JP6787006B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。

例えば、永久磁石同期モータ（以下、モータと呼ぶ）を、誘起電圧を利用してセンサレス駆動（以下、位置検出運転と呼ぶ）する場合、誘起電圧が検出されない停止時からモータを起動するために、モータが起動可能な電圧と起動回転数との積であるＶＦ値を予め決めておき、ＶＦ値に従ってモータの強制転流を行う方法が知られている。この方法によれば、トルク不足による起動失敗を回避するには、負荷の大きさに合わせて起動時のＶＦ値を設定することが考えられる。この場合、モータは、電圧過多の状態（過電圧の状態）で起動することになる。

しかし、電圧過多の場合、余剰電力によりモータのｄ軸に大きな電流が発生するので、モータの回転子が最適位置（例えば効率が最大となる位置）よりも大きく進角する結果となる。この状態では、加速運転（強制転流による運転）から通常運転（位置検出運転）への切り換え（以下、モード移行と呼ぶ）を行う際に、進角量が大きすぎるために（すなわち、制御軸（γ−δ軸）とｄ−ｑ軸との位相差が大きいため）、脱調によりモータが停止に至る場合がある。

そこで、モータの起動時に、加速運転と位置検出運転との間に、位相調整運転（γ軸電流Ｉγがゼロになるような角速度で加速運転を行うことで位相差を調整する運転）を行う起動方式が提案されている（例えば特許文献１参照）。特許文献１によれば、位相調整運転を行うことで、滑らかなモード移行を実現することができる。

特開２０１３−２０７８６８号公報

しかしながら、上述の従来技術では、例えば空気調和機の室外機に用いられる送風ファンのように、慣性モーメントが大きな負荷であって起動の際の加速運転時に風や雨の水滴などの外力により負荷の大きさに変動を生じる場合がある負荷を駆動するモータにおいては、起動時に、十分な回転数が得られず誘起電圧を利用した位置検出運転ができない場合がある。

本発明は、上述の従来技術に鑑みてなされたものであって、加速運転時に負荷が変動した場合であっても、負荷変動に対応して滑らかなモード移行を実現することができるモータ制御装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の１つの側面にかかるモータ制御装置は、モータを駆動する駆動部と、モータの電流を検出する電流検出部とを有するモータ制御装置である。モータ制御装置は、モータの負荷を検出する負荷検出部と、モータの起動開始から第１の時刻までの負荷検出区間では、γ−δ座標系における所定のδ軸電圧及び所定の指令角速度をもとにモータを駆動し、第１の時刻から第２の時刻までの加速運転区間では、時間経過とともに増加するδ軸電圧及び指令角速度をもとにモータを駆動するように駆動部を制御する駆動制御部とを備える。負荷検出部は、負荷検出区間においてモータの負荷を検出し、駆動制御部は、加速運転区間において、時間経過とともに増加するδ軸電圧の特性を、前記負荷検出部により検出された前記負荷に応じて変更してモータを駆動するように駆動部を制御する。

本発明に係るモータ制御装置は、例えば、加速運転時の負荷変動に対応して滑らかなモード移行を実現することができるという効果を奏する。

図１は、実施形態におけるＵ−Ｖ−Ｗ固定座標系とγ−δ座標系とｄ−ｑ座標系との関係を示す図である。 図２は、実施形態におけるモータ回転の定常状態の電圧ベクトル及び電流ベクトルを示す図である。 図３は、実施形態におけるモータ回転の電圧過多状態の電圧ベクトル及び電流ベクトルを示す図である。 図４は、実施形態における加速運転時の指令電圧と指令角速度の設定例を示す図である。 図５は、実施形態における起動時のδ軸電圧、指令角速度、評価電流の変化を示す図である。 図６は、実施形態におけるモータの負荷増加時における電圧ベクトル及び電流ベクトルを示す図である。 図７は、実施形態に係るモータ制御装置の構成を示す図である。 図８は、実施形態に係る速度推定処理器の構成を示す図である。 図９は、実施形態に係る起動運転処理を示すフローチャートである。

以下に、本発明に係るモータ制御装置の実施形態の一例を図面に基づいて詳細に説明する。以下の実施形態では、空気調和機の室外機の送風ファン（例えばプロペラファン）のように、負荷トルク（モーメント）が大きくかつ風や雨の水滴などの外力により負荷トルクが不規則に変動する負荷を駆動するセンサレス同期モータ（以下、モータと呼ぶ）を、位置センサレスベクトル制御により制御するモータ制御装置を例とする。しかし、本発明は、コンプレッサ用モータを制御するモータ制御装置等にも広く適用可能である。

なお、以下に示す実施形態は、本発明を限定するものではない。また、以下に示す実施形態及びその変形例は、矛盾しない範囲で適宜組み合わせることができる。また、以下に示す実施形態は、本発明に係る構成及び処理について主に示し、その他の構成及び処理の説明を簡略又は省略する。また、各実施形態において、同一の構成及び処理には同一の符号を付与し、既出の構成及び処理の説明は省略する。

［実施形態］
先ず、実施形態の概要について説明する。

（座標系の定義）
図１は、実施形態におけるＵ−Ｖ−Ｗ固定座標系とγ−δ座標系とｄ−ｑ座標系との関係を示す図である。ｄ軸、ｑ軸は２相の回転座標系の座標軸を表し、Ｉｄ、Ｉｑ及びＶｄ、Ｖｑはそれぞれｄ軸上、ｑ軸上の電流及び電圧である。ｄ軸は、モータにおけるロータの磁極Ｎの向きを正とし、ロータの回転方向にｄ軸と直交する軸をｑ軸とする。ｄ−ｑ軸に対応した制御軸（γ−δ軸）をγ−δ軸とし、α軸（Ｕ相）からγ軸までの回転角をθｅとする。ロータの位置検出を行うモータの通常運転時は、制御軸（γ−δ軸）はｄ−ｑ軸と一致するため、α軸とｄ軸との位相差がθｅである。他方、モータの起動時は、ロータの位置検出は行われないので、ｄ軸の位置は不明である。よって、α軸とγ軸との位相差をθｅとし、γ軸とｄ軸との位相差をΔθとする。ロータは、角速度ωｅで反時計回りに回転する。回転角θｅは、現在のロータの位置を示す。

（モータ回転の理想状態の電圧ベクトル及び電流ベクトル）
図２は、実施形態におけるモータ回転時のマグネットトルク最大の状態、すなわち現在の電流値で最もマグネットトルクが出せる状態（誘起電圧ベクトルφ・ωｅと、電流ベクトルとが一致）の電圧ベクトル及び電流ベクトルを示す図である。モータが、マグネットトルク最大の状態で回転している場合には、電圧電流方程式は、下記（１−１）式及び（１−２）式で表される。ただし、下記（１−１）式及び（１−２）式では、制御軸（γ−δ軸）がｄ−ｑ軸と一致する状態、すなわち理想状態でモータが回転している場合を想定している。従って、γ−δ軸とｄ−ｑ軸とが一致し、変数の添え字にはｄ及びｑを用いている。

なお、上記（１−１）式及び（１−２）式において、Ｒは巻き線抵抗値、Ｌｄはｄ軸から見た巻き線インダクタンス、Ｌｑはｑ軸から見た巻き線インダクタンス、φはロータの磁束、Ｅｏｘは拡張誘起電圧である。

