联的第二受控直流电压源；其中，
调整电磁驱动控制***的参数进行配置以使得所述第一受控直流电压源和第二受控直流电压源保持以下关系：
U dc 1 = ( 1 - D ) &CenterDot; B f &CenterDot; &Delta;I &CenterDot; R A + R &CenterDot; I &OverBar; U dc 2 = D &CenterDot; B f &CenterDot; &Delta;I &CenterDot; R a - R &CenterDot; I &OverBar;
其中，
Udc1为双电源驱动电路第一受控直流电压源电压值；
Udc2为双电源驱动电路第二受控直流电压源电压值；
R为受控电磁单元中的绕组电阻；
D为双电源驱动电路开关器件占空比；
为双电源驱动电路在一个开关周期内所需要的平均电流；
△I为双电源驱动电路在一个开关周期内电流波动的限定值；
Bf为在双电源驱动电路能够满足***的输出平均电流和电流波动下预留的裕度系数，0<Bf≤1；
A为受控电磁单元的电流波动系数，即
A = | e - R L ( 1 - D ) T + e - R L DT - e - R L T - 1 1 - e - R L T |
其中，L为受控电磁单元的绕组电感。
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