JP6183521B2 - 同期モータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、同期モータの制御装置に関する。

特許文献１には、同期モータの制御装置において、ロータ位置に係らずステータコイルに電圧印加して同期モータを駆動する他制運転により同期モータを起動し、電流ベクトルの振幅を絞り、ロータの位置推定を行いロータの推定位置を反映したベクトル制御を行う自制運転へ切り替えを行うことが記載されている。これにより、特許文献１によれば、電流ベクトルのｄ軸成分であるｄ軸電流０Ａに固定するので、大きな負荷変動があったとしても、他制運転から自制運転への切り替えをスムーズに行うことができるとされている。

特開２００８−１６７５５３号公報

特許文献１に記載の技術では、ロータの位置が分からない状態において電流ベクトルの振幅を絞ることでｄ軸電流を０Ａに固定するので、トルクに関連したｑ軸電流も小さくなると考えられる。ｑ軸電流が小さくなると、同期モータの起動トルクが不足して同期モータの起動性が悪化する可能性がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、同期モータの起動トルクを確保しながら、起動運転から定常運転への移行をスムーズに行うことができる同期モータの制御装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の１つの側面にかかる同期モータの制御装置は、センサレス同期モータを制御する同期モータの制御装置であって、前記同期モータを駆動する駆動部と、前記駆動部により前記同期モータを駆動する際の固定座標系における電流ベクトルをγ−δ回転座標系における電流ベクトル（Ｉγ、Ｉδ）へ変換し、前記変換された電流ベクトルのγ成分Ｉγをゼロにする回転磁界の推定角速度ωｅ’を算出する演算部と、前記演算部により算出された推定角速度ωｅ’を積分して推定回転角度θｅ’を求める積分部と、前記同期モータの起動時は同期運転により指定角速度に到達するまで加速する電圧を出力し、前記指定角速度に到達後から前記同期モータの定常運転までは、ｑ軸インダクタンス値Ｌｑと前記変換された電流ベクトルのδ成分Ｉδと前記算出された推定角速度ωｅ’とに基づいて前記γ−δ回転座標系上で電圧ベクトルのγ成分ＶγをＶγ＝−ωｅ’・Ｌｑ・Ｉδの数式により推定して出力するとともに、前記γ−δ回転座標系上で電圧ベクトルのδ成分Ｖδを予め定められた値にして出力する電圧出力部と、前記積分部により求められた推定回転角度θｅ’を用いて、前記電圧出力部から出力された前記γ−δ回転座標系上の電圧ベクトルを前記固定座標系における電圧ベクトルに変換する第１の変換部と、を備え、前記駆動部は、前記変換部により変換された電圧ベクトルに対応した電圧で前記同期モータが動作するように、前記同期モータを駆動することを特徴とする。

また、本発明にかかる同期モータの制御装置は、上記の発明において、前記電圧出力部は、前記同期運転時は、同期角速度が確保できる電圧値を前記Ｖδとして出力することを特徴とする。

また、本発明にかかる同期モータの制御装置は、上記の発明において、前記電圧出力部は、前記同期運転時は、同期角速度をω＊としたとき、前記ＶγをＶγ＝−ω＊・Ｌｑ・Ｉδの数式により推定して出力することを特徴とする。

また、本発明にかかる同期モータの制御装置は、上記の発明において、前記電圧出力部は、前記予め定められた値を増加させて出力することを特徴とする。

本発明にかかる同期モータの制御装置は、同期モータの起動トルクを確保しながら、起動運転から定常運転への移行をスムーズに行うことができるという効果を奏する。

図１は、実施の形態にかかる同期モータの制御装置の構成を示す図である。 図２は、起動時の電流特性を示す図である。 図３は、実施の形態におけるＵ−Ｖ−Ｗ固定座標系とγ−δ座標系とｄ−ｑ座標系との関係を示す図である。 図４は、実施の形態における起動開始前の位置決め処理を説明するための図である。 図５は、過電圧時における電圧ベクトル及び電流ベクトルを示す図である。 図６は、適切な状態における電圧ベクトル及び電流ベクトルを示す図である。 図７は、実施の形態における速度推定処理部の構成を示す図である。 図８は、実施の形態における起動運転の処理フローを示す図である。 図９は、実施の形態における起動時の電圧制御を示す図である。 図１０は、起動運転から定常運転への移行特性を示す図である。

以下に、本発明にかかる同期モータの制御装置の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施形態によりこの発明が限定されるものではない。

（実施の形態）
実施の形態にかかる同期モータの制御装置１について図１を用いて説明する。制御装置１は、外部から指令回転速度を受ける。制御装置１は、指令回転速度で動作するようにセンサレス同期モータ（以下、同期モータとする）Ｍをベクトル的に制御する定常運転を行う。同期モータＭは、例えば、ブラシレス永久磁石モータ及び負荷を含む。

制御装置１は、同期モータＭを起動する際に、この定常運転で起動するわけではなく、まず、起動用に設けられた起動運転モードで同期モータＭの起動運転を行い、その後、起動運転モードから定常運転モードへ移行して、定常運転モードで同期モータＭの定常運転を行う。