モータの起動時には、リラクタンストルクよりもマグネットトルクが支配的と考え、マグネットトルクのみを起動に用いるとすれば、ｄ軸電流Ｉｄを０に制御すればよい。よって、上記（１−１）式及び（１−２）式にＩｄ＝０を代入すると、下記（２−１）式及び（２−２）式となる。なお、ｄ軸電流Ｉｄを０とすると、定常状態における拡張誘起電圧Ｅｏｘは、インダクタンス差分によって発生する誘起電圧が０となるので、下記（２−２）式では、ロータの角速度ωｅと磁束φの積で表している。図２は、下記（２−１）式及び（２−２）式が示す理想状態をベクトルで表した図である。

（モータ回転の電圧過多状態の電圧ベクトル及び電流ベクトル）
図３は、実施形態におけるモータ回転の電圧過多状態の電圧ベクトル及び電流ベクトルを示す図である。トルク不足による起動失敗を回避するため、モータが電圧過多状態で回転している場合は、制御軸（γ−δ軸）がｄ−ｑ軸よりも位相差Δθだけ遅れ位相で回転することになる。γ−δ軸が定常的に回転しているとして過渡的な項を０とすると、制御軸（γ−δ軸）における電圧と電流の関係式は下記（３−１）式及び（３−２）式で表される。図３は、下記（３−１）式及び（３−２）式が示す電圧過多状態をベクトルで表した図である。

図３に示す電圧過多状態で、位置検知フィードバックを行わない加速運転（強制転流による運転）から通常運転（位置検出運転）へ直接モード移行すると、理想状態から位相が位相差Δθだけ乖離しているので、この位相差を無くすようにモータ制御装置が修正制御を行う。この修正制御の際、位相差Δθが大きければ大きい程、修正制御に伴う電流ハンチングが発生して、最悪の場合には脱調により起動の失敗を招く場合がある。よって、図３に示す電圧過多状態を、図２に示す理想状態に近づけることにより、モード移行に伴う切換ショックを緩和することができると考えられることから、加速運転区間と通常運転区間との間に位相調整処理区間を設ける。

そこで、γ軸に射影されるγ軸電流Ｉγに着目すると、図３の電圧過多状態ではγ軸電流Ｉγが正に発生しており、ｄ軸に射影されるｄ軸電流Ｉｄも正（第一象限）に現れている。図２と比較して、位相調整処理において、最終的にこのｄ軸電流Ｉｄが０になるように制御すると、上記（３−１）式に示すγ軸電圧は、上記（２−１）式に示すｄ軸電圧に近づいてゆくと考えられる。

そこで、先ず、加速運転時のγ軸電圧Ｖｓγ＊を、角速度ωｓｅ＊と、検出したモータのδ軸電流Ｉδを用いて、下記（４）式のように定義する。これは、上記（２−１）式の電圧Ｖｄ、ｄ軸電流Ｉｄ及び角速度ωｅをγ−δ軸のγ軸電圧Ｖｓγ＊、δ軸電流Ｉδ及び角速度ωｓｅ＊それぞれに置き換えたものである。

なお、角速度ωｓｅ＊は、起動時の強制転流を行う回転数であり、事前試験等により予め設計された値であり、後述のδ軸電圧Ｖｓδ＊と対応して、負荷変動があっても十分に同期引き込み（モータが停止時から回転継続状態に移ること）が可能な角速度である。角速度ωｓｅ＊及び電圧Ｖｓδ＊は、強制転流を行うパラメータであり、ＶＦ制御などにより時間的に可変（例えば角速度ωｓｅ＊とδ軸電圧Ｖｓδ＊を時間経過に伴い増加させる加速運転）としてもよいが、定数値であってもよい。いずれにしても、駆動対象のモータ等を、予め設定した回転数まで加速しうる値とする。

そして、位相の調整は、図３の位相状態を図２の理想状態に近づける、すなわち位相差Δθ＝０とするために、電圧及び角速度のいずれかを調整する。しかし、γ軸電圧を上記（４）式で既に調整しており、γ軸電圧及びδ軸電圧を同時に調整すると、互いに干渉して制御の発散を招く恐れがある。また、δ軸電圧はトルクを発生するためのδ軸電流を生成するので、過度に低下させるとトルク不足で脱調する可能性があるので、大きく調整幅を取ることができない。

そこで、δ軸電圧は定電圧とし、現在の印加電圧と負荷トルクとが均衡するように、制御軸（γ−δ軸）の角速度を調整する既存手法を用いる（特許文献１参照）。電圧過多状態の場合、図３に示すようにγ軸電流Ｉγが正に現れ、射影されるｄ軸電流も正となる。このとき、制御軸（γ−δ軸）は、ｄ−ｑ軸に対してΔθだけ遅角しているので、制御軸（γ−δ軸）の角速度を加速させれば、位相差Δθが減少してゆく。逆に、γ軸電流が負値の場合は、制御軸（γ−δ軸）の角速度を減速するように制御する。すなわち、γ軸電流が０になるように制御軸（γ−δ軸）の角速度の制御を行うことにより、現在の電圧と負荷に対して位相が理想状態に収束する。

上述のように、加速運転（強制転流）時は、δ軸電圧Ｖｓδ＊及びγ軸電圧Ｖｓγ＊が生成される。δ軸電圧Ｖｓδ＊は、定数又は時間的に変化する可変値で与えられる。また、γ軸電圧Ｖｓγ＊は、上記（４）式をもとに、初期値を０とし、検出されたモータのδ軸電流Ｉδを用いて逐次計算されて更新される。γ軸電圧Ｖｓγ＊が更新されながら強制転流が行われ、角速度が十分に高くなり、安定した同期運転状態に達するまでモータを加速する。モータの安定した同期運転状態の検知は、例えば、予め決めておいた時間経過などにより判断する。なお、図２や図３に示すように、印加電圧Ｖは制御軸（γ−δ軸）上で第２象限にあることが望ましいが、γ軸電圧Ｖｓγ＊は必ずしも上記（４）式で与えられる必要はない。例えばＶｓγ＊をゼロにしてもよい。

（加速運転時の指令電圧と指令角速度の設定例）
図４は、実施形態における加速運転時の指令電圧と指令角速度の設定例を示す図である。図４は、位相調整処理の前に行う加速運転及び位相調整処理におけるδ軸電圧Ｖｓδ＊及び指令角速度ωｓｅ＊を示す図である。図４において、オフセット電圧Ｖδｏｆは、加速運転開始時に印可する電圧Ｖｓδ＊であり、移行電圧Ｖδｓｆは、位相調整処理に移行する直前の電圧Ｖｓδ＊に相当する。また、図４において、オフセット角速度ωｏｆは、加速運転開始時の角速度ωｓｅ＊であり、移行角速度ωｓｆは、位相調整処理に移行する直前の角速度ωｓｅ＊である。加速運転区間は、時刻ｔ＝０から位相調整処理を開始する時刻ｔ＝Ｔまでの時間である。

なお、以下では、加速運転時間Ｔが経過すると、強制的に位相調整処理へ移行する加速運転による起動方法について述べる。モータの起動を行うにあたり、オフセット電圧Ｖδｏｆ、移行電圧Ｖδｓｆ、オフセット角速度ωｏｆ、移行角速度ωｓｆ、加速運転時間Ｔは、事前試験等により予め設定されるパラメータである。これらのパラメータのうち、オフセット電圧Ｖδｏｆとオフセット角速度ωｏｆは、モータに接続される負荷を十分に回転開始できる値とする。

また、移行電圧Ｖδｓｆと移行角速度ωｓｆは、通常運転に対応した値を設定する。例えば、通常運転が誘起電圧を検出して回転子の位置検出運転を行う方式であれば、通常運転に切り換えた時点で十分に誘起電圧を発生しうるだけの移行角速度と移行電圧を設定する必要がある。ただし、位相調整処理は、前述した既存手法、すなわち印加電圧に対して角速度を可変する方式であるため、電圧過多で起動した場合は、モード移行時に設定した移行角速度よりも速い回転数となっていることが多いので、この増速分も考慮して移行電圧と移行角速度を決定しなくてはならない。

また、オフセット電圧Ｖδｏｆ、オフセット角速度ωｏｆから、移行電圧Ｖδｓｆ、移行角速度ωｓｆに至るまでのδ軸電圧及び指令角速度の制御関数は、時間の経過とともに増加する時間関数とし、比例係数で制御できる一次関数を適用する。なお、このδ軸電圧及び指令角速度の関数は、一次関数に限らず、指数関数や二次関数など、その他の関数でもよい。

δ軸の電圧Ｖｓδ＊の制御式は、下記（５−１）式に示すとおりであり、角速度ωｓｅ＊の制御式は、下記（５−２）式に示すとおりである。ただし、下記（５−１）式及び（５−２）式におけるｔは、時間経過後の時刻を表す変数であり、０〜Ｔの間の値を取るとする。なお、下記（５−１）式におけるαＶと、下記（５−２）式におけるαωは、比例係数である。

モータの制御装置は、起動開始時にオフセット電圧Ｖδｏｆ、オフセット角速度ωｏｆで出力を開始し、その後は、内蔵タイマで経過時間をカウントしながら上記（５−１）式及び（５−２）式に従ってδ軸電圧と指令角速度を変化させていく。また、γ軸電圧Ｖｓγ＊は、上記（５−２）式により算出された角速度ωｓｅ＊と、検出したδ軸電流Ｉδとから上記（４）式に基づき算出される。内蔵タイマがＴをカウントすると、モータの制御装置は、その時点の移行電圧Ｖδｓｆと移行角速度ωｓｆ及び上記（４）式に基づき算出されたγ軸電圧Ｖｓγ＊を初期値として、位相調整処理に移行する。

（起動時の電圧、角速度、電流の変化）
図５は、実施形態における起動時のδ軸電圧、指令角速度、評価電流の変化を示す図である。図５は、図４に負荷検出区間を追加した場合の起動特性を示す。以下、負荷変動が想定より大きい場合に、起動可能範囲を広げる例を示す。上述のように、移行電圧Ｖδｓｆと移行角速度ωｓｆは、負荷変動を考慮して予め定めておいてもよいが、希に起きる大きな負荷変動や不測の負荷変動を考慮した過大なマージン設定は、起動時の電力消費の観点から望ましくない。

そこで、通常時は予め定められたδ軸電圧と指令角速度とに従って起動を行い、何らかの要因により負荷の大きさが増加した場合に、負荷の増分に応じて移行電圧をＶ１まで高くする。このために、負荷の増分を検出する負荷検出区間を加速運転区間の前に設ける。

図５に示すように、上記（５−１）式及び（５−２）式による加速運転を行う前に、負荷検出区間において負荷の増減を検出する。図５では、負荷検出区間は、時刻ｔ＝０までの時間であって、後述する評価電流Ｉ１の算出を開始してからから終了するまでの時間である。負荷検出区間では、オフセット電圧Ｖδｏｆとオフセット角速度ωｏｆを一定値で一定時間出力する。この時、γ軸電圧は、負荷検出区間において、上記（４）式により算出される可変電圧である。なお、γ軸電圧は必ずしも（４）式により算出される可変電圧でなくてもよい。例えばゼロとしてもよい。

図５において、通常時の負荷状態で起動した場合のδ軸電圧Ｖｓδ＊の変化を実線で表記する。このとき、加速運転区間と位相調整処理区間におけるＶｓδ＊は、図４と同じ特性である。また、オフセット電圧Ｖδｏｆで起動した場合に対応する基準電流をＩ０と表記している。なお、基準電流Ｉ０は、基準となる基準負荷に対応する電流値であり、負荷の代表値として、下記（６）式を用いて実測値から予め計算しておく。負荷検出区間における負荷検出に要する時間は、少なくとも上記（４）式と上記（６）式の計算が終了するまでの時間（例えば数秒間）である。

また、図５に示す評価電流Ｉ１は、負荷検出区間でモータの運転が安定（予め設定した時間が経過）した後、Ｎ個のサンプリングにより離散的に検出したｎ（ｎ＝０，１，・・・Ｎ−１）番目のγ軸電流をＩγ（ｎ）、δ軸電流をＩδ（ｎ）とすると、下記（６）式により算出する。なお下記（６）式において、Ｎはサンプル数である。負荷起動開始から所定時間経過後よりサンプリングを開始する。これは、回転が安定して電流値が落ち着くまでに所定時間を要するためである。

図４及び図５において、位相調整処理区間において位相が収束すると、通常運転へ移行するモード移行を行うが、移行タイミングは、位相調整処理を開始してから所定時間経過したか否か、あるいは、制御対象のモータ電流の振幅値の減少量が所定量になったか否か等により判断する。

なお、図５では、負荷の大きさが増減した場合には電圧特性のみ変化させて指令角速度の特性は固定としている。これは、負荷の慣性モーメントが一定で負荷の大きさが変化する場合は、指令角速度の特性を固定して電圧を変化させる方が安定した起動が確保できるためである。

ただし、電圧特性のみ変化させて指令角速度の特性は固定とすることに限らず、電圧特性とともに、指令角速度も可変制御としてもよい。

（モータの負荷増加時における電圧ベクトル及び電流ベクトル）
図６は、実施形態におけるモータの負荷増加時における電圧ベクトル及び電流ベクトルを示す図である。図６は、図３と比較してモータの負荷が増加した場合を示し、負荷増加時のｄ軸をｄ_１軸とし、ｑ軸をｑ_１軸とし、負荷増加に伴い位相差がΔθからΔθ_１へ減少した状態を示している。図６において、δ軸電圧Ｖδのみが図３と同一であり、その他の電流、電圧は変化するので、添え字１を加えて表している。

モータの起動時に電圧過多で起動している場合であって、負荷が負荷基準よりも大きい場合には、制御軸に対するロータの進角が小さくなるため（すなわち回転磁界とロータとの位相角が小さくなるため）、制御軸（γ−δ軸）がｄ−ｑ軸と一致する理想状態に近付くと考えられる。よって、図６に示すように、ｑ軸電流が増加する、すなわちｄ軸側の余剰電力がｑ軸（トルク軸）側に移動するので、電力がトルクとして消費されてモータ効率が良くなる。従って、シャント抵抗から検出される電流が減少する。この電流が、図６に示す評価電流Ｉ１であり、評価電流Ｉ１は、上記（６）式により計算される。

そして、評価電流Ｉ１と基準電流Ｉ０とを比較して、評価電流Ｉ１が基準電流Ｉ０より小さい場合（図５参照）、風などの外力により負荷状態が重くなったと判断する。ここで、ｋ＝Ｉ０−Ｉ１とおくと、風などの外力により負荷が重くなった場合には、ｋ＞０となり、下記（７）式より電圧の比例係数αｖ１を求め、上記（５−１）式における比例係数αｖを比例係数αｖ１で置き換えて、電圧Ｖｓδ＊を算出する。このようにして、負荷の増加に応じて起動電圧を増加させることができる。