この起動運転モードにおいて、誘起電圧が検出されない停止時から同期モータＭを起動するために、その同期モータＭが使用される環境（温度や負荷変動など）に合わせて、最適に起動できる電圧と周波数との積ＶＦの目標値を決めて積ＶＦが目標値に収束するように同期運転を行う方法（以下、ＶＦ制御と呼ぶ）が考えられる。このＶＦ制御によれば、予め想定した負荷に変動が生じた場合（例えば、潤滑油の温度による粘性増加やコンプレッサの差圧などが生じた場合）に、想定した起動特性から外れて振動などを発生する可能性もある。また、ある程度の負荷変動を考慮した場合、起動トルクを高めに設定することになるので、適切な起動トルクに応じた電圧よりも高い電圧を印加することになる。適切な起動トルクに応じた電圧に比べて電圧過多である場合、実負荷の回転に使われる電力以外に余剰な電力が発生し、この電力が無効分としてｄ軸（磁束軸）側に大きな電流を発生させる可能性がある。

このように、ＶＦ制御による同期起動はチューニングが難しい可能性があるが、余裕を見て高めに設定した起動電圧により、さらに別の問題が発生する可能性がある。すなわち、起動電圧は想定される最大負荷に合わせて決定することになるので、実使用時には負荷が軽いことがほとんどである。つまり、ほとんど電圧過多の状態で起動することになる。電圧過多による余剰電力は、ｄ−ｑ回転軸の電流としてみると、前述のようにｄ軸電流として現れ、ほとんどの場合、トルクとして使われるｑ軸電流よりも大きなｄ軸電流が流れることになる。また、モード移行（同期起動から通常運転への切換）後は、位置検出運転による高効率運転のため、ｄ−ｑ軸電流は制御器により最適値に制御される。すなわち、ｑ軸電流はトルク制御のため負荷に対応した値になり、ｄ軸電流は０以下の値をとる。

しかしながら、起動時の電圧過多によるｄ−ｑ軸電流の反転（Ｉｑ＜Ｉｄ）は、起動運転モードから定常運転モードへのモード移行時に悪影響を及ぼす。すなわち、定常運転時の電流制御器と速度制御器とは、反転した電流を適正値に戻すため、過大な修正を行うことになる。この修正が、電流や回転数のハンチングを引き起こし、脱調停止や過電流制限による強制停止などを引き起こす可能性がある。

これに対する対策として、制御器の応答性を緩慢にすると定常時での外乱対応能力が不足するなど性能劣化を招くことになる。あるいは、同期運転時にＶＦ特性と負荷特性が概ね一致した頃合いでモード移行したり、同期運転で十分に加速して慣性モーメントによる安定性を利用して制御器の切換ショックを緩和するなどの対策がある。いずれにしても、さらに、電圧と周波数との積ＶＦの調整を困難にする結果となる。

別の起動方法として、電動機の回転に寄与しない高周波信号を重畳して、インダクタンスの突極比からロータの位置を推定する方法も考えられる。しかし、この方法は、複雑な計算が必要であったり、突極比が１の同期モータＭでは使用できない可能性がある。

このような起動運転モードから定常運転モードへ移行する際に発生し得る問題について図２を用いて具体的に説明する。図２は、同期運転による起動時の電流特性例を示す。

図２には、起動電圧１６Ｖの一定電圧、５ｒｐｓの一定速度で同期起動を行った場合の特性例を示している。図２に示されるように、同期モータＭの回転は継続しているが、ｄ軸電流がｑ軸電流を大きく上回っている。これは、負荷に対して過電圧状態であり、余剰な電力がｄ軸側に発生していることによるものであると考えられる。この状態で、仮に、負荷が増加するか、あるいは回転速度を上昇させれば適切な同期運転状態になるはずである。

この同期モータＭを定常運転に移行した場合、適切な運転では回転数はトルク電流Ｉｑによって制御され、ｄ軸電流は０以下の値となる。よって、図２のような状態でモード移行を行えば、電流制御器はｄ軸電流を０近傍に近づけようと過大な調整電圧を出力し、この調整量のオーバーシュートが他の制御器にも影響を及ぼすことになる。すなわち、起動運転から定常運転への移行をスムーズに行うことが困難になると考えられる。
そこで、本実施形態では、上記問題の、特にＶＦによる同期起動に対して、次のような分析を行った。

すなわち、電圧過多による非効率な起動特性や、ｄ−ｑ軸の電流反転を引き起こす原因は、負荷に対する電圧と回転数とのミスマッチであると考えられる。負荷が、ある範囲内で不定であるとして、起動時に調整できる要素は電圧と回転磁界の回転速度である。電圧は、起動電流をある程度確保する必要があるので、電圧を一定として回転磁界の回転数を負荷に合わせて可変するようにすれば、電圧過多に伴う余剰電力を起動トルクにシフトすることができるはずである。つまり、軽負荷時は回転数を上げて余剰電力分を回転数増加で消費してやれば、余剰な無効電力による電流反転を防止できて、スムーズなモード移行が行えると考えられる。すなわち、予め電圧と周波数との積ＶＦの目標値を決めるのではなく、電圧と負荷とが適切に釣り合う回転数に調整してやれば、電圧過多による起動トルクの確保と、モード移行時のシームレスな切換とを同時に実現できる。