また、上述のｋ＜０の場合は、負荷が小さくなったと判断されるが、同期起動時に電圧を減少させるとトルク不足から脱調停止する危険があると考えられる場合がある（例えば、風が間欠的に吹いたり、風向きが頻繁に変化する気象条件の場合など）。この場合には、軽負荷時（ｋ＜０）が検出されたとき、上記（７）式においてｋ＝０とするとよい。この場合、αｖ１＝αｖとなり、電圧特性が変わらない。すなわち、起動の安全性から電圧はより高い方が望ましいので、負荷が大きくなった場合にのみ電圧特性を補正し、負荷が軽くなった場合には電圧補正は行わないとするとよい。

ただし、上述のｋ＝Ｉ０−Ｉ１を負値まで拡張しても、上記（７）式、下記（９）式は成立することから、推定指令角速度の減速方向にも対応可能であるので、電圧補正は、ｋ＝Ｉ０−Ｉ１≧０の場合だけに限られるものではない。

なお、上述のｋは、差分ではなく比でもよい。例えば、ｋ＝Ｉ０／Ｉ１とすれば、上記（７）式は、下記（８）式に置き換わる。この場合は、ｋ＞１の場合に、下記（８）式より電圧の比例係数αｖ１を求め、上記（５−１）式における比例係数αｖを比例係数αｖ１で置き換えて、電圧Ｖｓδ＊を算出する。ｋ＜１の場合には、ｋ＝１とすれば、軽負荷時における電圧増加を０にできる。同様に、上述のｋ＝Ｉ０／Ｉ１を１より小さい値まで拡張しても、下記（８）式、下記（９）式は成立することから、推定指令各速度の減速方向にも対応可能であるので、電圧補正は、ｋ＝Ｉ０／Ｉ１≧１の場合だけに限られるものではない。

以上のようにして求めた比例係数αｖ１で上記（５−１）式のαｖを置き換えたものが、下記（９）式に示す、補正されたδ軸の電圧Ｖｓδ＊の制御式となる。

このように、負荷が接続されたモータは、起動時に含まれる負荷検出区間、負荷検出区間に続く加速運転区間、加速運転区間に続く位相調整処理区間それぞれにおける負荷検出、加速運転、位相調整を経て、通常運転へと移行する。

（モータ制御装置の構成）
図７は、実施形態に係るモータ制御装置の構成を示す図である。また、図８は、実施形態に係る速度推定処理器の構成を示す図である。実施形態に係るモータ制御装置１０は、モータＭが接続される。モータ制御装置１０は、減算器１１、速度制御器１２、励磁電流制御器１３、減算器１４、減算器１５、ｄ軸電流制御器１６、ｑ軸電流制御器１７、非干渉化処理器１８、γ軸電圧出力処理器１９、δ軸電圧出力処理器２０、第１スイッチ２１、第２スイッチ２２、ｄｑ／ＵＶＷ変換器２３、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）生成器２３、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）２４、１シャント電流検出器を構成するシャント抵抗２６、電流再生器２７、ＵＶＷ／ｄｑ変換器２８、同期回転数出力処理器２９、速度推定器３０、積分器３２、負荷検出器３３、軸誤差検出及び速度推定器３４、除算器３５、制御部３６を有する。

制御部３６は、図示を省略しているが、第１スイッチ２１、第２スイッチ２２、第３スイッチ３１と接続され、制御部３６が計時する時間に応じて各スイッチの接続状態を切り換える。また、制御部３６は、γ軸電圧出力処理器１９、δ軸電圧出力処理器２０、同期回転数出力処理器２９、速度推定器３０を制御する。

減算器１１は、モータ制御装置１０へ入力された速度指令値（指令回転数）ωｍ＊から、除算器３５から出力された、推定された現在の角速度である実速度（機械角実速度）ωｍを減算した速度偏差（機械角速度偏差）Δωを速度制御器１２へ出力する。

速度制御器１２は、減算器１１から出力された速度偏差Δωが小さくなるようなｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成し、減算器１４へ出力する。励磁電流制御器１３は、速度制御器１２から出力されたｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊からｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を生成し、減算器１５へ出力する。

なお、速度制御器１２は、図示しないＰＩ制御器と接続されるため、積分器がｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を保持する。従って、通常運転にモード移行する際、すなわちスイッチ３１が端子２から端子１に切り変わるときには、モード移行直前に生成したδ軸電流指令値Ｉδ＊で積分器を初期化する。

減算器１４は、速度制御器１２から出力されたｑ軸電流指令値Ｉｑ＊から、ＵＶＷ／ｄｑ変換器２８から出力されたｑ軸電流Ｉｑ（Ｉδ）を減算してｑ軸電流偏差ΔＩｑを生成しｑ軸電流制御器１７へ出力する。減算器１５は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊から、ＵＶＷ／ｄｑ変換器２８から出力されたｄ軸電流Ｉｄ（Ｉγ）を減算してｄ軸電流偏差ΔＩｄを生成しｄ軸電流制御器１６へ出力する。

ｄ軸電流制御器１６は、減算器１５から出力されたｄ軸電流偏差ΔＩｄからｄ軸電圧指令値Ｖｄａ＊を生成する。ｑ軸電流制御器１７は、減算器１４から出力されたｑ軸電流偏差ΔＩｑからｑ軸電圧指令値Ｖｑａ＊を生成する。

非干渉化処理器１８は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄａ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑａ＊の干渉をキャンセルしそれぞれを独立に制御するための非干渉化補正値を生成し、非干渉化補正値を用いてｄ軸電圧指令値Ｖｄａ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑａ＊それぞれを補正したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊それぞれを生成する。そして、非干渉化処理器１８は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を軸誤差検出及び速度推定器３４へ出力する。

さらに、非干渉化処理器１８は、位相調整処理区間にて制御部３６が計時する時間が速度推定が完了するのに十分な所定時間を経過した後、通常運転に移行するために、第１スイッチ２１及び第２スイッチ２２を介してｄｑ／ＵＶＷ変換器２３と接続されると、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊をｄｑ／ＵＶＷ変換器２３へ出力する。

なお、ｄ軸電流制御器１６及びｑ軸電流制御器１７は、非干渉化処理器１８と連携して動作する。下記（１０−１）式及び（１０−２）式は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄａ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑａ＊と、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊との関係を示す。

ここで、上記（１０−２）式におけるφは、モータＭのロータの磁束量である。上記（１０−１）式の右辺第二項がｄ軸電圧における干渉補正項、上記（１０−２）式の右辺第二項がｑ軸電圧における干渉補正項である。非干渉化処理器１８は、上記（１０−１）式及び（１０−２）式に基づく演算を行い、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成する。

よって、ｄ軸電流制御器１６には、ｄ軸電圧指令値Ｖｄａ＊が保持される。また、ｑ軸電流制御器１７には、ｑ軸電圧指令値Ｖｑａ＊が保持される。通常運転へのモード移行時の第１スイッチ２１及び第２スイッチ２２が、非干渉化処理器１８とｄｑ／ＵＶＷ変換器２３とを接続するように切り替わる直前では、γ軸電圧出力処理器１９からはγ軸電圧Ｖｓγ＊が出力されており、δ軸電圧出力処理器２０からはδ軸電圧Ｖｓδ＊が出力されている。これらγ軸電圧Ｖｓγ＊及びδ軸電圧Ｖｓδ＊が、上記（１０−１）式におけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及び上記（１０−２）式におけるｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に相当する。