また、本実施形態では、演算量を低減するために、実際の磁束位置（ｄ軸位置）の推定が必要なｄ−ｑ回転座標系を用いずに、実際の磁束位置の推定が不要なγ−δ回転座標系を用いる。図３に、Ｕ−Ｖ−Ｗ固定座標系とγ−δ座標系とｄ−ｑ座標系との関係を示す。

ｄ軸は、同期モータＭにおけるロータの磁極Ｎの向きとし、回転方向に直交する軸をｑ軸とする。ｄ−ｑ軸に対応した制御軸をγ−δ軸とし、α軸（Ｕ相）からγ軸までの回転角をθｅとする。起動運転において、ロータの位置検出は行わないので、γ軸とｄ軸との位相差Δθも示している。ロータは角速度ωｅで反時計回りに回転している。

制御装置１は、ロータの位置の推定は行わないが、起動を行うに当たり、ロータの初期位相だけは確定する必要がある。その初期位相の確定に高周波を重畳する方法などもあるが、同期モータＭとしてＳＰＭ電動機（突極比１）を使用する場合もあることや、処理の容易性を考慮して、制御装置１では、図４に示すように、特定相通電による位置決め制御を行う。

位置決めについては一般的な方法により行い、固定座標系に対する回転座標系の相対位置は特にこだわらないが、制御装置１では、例えば、図４に示すように、Ｕ相を起点にしてｄ軸とＵ相が一致するように位置決め通電を行う。

また、制御装置１では、回転を開始するにあたり、ｄ軸（＝γ軸）の電流を使用するが、位置決め時にはほとんどがｄ軸電流として流れる。よって、制御装置１では、位置決め電流と起動時の電流を区別するために、位置決めと起動開始の間に電流をリセットするための０電圧期間Ｔ１（図９参照）を挿入する。同期モータＭの電気回路における抵抗とインダクタンスによる時定数は小さく電流はすぐに消滅するので、この時定数を確保するだけのごく短時間、０電圧期間Ｔ１を設ける。

次に、実施の形態にかかる同期モータの制御装置１の構成について図１を用いて具体的に説明する。図１は、同期モータの制御装置１の構成を示す図である。図１で、γ軸側の電圧と電流をＶγ＊、Ｉγ＊とし、δ軸側も同様にＶδ＊、Ｉδ＊とする（＊は指令値を表す）。

制御装置１は、駆動部１０、検出部５０、演算部２０、電圧出力部３０、積分部６０、及び第１の変換部４０を備える。

駆動部１０は、３相の交流信号Ｕ、Ｖ、Ｗを同期モータＭへ供給することにより、同期モータＭを駆動する。駆動部１０の内部構成は、後述する。

検出部５０は、少なくとも２相の電流の振幅を検出（ピックアップ）する。具体的には、検出部５０は、電流センサ５１、及び電流センサ５２を含む。電流センサ５１は、Ｕ相の電流ｉ_Ｕの振幅を検出し演算部２０へ供給する。電流センサ５２は、Ｗ相の電流ｉ_Ｗの振幅を検出し演算部２０へ供給する。電流センサ５１、及び電流センサ５２は、それぞれ、電流値をＡＤ変換してデジタルコンピュータで制御可能な信号として演算部２０へ供給しても良い。

演算部２０は、駆動部１０により同期モータＭを駆動する際の固定座標系（ＵＶＷ座標系）における電流ベクトル（ｉ_Ｕ，ｉ_Ｗ）を回転座標系（γ−δ座標系）における電流ベクトル（ｉ_γ，ｉ_δ）へ変換する。回転座標系（γ−δ座標系）は、互いに交差するδ軸とγ軸とを有する。そして、演算部２０は、変換された回転座標系における電流ベクトルのγ成分Ｉγをゼロにする回転磁界の推定角速度ωｅ’を算出する。
具体的には、演算部２０は、第２の変換部（３相−２相変換器（ＵＶＷ／γ−δ））２１、及び速度推定処理部２２を含む。

第２の変換部２１は、Ｕ相の電流ｉ_Ｕの振幅の検出値を電流センサ５１から受け、Ｗ相の電流ｉ_Ｗの振幅の検出値を電流センサ５２から受ける。また、第２の変換部２１は、回転座標系の推定回転角度θｅ’を積分部６０から受ける。第２の変換部２１は、例えば、次の数式１及び数式２により、固定座標系（ＵＶＷ座標系）における電流ベクトル（ｉ_Ｕ，ｉ_Ｗ）を回転座標系（γ−δ座標系）における電流ベクトル（ｉ_γ，ｉ_δ）へ変換する。
ｉ_γ＝（√２）｛ｉ_Ｕ×ｃｏｓ（θｅ’＋π／６）−ｉ_Ｗ×ｓｉｎ（θｅ’）｝・・・数式１
ｉ_δ＝−（√２）｛ｉ_Ｕ×ｓｉｎ（θｅ’＋π／６）＋ｉ_Ｗ×ｃｏｓ（θｅ’）｝・・・数式２

第２の変換部２１は、変換した回転座標系（γ−δ座標系）における電流ベクトルのγ成分、すなわちγ軸電流Ｉγを速度推定処理部２２へ出力し、電流ベクトルのδ成分、すなわちδ軸電流Ｉδを電圧出力部３０へ出力する。

速度推定処理部２２は、γ軸電流Ｉγを第２の変換部２１から受ける。速度推定処理部２２は、受けたγ軸電流Ｉγに応じて、γ軸電流Ｉγをゼロにするような回転磁界の角速度ωｅ（図３参照）の推定値である推定角速度ωｅ’を算出する。速度推定処理部２２は、算出された推定角速度ωｅ’を積分部６０及び電圧出力部３０へ供給する。

電圧出力部３０は、回転座標系（γ−δ座標系）上で電圧ベクトルのγ成分Ｖγを、演算部２０により算出された推定角速度ωｅ’に基づいて推定する。それとともに、電圧出力部３０は、回転座標系（γ−δ座標系）上で電圧ベクトルのδ成分Ｖδを予め定められた値にする。

具体的には、電圧出力部３０は、固定電圧出力部３１及び推定電圧出力部３２を有する。

固定電圧出力部３１は、Ｖδを予め定められた値（例えば、固定値）にし、その値をδ軸電圧指令Ｖδ＊として第１の変換部４０へ出力する。

例えば、同期モータＭを起動する際に、起動電圧で、図４に示す位置決め状態から、Ｖγ＊＝０、Ｖδ＊＝予め定められた値（例えば、固定値）で駆動を開始する。固定電圧出力部３１に予め設定される起動電圧Ｖδ＊は、負荷の変動分を考慮して高めの過電圧状態とするような値に予め定められている。制御装置１では、このトルクを発生する電圧Ｖδ＊と負荷とが適切にバランスするように回転磁界の角速度を調整する。

推定電圧出力部３２は、推定角速度ωｅ’を演算部２０の速度推定処理部２２から受け、δ軸電流Ｉδを演算部２０の第２の変換部２１から受ける。推定電圧出力部３２は、推定角速度ωｅ’とδ軸電流Ｉδとを用いて、電圧ベクトルのγ成分Ｖγを推定し、推定された値をγ軸電圧指令Ｖγ＊として第１の変換部４０へ出力する。推定電圧出力部３２による電圧ベクトルのγ成分Ｖγの推定原理については、後述する。

積分部６０は、推定角速度ωｅ’を積分して推定回転角度θｅ’を求める。

具体的には、積分部６０は、積分器６１を有する。積分器６１は、回転磁界の推定角速度ωｅ’を積分することにより、回転磁界と共に回転する回転座標系の位相角θｅ（図３参照）の推定値である推定回転角度θｅ’を算出する。積分器６１は、算出された推定回転角度θｅ’を第１の変換部４０及び演算部２０へそれぞれ出力する。

第１の変換部４０は、積分部６０により求められた推定回転角度θｅ’を用いて、電圧出力部により推定された回転座標系（γ−δ座標系）上の電圧ベクトルを固定座標系（ＵＶＷ座標系）における電圧ベクトルに変換する。

具体的には、第１の変換部４０は、２相−３相変換器（γ−δ／ＵＶＷ）４１を有する。２相−３相変換器４１は、γ軸電圧指令Ｖγ＊及びδ軸電圧指令Ｖδ＊、すなわち回転座標系（γ−δ座標系）における電圧ベクトル（ｖ_γ，ｖ_δ）を電圧出力部３０から受ける。２相−３相変換器４１は、推定回転角度θｅ’を積分部６０から受ける。２相−３相変換器４１は、例えば、次の数式３〜数式５により、回転座標系（γ−δ座標系）における電圧ベクトル（ｖ_γ，ｖ_δ）を固定座標系（ＵＶＷ座標系）における電圧ベクトル（ｖ_Ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_Ｗ）へ変換する。
ｖ_Ｕ＝（√（２／３））｛ｖ_γ×ｃｏｓ（θｅ’）−ｖ_δ×ｓｉｎ（θｅ’）｝・・・数式３
ｖ_ｖ＝（√（１／２）×ｖ_γ＋√（１／６）×ｖ_δ）×ｓｉｎ（θｅ’）＋（√（１／２）×ｖ_δ−√（１／６）×ｖ_γ）×ｃｏｓ（θｅ’）・・・数式４
ｖ_Ｗ＝（√（１／６）×ｖ_δ−√（１／２）×ｖ_γ）×ｓｉｎ（θｅ’）−（√（１／６）×ｖ_γ＋√（１／２）×ｖ_δ）×ｃｏｓ（θｅ’）・・・数式５