これより、通常運転移行の際には、第１スイッチ２１が非干渉化処理器１８とｄｑ／ＵＶＷ変換器２３とを接続するように切り替わる直前でγ軸電圧出力処理器１９が出力していたγ軸電圧Ｖｓγ＊は上記（１０−１）式の右辺第二項と等しいので、制御部３６は、ｄ軸電流制御器１６が保持するｄ軸電圧指令値Ｖｄａ＊をゼロで初期化する。また、通常運転移行の際、制御部３６は、ｑ軸電流制御器１７が保持するｑ軸電圧指令値Ｖｑａ＊を、上記（１０−２）式の左辺のＶｑ＊をＶｓδ＊に、右辺第二項のＩｄをＩγに置き換えて演算したＶｓδ＊−ωｅ・（Ｌｄ・Ｉγ＋φ）で初期化すればよい。

γ軸電圧出力処理器１９は、負荷検出区間及び加速運転区間において、第１スイッチ２１を介してｄｑ／ＵＶＷ変換器２３と接続され、第３スイッチ３１を介して同期回転数出力処理器２９と接続されている場合に、上記（４）式から、同期回転数出力処理器２９から出力された角速度ωｓｅ＊と、検出された現在のδ軸電流Ｉδからγ軸電圧Ｖｓγ＊を算出し、ｄｑ／ＵＶＷ変換器２３へ出力する。γ軸電圧Ｖｓγ＊は、初期値０から、モータＭの加速に伴い更新され、徐々に負側に大きくなって、やがて一定値に収束する。

δ軸電圧出力処理器２０は、負荷検出区間において、第２スイッチ２２を介してｄｑ／ＵＶＷ変換器２３と接続されている場合に、一定の電圧Ｖｓδ＊（＝Ｖδｏｆ）を、ｄｑ／ＵＶＷ変換器２３へ出力する。

また、δ軸電圧出力処理器２０は、加速運転区間において、第２スイッチ２２を介してｄｑ／ＵＶＷ変換器２３と接続されている場合に、上記（５−１）式をもとに算出された電圧Ｖｓδ＊を、ｄｑ／ＵＶＷ変換器２３へ出力する。電圧Ｖｓδ＊は、オフセット電圧Ｖδｏｆを起点に、負荷検出器３３で算出されたαＶを用いて上記（５−１）式に従って電圧を増加してゆく。上記（５−１）式をもとに算出されたδ軸電圧Ｖｓδ＊は、負荷検出器３３から出力されるαＶの値により変化するので、負荷に応じた適切な値が用いられることになる。

また、δ軸電圧出力処理器２０は、加速運転区間から位相調整処理区間に移行する直前に、上記（５−１）式をもとに計算された直前の電圧Ｖｓδ＊（＝Ｖδｓｆ）を保持する。そして、δ軸電圧出力処理器２０は、位相調整処理区間において、移行電圧Ｖδｓｆを、第２スイッチ２２を介してｄｑ／ＵＶＷ変換器２３へ出力する。

第１スイッチ２１は、制御部３６により共通接点２１０が接点１及び接点２のいずれか一方と接続される。第１スイッチ２１は、接点１が共通接点２１０と接続された状態では、非干渉化処理器１８から出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊をｄｑ／ＵＶＷ変換器２３へ出力する。また、第１スイッチ２１は、接点２が共通接点２１０と接続された状態では、γ軸電圧出力処理器１９から出力されたγ軸電圧Ｖｓγ＊をｄｑ／ＵＶＷ変換器２３へ出力する。

第２スイッチ２２は、制御部３６により共通接点２２０が接点１及び接点２のいずれか一方と接続される。第２スイッチ２２は、接点１が共通接点２２０と接続された状態では、非干渉化処理器１８から出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊をｄｑ／ＵＶＷ変換器２３へ出力する。また、第２スイッチ２２は、接点２が共通接点２２０と接続された状態では、δ軸電圧出力処理器２０から出力されたδ軸電圧Ｖｓδ＊（＝Ｖδｏｆ）をｄｑ／ＵＶＷ変換器２３へ出力する。

ｄｑ／ＵＶＷ変換器２３は、積分器３２から出力された回転角θｅを用いて、非干渉化された２相のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、３相のＵ相出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ＊へ変換する。そして、ｄｑ／ＵＶＷ変換器２３は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ＊をＰＷＭ生成器２４へ出力する。

ここで、積分器３２が出力する回転角θｅは、積分器３２が第３スイッチ３１により同期回転数出力処理器２９と接続されている状態では、同期回転数出力処理器２９から出力された角速度ωｓｅ＊に基づく現在のロータの位置となる。また、積分器３２が出力する回転角θｅは、積分器３２が第３スイッチ３１により速度推定器３０と接続されている状態では、速度推定器３０から出力された、推定された角速度ωｓｅ’に基づく現在のロータの位置となる。また、積分器３２が出力する回転角θｅは、積分器３２が第３スイッチ３１により軸誤差検出及び速度推定器３４と接続されている状態では、軸誤差検出及び速度推定器３４から出力された、推定された角速度ωｅに基づく現在のロータの位置となる。

なお、Ｖｕ＊とＶｖ＊とＶｗ＊及び後述のＩｕとＩｖとＩｗは、３相の固定座標系の電圧及び電流である。

ＰＷＭ生成器２４は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ＊と、ＰＷＭキャリア信号から、ＰＷＭ駆動信号（Ｕ，Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚ）を生成し、ＩＰＭ２５へ出力する。

ＩＰＭ２５は、ＰＷＭ生成器２４から出力された６相のＰＷＭ駆動信号をもとに、モータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれへ印可する３相交流電圧を、外部から供給される直流電圧Ｖｄｃをチョッピングして生成し、各相の交流電圧をモータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相へ印加する。

電流再生器２７は、ＰＷＭ生成器２４から出力された６相ＰＷＭスイッチング情報と、シャント抵抗２６によって１シャント電流検出方式で検出された母線電流から、モータＭのＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを算出する。また、電流検出方式は、２つのＣＴ（Current Transformer）でＵ相電流Ｉｕ及びＶ相電流Ｉｖを検出し、残りのＷ相電流Ｉｗを、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係式より算出する２ＣＴ方式であってもよい。電流再生器２７は、算出したモータＭのＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを、ＵＶＷ／ｄｑ変換器２８へ出力する。

ＵＶＷ／ｄｑ変換器２８は、積分器３２から出力された回転角θｅを用いて、電流再生器２７から出力された３相のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを、２相のｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑへ変換する。そして、ＵＶＷ／ｄｑ変換器２８は、ｄ軸電流Ｉｄを減算器１５、速度推定器３０、負荷検出器３３、軸誤差検出及び速度推定器３４へ、ｑ軸電流Ｉｑを減算器１４、γ軸電圧出力処理器１９、負荷検出器３３へ、それぞれ出力する。なお、速度推定器３０、負荷検出器３３、軸誤差検出及び速度推定器３４へ入力されるｄ軸電流Ｉｄは、制御軸（γ−δ軸）のγ軸電流Ｉγで代用し、γ軸電圧出力処理器１９、負荷検出器３３へ入力されるｑ軸電流Ｉｑは、制御軸（γ−δ軸）のδ軸電流Ｉδで代用する。