２相−３相変換器４１は、変換した回転座標系（γ−δ座標系）における固定座標系（ＵＶＷ座標系）における電圧ベクトル（ｖ_Ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_Ｗ）を駆動部１０へ出力する。なお、数式３〜数式５は、３相復調の式であるが、２相−３相変換器１１は、２相変調を行って、電圧利用率を上げても良い。
駆動部１０は、第１の変換部４０により変換された電圧ベクトルに対応した電圧で同期モータＭが動作するように、同期モータＭを駆動する。

具体的には、駆動部１０は、ＰＷＭ変換器１１及びドライバ１３を有する。ＰＷＭ変換器１１は、固定座標系（ＵＶＷ座標系）における電圧ベクトル（ｖ_Ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_Ｗ）、すなわちＵ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊を第１の変換部４０から受ける。ＰＷＭ変換器１１は、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊をＰＷＭ信号に変換してドライバ１３へ供給する。これにより、ＰＷＭ変換器１１は、ドライバ１３を介して同期モータＭを駆動する。

ドライバ１３は、ＰＷＭ信号をＰＷＭ変換器１１から受ける。ドライバ１３は、例えば図示しない複数のスイッチグ素子を有し、ＰＷＭ信号に従って複数のスイッチグ素子を所定のタイミングでスイッチング動作させることで電力変換動作を行い、生成された３相の交流信号Ｕ、Ｖ、Ｗを同期モータＭへ供給することにより、同期モータＭを駆動する。

次に、推定電圧出力部３２による電圧ベクトルのγ成分Ｖγの推定原理を説明する。例えば、同期モータＭの定常状態における電圧電流方程式は次の数式６、７で表される。
Ｖｄ＝Ｒ・Ｉｄ−ωｅ・Ｌｑ・Ｉｑ・・・数式６
Ｖｑ＝Ｒ・Ｉｑ＋ωｅ・Ｌｄ・Ｉｄ＋ωｅ・φ・・・数式７
この数式６、７を印加電圧過多の状態で描いたのが図５である。

また、起動時にはリラクタンストルクよりもマグネットトルクが支配的と考えて、マグネットトルクの最大条件Ｉｄ＝０とすれば、数式６、７は、次の数式８、９となる。
Ｖｄ＝−ωｅ・Ｌｑ・Ｉｑ・・・数式８
Ｖｑ＝Ｒ・Ｉｑ＋ωｅ・φ・・・数式９
この数式８、９のベクトル図を図６に示す。

図５に示す状態を図６に示す状態に近づければ、同期運転として適切な状態になるといえる。

図５に示す状態で、もし電流ベクトルＩが第二象限（Ｉｄ≦０）にあるとした場合、同期モータＭを図６に示す適切な状態に移行させるためには、同期速度を落とすかｑ軸電圧を増加させてｑ軸電流を調整する必要がある。すなわち、同期モータＭを調整するに当たり、γ軸電圧Ｖγとδ軸電圧Ｖδとの両方、あるいは同期速度とδ軸電圧Ｖδとの両方を同時に調整する必要がある。

一方、ｑ軸電圧過多の場合、図５に示すように、電流ベクトルＩは第一象限（Ｉｄ＞０）にあり、負荷の増減や加速に対して余裕があるので、ｑ軸電圧Ｖｑを固定して同期速度またはｄ軸電圧Ｖｄのどちらかだけを調整してやれば、同期モータＭを適切な運転状態に調整することができると考えられる。

起動方法の考え方として、ｄ軸電圧Ｖｄを調整して、ｑ軸電圧Ｖｑに対して同期速度が適切なものになるように制御する。すなわち、ｑ軸電圧Ｖｑと負荷の状態によって同期速度を可変し、負荷変動やＤＣ電圧変動に対して柔軟に対応するわけである。

図５及び図６によればｄ軸側の電圧を−ωｅ・Ｌｑ・Ｉｑにして、誘起電圧ωｅ・Ｌｄ・Ｉｄを０にすれば、図５の状態を最適な図６の状態に移行させられることが分かる。つまり、図６の状態は、ｑ軸電圧Ｖｑを一定として、ｄ軸電圧Ｖｄを適切な値に制御しつつ、同期速度を上げてやれば図５の状態になる。ｄ軸電圧Ｖｄの適切な値（例えば、最適値）は次の数式１０で与えられる。
Ｖｄ＝−ωｅ・Ｌｑ・Ｉｑ・・・数式１０

ｑ軸側の誘起電圧ωｅ・Ｌｄ・Ｉｄは、角速度の値に関わらずｄ軸電流Ｉｄが０になれば０になるので、ｄ軸電流Ｉｄが０になるように同期速度を制御器で調整してやれば、図６の最適状態に到達すると考えられる。

すなわち、推定電圧出力部３２は、上記の考え方において、後述するように、ｄ軸電圧Ｖｄをγ軸電圧Ｖγに置き換え、ｄ軸電流Ｉｄをγ軸電流Ｉγに置き換え、ｑ軸電圧Ｖｑをδ軸電圧Ｖδに置き換え、ｑ軸電流Ｉｑをδ軸電流Ｉδに置き換えたものに相当する制御を行う。

次に、速度推定処理部２２の構成について図７を用いて説明する。図７は、速度推定処理部の構成を示す図である。

速度推定処理部２２（図１参照）は、Ｉｄを０にするという概念に基づくもので、図７の構成とすることで実現できる。すなわち、起動直後からロータが加速すると、起動トルクと過電圧による余剰電力分の正電流が、角速度に比例してｄ軸に現れる。図７の速度推定処理部２２は、γ軸電流Ｉγに対して係数器２２４及び係数器２２１でそれぞれ係数Ｋ_Ｐ、Ｋ_Ｉをかけ、係数器２２１の出力を積分器２２２で積分し、積分器２２２の出力と係数器２２４の出力を加算器２２５で加算することで、推定角速度ωｅ’を算出して出力する。

速度推定処理部２２から出力された推定角速度ωｅ’は、積分部６０（図１参照）にて推定回転角度θｅ’となり、２相−３相変換器４１（図１参照）による座標変換処理の変換角を角速度に応じて進角させる。その更新された変換角で、新たに電流が第２の変換部２１（図１参照）による座標変換処理にて直交回転座標に変換されｄ軸電流Ｉｄに対応するγ軸電流Ｉγが計算される。

速度推定処理部２２は、そのｄ軸電流Ｉｄに対応するγ軸電流Ｉγに従い再修正を行う。この逐次的な推定処理により角速度は、ｄ軸電流Ｉｄに対応するγ軸電流Ｉγが０になる角速度で収束する。実際には、ｄ−ｑ軸電流は不明であるが、推定角速度ωｅ’が収束するときはｄ軸とγ軸との位相差Δθ（図３参照）も０に収束するとして、ｄ−ｑ値の代わりにγ−δ値を代用する。

また、推定角速度ωｅ’を収束させるために、同時に、推定角速度ωｅ’を用いてＶｄ（＝Ｖγ）を計算することを行う。ｑ軸インダクタンス値Ｌｑと代用値と推定角速度を用いて、数式１０を書き換えると、次の数式１１に示すＶγになる。
Ｖγ＝−ωｅ’・Ｌｑ・Ｉδ・・・数式１１

δ軸電圧Ｖδを一定値とし、γ軸電流Ｉγを速度推定処理部２２の入力として推定角速度ωｅ’及び推定回転角度θｅ’を求め、推定電圧出力部３２で数式１１によりγ軸電圧Ｖγを与えてやれば、同期モータＭはδ軸電圧Ｖδと負荷とによって釣り合った回転数で図６の状態に収束すると考えられる。

次に、図７中のリミッタ２２３の働きについて説明する。

図４に示す初期状態から起動を開始した場合、ロータの磁極とｑ軸電流Ｉｑとは９０°の位相差からスタートして、ロータの回転に伴って次第に位相角を狭めるような過渡的な状態となる。また、起動直後はロータを停止状態から動かすためのトルクが必要になり、過電圧の影響も重なって、ロータの回転速度がオーバーシュートする。上記の数式６〜数式９は、定常状態での収束値であり、過渡状態項が省略されているので、このような過渡状態には対応できない。つまり、オーバーシュートしたロータは振動的になり、その振動を抑えるために速度推定処理部２２は減速方向に修正するが、ロータと修正方向との位相によっては推定角速度が発振する可能性がある。特に、ロータが加速されたときに推定角速度ωｅ’が減速方向に振れた場合、急減にロータが減速方向に引き戻されて、脱調する可能性が大きくなる。

そこで、速度推定処理部２２では、発振を抑制するように係数Ｋ_ＰとＫ_Ｉとの調整を行うとともに、係数器２２４の前段にリミッタ２２３を挿入する。すなわち、リミッタ２２３は、電流ベクトルのγ成分Ｉγが所定値以下にならないように制限し、算出部２２６は、リミッタ２２３により制限された電流ベクトルのγ成分Ｉγをゼロにする回転磁界の推定角速度ωｅ’を算出する。これにより、さらに脈動に伴う振動を緩和でき、同期モータＭの起動トルクを向上できる。

すなわち、もし瞬間的なオーバーシュートでγ軸電流Ｉγ（ｄ軸電流Ｉｄ）が負値に振れたとしても、回転方向は決まっているので、ロータと回転磁界の回転数が負になることはない。よって、リミッタ２２３により電流値を制限してやれば、発振現象により回転数が負値に落ち込み回転方向が逆転するような状態はキャンセルできる。例えば、γ軸電流Ｉγ（ｄ軸電流Ｉｄ）の負値を０にするように下限リミッタを挿入すれば、オーバーシュートによってγ軸電流Ｉγ（ｄ軸電流Ｉｄ）が負になっても、速度推定処理部２２の偏差（入力）は０になるので、比例制御による瞬時修正は無効となり、現回転数を維持できる。