同期回転数出力処理器２９は、負荷検出区間であって、第３スイッチ３１を介して積分器３２と接続されている場合に、角速度ωｓｅ＊（＝ωｏｆ）の一定角速度を、積分器３２へ出力する。なお、負荷検出区間における回転角θｅは、積分器３２により角速度ωｓｅ＊（＝ωｏｆ）を時間積分することにより生成される。負荷検出区間における回転角θｅは、負荷検出区間におけるα軸（Ｕ相軸）とγ軸との位相角（図１参照）である。ｄｑ／ＵＶＷ変換器２３は、負荷検出区間において、この回転角θｅを用いてγ−δ直交軸の回転座標系をＵＶＷの３相固定座標系に座標変換する。

また、同期回転数出力処理器２９は、加速運転区間であって、第３スイッチ３１を介して積分器３２と接続されている場合に、上記（５−２）式をもとに算出された角速度ωｓｅ＊を、積分器３２へ出力する。同期回転数出力処理器２９は、オフセット角速度ωｏｆを起点に、上記（５−２）式に従って同期のための角速度ωｓｅ＊を上昇させてゆく。

加速運転区間における回転角θｅは、積分器３２により角速度ωｓｅ＊を時間積分することにより生成される。加速運転区間における回転角θｅは、加速運転区間におけるα軸（Ｕ相軸）とγ軸との位相角（図１参照）である。ｄｑ／ＵＶＷ変換器２３は、加速運転区間において、この回転角θｅを用いてγ−δ直交軸の回転座標系をＵＶＷの３相固定座標系に座標変換する。

速度推定器３０は、図８に示すように、積分定数ＫＩの係数器３０−１、比例定数ＫＰの係数器３０−２、積分器３０−３、加算器３０−４を有する。モータは、加速運転区間に入ってから所定時間経過後に位相調整区間に入る。位相調整区間では、速度推定器３０は、γ軸電流を０にして、マグネットトルク最大の状態に近付けるような角速度ωｓｅ’を推定する。

すなわち、速度推定器３０は、位相調整処理区間において、γ軸電流Ｉγを入力とし、γ軸電流Ｉγに対して係数器３０−１、係数器３０−２でそれぞれ積分定数ＫＩ、比例定数ＫＰをかけ、係数器３０−１の出力を積分器３０−３で積分し、積分器３０−３の出力と係数器３０−２の出力を加算器３０−４で加算することで、マグネットトルク最大となる角速度ωｓｅ’を逐次的に推定して出力する。

なお、位相調整処理区間における回転角θｅは、積分器３２により角速度ωｓｅ’を時間積分することにより生成される。位相調整処理区間における回転角θｅは、位相調整処理区間におけるα軸（Ｕ相軸）とγ軸との位相角（図１参照）である。ｄｑ／ＵＶＷ変換器２３は、位相調整処理区間において、この回転角θｅを用いてγ−δ直交軸の回転座標系をＵＶＷの３相固定座標系に座標変換する。

ここで、積分定数ＫＩ及び比例定数ＫＰは、推定する角速度ωｓｅ’が収束するように予め決定しておく。また、速度推定器３０は、加速運転区間から位相調整処理区間に移行時に、第３スイッチ３１を介して積分器３２と接続される直前の角速度で初期化される必要がある。例えば、上記（５−２）式によれば、初期値は、移行角速度ωｓｆである。移行角速度ωｓｆは、位相調整処理区間移行時における角速度である。

負荷検出器３３は、負荷検出期間において、モータＭの回転が安定したと見なすことができる予め決められた所定時間が経過すると、上記（６）式をもとにγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδから算出した基準電流Ｉ０及び評価電流Ｉ１に基づく上述のｋの値より、上記（７）式又は（８）式により比例係数αｖ１を求め、比例係数αＶをδ軸電圧出力処理器２０へ出力する。なお、負荷検出区間における上記（６）式の計算は、予め決められた時間だけ演算を繰り返してもよいし、サンプリング数Ｎの値を予め決めておいて、サンプリング数Ｎに至るまで回数をカウントしてサンプリングを行ってもよい。

軸誤差検出及び速度推定器３４は、ＵＶＷ／ｄｑ変換器２８から出力されたｄ軸電流Ｉｄ（Ｉγ）及びｑ軸電流Ｉｑ（Ｉδ）と、非干渉化処理器１８から出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊とから、モータＭの誘起電圧を推定し、さらに現在の角速度ωｅを推定する。軸誤差検出及び速度推定器３４は、推定した現在の角速度ωｅを除算器３５へ出力する。

また、軸誤差検出及び速度推定器３４は、位相調整処理区間にて速度推定が完了するのに十分な所定時間が経過した後、通常運転に移行するために、第３スイッチ３１を介して積分器３２と接続されると、推定した角速度ωｅを積分器３２へ出力する。軸誤差検出及び速度推定器３４が推定した角速度ωｅは、積分器３２による積分制御により座標変換用の回転角θｅとなるとともに、速度制御器１２における速度制御にも用いられる。

なお、軸誤差検出及び速度推定器３４は、角速度ωｅを保持するので、加速運転から通常運転にモード移行時に、第３スイッチ３１を介して積分器３２と接続される際には、制御部３６は、軸誤差検出及び速度推定器３４が保持する角速度を速度推定器３０で直前に推定された角速度ωｓｅ’で初期化する。

除算器３５は、軸誤差検出及び速度推定器３４から出力された、推定された現在の角速度ωｅをモータＭの極対数Ｐｎで除し、実速度（機械角実速度）ωｍに変換して出力する。

上述のように、加速運転から通常運転への移行時に、ＰＩ制御器である速度制御器１２、ｄ軸電流制御器１６、ｑ軸電流制御器１７、軸誤差検出及び速度推定器３４の各積分器を初期化してモード移行すれば、速度推定器３０で既に位相が調整された状態にあるので、切換えの前後で滑らかに運転が継続されることになる。そして、通常運転時では、モータＭは、第１スイッチ２１及び第２スイッチ２２が非干渉化処理器１８側と接続され、第３スイッチ３１が軸誤差検出及び速度推定器３４側と接続されて形成された帰還ループにより速度制御され、速度指令値ωｍ＊で駆動される。

なお、ｄｑ／ＵＶＷ変換器２３、ＰＷＭ生成器２４、ＩＰＭ２５は、モータを駆動する駆動部の一例である。また、シャント抵抗２６、電流再生器２７は、モータの電流を検出する電流検出部の一例である。また、負荷検出器３３は、負荷検出区間においてモータの負荷を検出する負荷検出部の一例である。また、γ軸電圧出力処理器１９、δ軸電圧出力処理器２０、同期回転数出力処理器２９は、モータの起動開始から第１の時刻までの負荷検出区間では、γ−δ座標系における所定のδ軸電圧及び所定の指令角速度と、所定の指令角速度及びモータのδ軸電流に応じたγ−δ座標系における第１の可変のγ軸電圧とをもとにモータを駆動し、第１の時刻から第２の時刻までの加速運転区間では、時間経過とともに増加するδ軸電圧及び指令角速度と、指令角速度及びモータのδ軸電流に応じた第２の可変のγ軸電圧とをもとにモータを駆動し、負荷検出部により検出された負荷と基準負荷とに差異がある場合には、加速運転区間において、時間経過とともに増加するδ軸電圧の特性を負荷に応じて変更してモータを駆動するように駆動部を制御する駆動制御部の一例である。また、速度推定器３０は、電流検出部により検出されるモータのγ−δ座標系におけるγ軸電流及びδ軸電流のうちγ軸電流を０にする角速度を推定する推定部の一例である。