以上述べたような方法により、同期運転を適切化（例えば、最適化）できるので、定常運転に移行するときは、特別な制御をしなくても簡単かつスムーズに移行可能である。

例えば、回転数と回転角度は推定回転数ωｅ’と推定回転角度θｅ’とを引き継ぎ、ｄ−ｑ軸電圧はＶγとＶδをＶｄ、Ｖｑとする。通常のベクトル制御を例にすれば、速度推定処理部２２の初期値（積分器）は、移行直前のδ軸電流とする。ｑ軸電流制御器の積分器は、δ軸電圧からｄ軸の干渉電圧を引いた値で初期化する。干渉電圧はγ軸電流Ｉγと推定角速度ωｅ’から計算する。ｄ軸電流制御器の積分器は、γ軸電圧からｑ軸の干渉電圧を加算した値で初期化する。干渉電圧はδ軸電流Ｉδと推定角速度ωｅ’から計算する。これらの制御器の初期化をもって、定常運転への引き渡しとなる。

起動プロセスをフローにまとめると、図８となる。すなわち、位置決め通電処理（ステップＳ１）を行い、所定時間が経過すると（ステップＳ２でＹｅｓ）、電流をリセットするための０電流処理を行い（ステップＳ３）、０電圧期間Ｔ１が経過すると（ステップＳ４でＹｅｓ）、γ軸電流Ｉγをゼロにするような回転磁界の角速度ωｅを推定することを含む上述した処理（同期運転処理）を行い（ステップＳ５）、所定期間Ｔ２（図９参照）が経過すると（ステップＳ６でＹｅｓ）、同期モータＭが適切な状態になったものとして起動運転モードから定常運転モードに移行する（ステップＳ７）。

以上のように、実施の形態では、演算部２０が、駆動部１０により同期モータＭを駆動する際の固定座標系における電流ベクトルをγ−δ回転座標系における電流ベクトルへ変換し、変換された回転座標系における電流ベクトルのγ成分をゼロにする回転磁界の推定角速度を算出する。積分部６０は、演算部２０により算出された推定角速度を積分して推定回転角度を求める。電圧出力部３０は、ｑ軸インダクタンス値Ｌｑと演算部２０により変換された電流ベクトルのδ成分と演算部２０により算出された推定角速度に基づいてγ−δ回転座標系上で電圧ベクトルのγ成分を上記の数式１１により推定して出力するとともに、γ−δ回転座標系上で電圧ベクトルのδ成分を予め定められた値にして出力する。第１の変換部４０は、積分部６０により求められた推定回転角度を用いて、電圧出力部３０から出力されたγ−δ回転座標系上の電圧ベクトルを固定座標系における電圧ベクトルに変換する。駆動部１０は、第１の変換部４０により変換された電圧ベクトルに対応した電圧で同期モータＭが動作するように、同期モータＭを駆動する。これにより、ロータの位置を検知せずにγ軸電流Ｉγ（ｄ軸電流Ｉｄ）がゼロになるように同期運転を適切化（例えば、最適化）できるので、同期モータの起動トルクを確保しながら、起動運転から定常運転への移行をスムーズに行うことができる。

また、実施の形態では、駆動部１０が、起動開始前の期間Ｔ１（図９参照）において、ロータの位置決めをするための位置決め通電を行った後、電流をリセットしたうえで、起動開始後の期間Ｔ２（図９参照）において、第１の変換部４０により変換された電圧ベクトルに対応した電圧で同期モータＭが動作するように、同期モータＭを駆動する。これにより、同期モータＭを適切に起動させることができる。

また、実施の形態では、リミッタ２２３が、電流ベクトルのγ成分Ｉγが所定値以下にならないように制限し、算出部２２６が、リミッタ２２３により制限された電流ベクトルのγ成分Ｉγをゼロにする回転磁界の推定角速度ωｅ’を算出する。これにより、脈動に伴う振動を緩和でき、同期モータＭの起動トルクを向上できる。

なお、例えば、モード移行後に誘起電圧による位置検出運転を行うケースで、起動時の定電圧では十分に誘起電圧を検出できる回転数に達し得ない場合があるかもしれない。そのような場合は、図９に示すようなパターンでδ軸電圧Ｖδを増加させてもよい。すなわち、電圧出力部３０は、起動開始後の期間Ｔ２において、予め定められた値を徐々に増加させることで回転磁界とそれに同期するロータとの回転数を高くしていきながら、γ−δ回転座標系上で電圧ベクトルのδ成分Ｖδを、誘起電圧を検出できる値以上の回転数を得られるような電圧（モード移行を行う電圧）まで変化させてもよい。このとき、図９に示すように、δ軸電圧Ｖδの増加後に定電圧区間を設け、この期間で回転数を収束させたのち、定常運転に移行させてもよい。また、この方法は、図９に示す電圧制御のパターンに限定したものではなく、起動直後からランプ状にｑ軸電圧を増加させたのち、任意の定電圧で固定して回転数を収束させてもよい。δ軸電圧Ｖδ（ｑ軸電圧Ｖｑ）の増加に伴い、角速度も増加し、その増加分がγ軸電流Ｉγ（ｄ軸電流Ｉｄ）として現れるので、推定角速度も結果的に上昇できる。

このように、負荷の状態によってδ軸電圧Ｖδを介して同期速度を可変にすることで、負荷変動に柔軟に対応でき、広範囲な起動負荷に対応することができる。

また、制御装置１では、通常のＶＦ制御による同期運転を行ってある程度まで加速させたのち、図７に示す速度推定処理部２２の制御に切り換えることも可能である。つまり、ＶＦ制御による同期起動で過電圧の状態で同期速度を確保したのち、本実施形態の方法によりモード移行に可能な状態へ移行させてもよい。この場合、ＶＦ制御の電圧はδ軸電圧Ｖδとし、γ軸電圧Ｖγを数式１１で与える。速度ωの値は、ＶＦ制御の同期角速度を電気角で使用する。そして、指定回転数に到達したら回転数を一定にして本実施形態の方法に切り換えるが、電流ベクトルＩが第一象限にあることを確認する。つまり、γ軸電流Ｉγが０より大きい正値であればよい。もし、γ軸電流Ｉγが負値であれば、回転数を維持してδ軸電圧Ｖδを増加させるなどの処理が必要になる。このとき、γ軸電流Ｉγが負値であっても回転数の収束は可能であるが、負荷に対してトルク不足のケースもあるので、過電圧状態から切り換える方が安全性が高い。リミッタにより比例制御は機能しないので、積分制御により真値に収束することになるので、収束には時間がかかる。そして、任意の回転数に到達後、回転数に対応した電気角の角速度を図７の積分器２２２の初期値としてから、本実施形態の方法に切り換える。収束までの安定時間を確保したのち、定常運転にモード移行する。

なお、本実施形態の起動運転モードから定常運転モードへモード移行して通常のベクトル制御へ制御を引き渡した場合のシミュレーションによる切換特性を、図１０に示す。起動電圧、負荷特性は、図２と同様で、制御装置を図２の場合のものから本実施形態の制御装置１に入れ替えた場合を示している。図１０（ａ）は電圧特性、図１０（ｂ）は電流特性、図１０（ｃ）は推定回転数（角速度）、図１０（ｄ）は軸誤差Δθ、図１０（ｅ）は回転角度（電気角３６０°で折り返し）のグラフである。なお、軸誤差Δθは、図３に示すｄ軸とγ軸との位相差Δθに対応している。図１０（ｄ）から分かるように軸誤差Δθはゼロに収束する。すなわち、本発明によれば、ｄ−ｑ軸推定をしなくても、γ−δ軸がｄ−ｑ軸に一致するようになるため、ｄ−ｑ軸推定と同じような効果が得られる。これにより、どの測定値もスムーズに定常運転へ移行している（縦の一点鎖線がモード移行したタイミングを表す）。

以上のように、本発明にかかる同期モータの制御装置は、同期モータの制御に有用である。

１ 制御装置
１０ 駆動部
２０ 演算部
３０ 電圧出力部
４０ 第１の変換部
５０ 検出部
６０ 積分部

Claims (4)

1. センサレス同期モータを制御する同期モータの制御装置であって、
   前記同期モータを駆動する駆動部と、
   前記駆動部により前記同期モータを駆動する際の固定座標系における電流ベクトルをγ−δ回転座標系における電流ベクトル（Ｉγ、Ｉδ）へ変換し、前記変換された電流ベクトルのγ成分Ｉγをゼロにする回転磁界の推定角速度ωｅ’を算出する演算部と、
   前記演算部により算出された推定角速度ωｅ’を積分して推定回転角度θｅ’を求める積分部と、
   前記同期モータの起動時は同期運転により指定角速度に到達するまで加速する電圧を出力し、前記指定角速度に到達後から前記同期モータの定常運転までは、ｑ軸インダクタンス値Ｌｑと前記変換された電流ベクトルのδ成分Ｉδと前記算出された推定角速度ωｅ’とに基づいて前記γ−δ回転座標系上で電圧ベクトルのγ成分Ｖγを
   Ｖγ＝−ωｅ’・Ｌｑ・Ｉδ
   の数式により推定して出力するとともに、前記γ−δ回転座標系上で電圧ベクトルのδ成分Ｖδを予め定められた値にして出力する電圧出力部と、
   前記積分部により求められた推定回転角度θｅ’を用いて、前記電圧出力部から出力された前記γ−δ回転座標系上の電圧ベクトルを前記固定座標系における電圧ベクトルに変換する第１の変換部と、
   を備え、
   前記駆動部は、前記変換部により変換された電圧ベクトルに対応した電圧で前記同期モータが動作するように、前記同期モータを駆動する
   ことを特徴とする同期モータの制御装置。
2. 前記電圧出力部は、前記同期運転時は、同期角速度が確保できる電圧値を前記Ｖδとして出力することを特徴とする請求項１に記載の同期モータの制御装置。
3. 前記電圧出力部は、前記同期運転時は、同期角速度をω＊としたとき、前記Ｖγを
   Ｖγ＝−ω＊・Ｌｑ・Ｉδ
   の数式により推定して出力することを特徴とする請求項２に記載の同期モータの制御装置。
4. 前記電圧出力部は、前記予め定められた値を増加させて出力することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の同期モータの制御装置。

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