（起動運転処理）
図９は、実施形態に係る起動運転処理を示すフローチャートである。起動運転処理とは、モータ制御装置１０において、モータＭ（図７参照）の起動開始から通常運転までの間に順次実行される、負荷検出区間における負荷検出処理、加速運転区間における加速運転処理、位相調整処理区間における位相調整処理を含む。

先ず、制御部３６は、スイッチ切替を行う（ステップＳ１１）。制御部３６は、第１スイッチ２１（図７参照）の共通接点２１０と接点２とを接続させ、第２スイッチ２２（図７参照）の共通接点２２０と接点２とを接続させ、第３スイッチ３１（図７参照）の共通接点３１０と接点３とを接続させる。これにより、モータ制御装置１０において、同期回転数出力処理器２９（図７参照）から角速度ωｓｅ＊が積分器３２に出力される。角速度ωｓｅ＊が積分器３２より積分されて回転角θｅが生成される。次に、回転角θｅが、ｄｑ／ＵＶＷ変換器２３及びＵＶＷ／ｄｑ変換器２８へ入力される（ステップＳ１１）。

次に、制御部３６は、負荷検出処理を開始する（ステップＳ１２）。制御部３６は、γ軸電圧出力処理器１９の出力をγ軸電圧Ｖｓγ＊＝０、δ軸電圧出力処理器２０の出力をδ軸電圧Ｖｓδ＊＝Ｖｓｏｆ、同期回転数出力処理器２９の出力を角速度ωｓｅ＊＝ωｏｆとそれぞれ初期化する（ステップＳ１２）。

次に、制御部３６は、δ軸電圧出力処理器２０に電圧Ｖｓδ＊＝Ｖｓｏｆの一定出力、同期回転数出力処理器２９に角速度ωｓｅ＊＝ωｏｆの一定出力を維持させつつ、γ軸電圧出力処理器１９に、上記（４）式によりγ軸電圧Ｖｓγ＊を更新して出力させる。そして、制御部３６は、モータＭの回転が安定（例えばステップＳ１２を実行してから所定時間経過）したか否かを判定する（ステップＳ１３）。制御部３６は、モータＭの回転が安定したと判定した場合（ステップＳ１３：Ｙｅｓ）、ステップＳ１４へ処理を移す。

ステップＳ１４では、制御部３６は、負荷検出器３３に負荷検出を実行させる。制御部３６は、ステップＳ１２から引き続き、δ軸電圧出力処理器２０に電圧Ｖｓδ＊＝Ｖｓｏｆの一定出力、同期回転数出力処理器２９に角速度ωｓｅ＊＝ωｏｆの一定出力を維持させつつ、γ軸電圧出力処理器１９に、上記（４）式によりγ軸電圧Ｖｓγ＊を更新して出力させる。

制御部３６は、上記（６）式をもとに評価電流Ｉ１を算出し、基準電流Ｉ０及び評価電流Ｉ１に基づく上述のｋ＝Ｉ０−Ｉ１がｋ＞０である場合に、上記（７）式により比例係数αｖ１を決定する負荷検出を負荷検出器３３に実行させ、δ軸電圧出力処理器２０へ出力させる（ステップＳ１４）。なお、上述のｋ＝Ｉ０−Ｉ１がｋ≦０である場合も、上記（７）式により比例係数αｖ１を決定してもよいが、安定化のためにαｖ１＝αｖとなるように、ｋ＝０とするとよい。

なお、上述のｋは、差分ではなく比でもよい。ｋ＝Ｉ０／Ｉ１の定義ならば、ステップＳ１４において、ｋ＝Ｉ０／Ｉ１がｋ＞１である場合に、上記（８）式により比例係数αｖ１を決定する負荷検出を実行させ、δ軸電圧出力処理器２０へ出力させる。なお、上述のｋ＝Ｉ０／Ｉ１がｋ≦１である場合にも、比例係数αｖ１を決定してもよいが、安定化のためにαｖ１＝αｖとなるように、ｋ＝１とするとよい。

次に、制御部３６は、負荷検出器３３が上記（６）式による演算を行い負荷検出を完了したか否かを判定する（ステップＳ１５）。制御部３６は、負荷検出器３３から負荷検出完了信号を受けて負荷検出器３３が負荷検出を完了したと判定した場合（ステップＳ１５：Ｙｅｓ）、ステップＳ１６へ処理を移し、負荷検出器３３が負荷検出を完了していないと判定した場合（ステップＳ１５：Ｎｏ）、ステップＳ１４へ処理を戻す。

ステップＳ１６では、制御部３６は、加速運転処理を開始する。加速運転処理では、制御部３６は、γ軸電圧出力処理器１９にγ軸電圧Ｖｓγ＊を継続して出力させつつ、δ軸電圧出力処理器２０の出力をδ軸電圧Ｖｓδ＊＝Ｖδｏｆ、同期回転数出力処理器２９の出力を角速度ωｓｅ＊＝ωｏｆに初期化する。

次に、制御部３６は、ロータを加速する（ステップＳ１７）。制御部３６は、ステップＳ１６から引き続きγ軸電圧出力処理器１９に上記（４）式によりγ軸電圧Ｖｓγ＊を更新して出力させつつ、δ軸電圧出力処理器２０に上記（９）式をもとにδ軸の電圧Ｖｓδ＊を算出して出力させ、同期回転数出力処理器２９には上記（５−２）をもとに角速度ωｓｅ＊を算出して出力させる（ステップＳ１７）。なお、ステップＳ１７の実行の都度、上記（９）式及び（５−２）式に代入するｔの値は、ステップＳ１６が実行開始されたときをｔ＝０とする、ステップＳ１６の実行開始後の経過時間である。

次に、制御部３６は、ステップＳ１６を実行してから所定時間（加速運転時間）Ｔが経過したか否かを判定する（ステップＳ１８）。なお、所定時間は、本発明を適用する装置によって変わるが、数秒から１０数秒程度である。制御部３６は、ステップＳ１６を実行開始して、所定時間Ｔが経過したと判定した場合（ステップＳ１８：Ｙｅｓ）、ステップＳ１９へ処理を移し、所定時間Ｔが経過していないと判定した場合（ステップＳ１８：Ｎｏ）、ステップＳ１７へ処理を戻す。

ステップＳ１９では、制御部３６は、速度推定器３０の積分器３０−３の初期値を移行角速度ωｓｆで初期化する。

次に、制御部３６は、スイッチ切替を行う（ステップＳ２０）。制御部３６は、第３スイッチ３１の共通接点３１０と接点２とを接続させる。これにより、モータ制御装置１０において、速度推定器３０（図７参照）から出力された角速度ωｓｅ’が積分器３２により積分制御されて回転角θｅが生成される。生成された回転角θｅがｄｑ／ＵＶＷ変換器２３及びＵＶＷ／ｄｑ変換器２８へ入力される。

次に、制御部３６は、位相調整処理を開始する（ステップＳ２１）。制御部３６は、γ軸電圧出力処理器１９に上記（４）式によりステップＳ１９で最後に更新したγ軸電圧Ｖｓγ＊を継続して出力させつつ、δ軸電圧出力処理器２０に上記（９）式においてｔ＝Ｔとおいたδ軸電圧Ｖｓδ＊（αｖ１が上記（７）式で与えられるならばδ軸電圧Ｖｓδ＊＝Ｖδｏｆ＋（１＋ｋ／Ｉ０）・αｖ・Ｔ、αｖ１が上記（８）式で与えられるならばδ軸電圧Ｖｓδ＊＝Ｖδｏｆ＋ｋ・αｖ・Ｔに等しい）の一定電圧を継続して出力させる（ステップＳ２３）。

次に、制御部３６は、位相調整処理を行う（ステップＳ２２）。制御部３６は、ステップＳ２１から引き続きγ軸電圧出力処理器１９に上記（４）式によりγ軸電圧Ｖｓγ＊を更新して出力させ、δ軸電圧出力処理器２０にステップＳ１９で最後に更新した電圧Ｖｓδ＊を継続して出力させつつ、速度推定器３０に角速度ωｓｅ’を推定させ出力させる（ステップＳ２４）。

次に、制御部３６は、ステップＳ２０を実行してから位相調整処理が完了するのに十分な所定の推定時間が経過したか否かを判定する（ステップＳ２３）。なお、所定時間は、本発明を適用する装置によって変わるが、数秒程度である。制御部３６は、ステップＳ２２を実行してから速度推定が完了するのに十分な所定の推定時間が経過したと判定した場合（ステップＳ２３：Ｙｅｓ）、ステップＳ２４へ処理を移し、十分な所定の推定時間が経過していないと判定した場合（ステップＳ２３：Ｎｏ）、ステップＳ２２へ処理を戻す。

ステップＳ２４では、制御部３６は、位相調整処理から通常運転へ移行する前段階として初期化処理を行う。制御部３６は、（１）軸誤差検出及び速度推定器３４の積分器の初期値を、速度推定器３０で直前に推定された角速度ωｓｅ’で初期化し、（２）速度制御器１２を、直前に生成した電流指令値Ｉδで初期化し、（３）ｄ軸電流制御器１６を、Ｖｓγ＊−ωｅ・Ｌｑ・Ｉδで初期化し、（４）ｑ軸電流制御器１７を、Ｖｓδ＊＋ωｅ・（Ｌｄ・Ｉγ＋φ）で初期化する。

次に、制御部３６は、スイッチ切替を行う（ステップＳ２５）。制御部３６は、第１スイッチ２１の共通接点２１０と接点１とを接続し、第２スイッチ２２の共通接点２２０と接点１とを接続し、第３スイッチ３１の共通接点３１０と接点１とを接続する（ステップＳ２５）。そして、モータ制御装置１０は、位相調整処理から通常運転へモード移行を完了する（ステップＳ２６）。

なお、上述のステップＳ１２〜ステップＳ１５が負荷検出処理に該当し、ステップＳ１６〜ステップＳ１８が加速運転処理に該当し、ステップＳ２１〜ステップＳ２３が位相調整処理に該当する。

一般的な加速運転による起動方法では、負荷状態を厳密に推定して電圧特性や指令角速度特性を再設定しない限り、モード移行における脱調のリスクは避けられない。それは、負荷状態の推定は少なからず誤差を含むものであり、またモード移行における印可電圧と角速度の調整は相当な厳密性が要求されるからである。しかしながら、実施形態では、モード移行前に、負荷検出を行い、負荷に応じた電圧特性で加速運転を行った後に位相調整処理を行う。従って、電圧特性が真値から外れて過多となっていたとしても、位相調整処理により適切な位相角に収束させることができる。つまり、モード移行前の負荷検出に厳密性が要求されず、起動可能な負荷変動幅を極めて広く設定することが可能である。負荷状態を監視して起動特性を可変する実施形態は、モード移行前に位相調整処理を行うことで、より広範かつ好適なモータ制御を行うことができる。

上述の実施形態及び図示の具体的名称、処理、制御、各種のデータやパラメータを含む情報については、一例を示すに過ぎず、特記する場合を除いて適宜変更することができる。また、上述の実施形態における各部もしくは各装置の構成は、処理負荷や実装効率等から適宜分散又は統合されてもよい。

上述の実施形態のより広範な態様は、上述のように表しかつ記述した特定の詳細及び代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲及びその均等物によって定義される総括的な発明の概念又は範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

Ｍ モータ
１０ モータ制御装置
１１ 減算器
１２ 速度制御器
１４ 減算器
１５ 減算器
１６ ｄ軸電流制御器
１７ ｑ軸電流制御器
１８ 非干渉化処理器
１９ γ軸電圧出力処理器
２０ δ軸電圧出力処理器
２１ 第１スイッチ
２１０ 共通接点
２２ 第２スイッチ
２２０ 共通接点
２３ ｄｑ／ＵＶＷ変換器
２４ ＰＷＭ生成器
２５ ＩＰＭ
２６ シャント抵抗
２７ 電流再生器
２８ ＵＶＷ／ｄｑ変換器
２９ 同期回転数出力処理器
３０ 速度推定器
３０−１ 係数器
３０−２ 係数器
３０−３ 積分器
３０−４ 加算器
３１ 第３スイッチ
３１０ 共通接点
３２ 積分器
３３ 負荷検出器
３４ 軸誤差検出及び速度推定器
３５ 除算器
３６ 制御部

Claims (5)

1. モータを駆動する駆動部と、前記モータの電流を検出する電流検出部とを有するモータ制御装置であって、
   前記モータの負荷を検出する負荷検出部と、
   前記モータの起動開始から第１の時刻までの負荷検出区間では、γ−δ座標系における所定のδ軸電圧及び所定の指令角速度をもとに前記モータを駆動し、前記第１の時刻から第２の時刻までの加速運転区間では、時間経過とともに増加するδ軸電圧及び指令角速度をもとに前記モータを駆動するように前記駆動部を制御する駆動制御部と
   を備え、
   前記負荷検出部は、前記負荷検出区間において前記モータの負荷を検出し、
   前記駆動制御部は、前記加速運転区間において、前記時間経過とともに増加するδ軸電圧の特性を、前記負荷検出部により検出された前記負荷に応じて変更して前記モータを駆動するように前記駆動部を制御する
   ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記加速運転区間において、前記駆動制御部は、前記負荷検出部により検出された負荷が予め定められた基準負荷より大である場合には、前記時間経過とともに増加するδ軸電圧を増加率が高くなるように特性を変更し、前記負荷検出部により検出された負荷が予め定められた基準負荷以下である場合には、前記時間経過とともに増加するδ軸電圧の特性を変更しない
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記負荷検出部は、前記電流検出部により検出される前記モータの電流をもとに前記モータの負荷を検出する
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
4. 前記負荷検出部は、前記電流検出部により検出される前記モータの電流と、前記基準負荷に対応して予め定められた基準電流との差又は比に基づいて前記モータの負荷を検出する
   ことを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。
5. 前記電流検出部により検出される前記モータの前記γ−δ座標系におけるγ軸電流及びδ軸電流のうちγ軸電流を０にする角速度を推定する推定部
   をさらに備え、
   前記駆動制御部は、前記第２の時刻から第３の時刻までの位相調整区間では、前記推定部により推定された角速度を積分制御して求められた回転角度をもとに、前記電流検出部により検出された前記モータの前記γ−δ座標系におけるγ軸電流及びδ軸電流に対応するγ軸電圧及びδ軸電圧を、前記駆動部により前記モータが駆動される際の固定座標系における電圧へ変換する
   ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。

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