JP6165470B2 - モータ制御装置，ヒートポンプシステム及び空気調和機 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子をＰＷＭ制御することで、インバータ回路を介してモータを制御する制御装置，及びその制御装置を備えてなるヒートポンプシステム並びに空気調和機に関する。

モータを制御するためにＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流を検出する場合、インバータ回路の直流部に挿入した１つのシャント抵抗を用いて電流検出を行う技術がある。この方式で３相の全ての電流を検出するには、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation，パルス幅変調）キャリア（搬送波）の１周期内において、２相以上の電流を検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを発生させる必要がある。そのため、１周期内におけるＰＷＭ信号の位相をシフトさせることで常に２相以上の電流を、騒音を増大させること無く検出できるモータ制御装置が提案されている（特許文献１）。

特開２０１２−７０５９１号公報

また、３相モータをＰＷＭ制御する際には、３相変調方式と２相変調方式とがある。３相変調方式ではインバータ回路におけるスイッチング損失が増加することから、損失の増加を抑制する観点では２相変調方式を採用するのが望ましい。しかしながら、特許文献１に開示されている電流検出方式を採用すると、モータの低速回転領域では電流の検出が困難になるという問題がある。

そこで、スイッチング損失の増加を回避しつつ、１つの電流検出素子による電流検出方式を採用できるモータ制御装置，及びその制御装置を備えてなるヒートポンプシステム並びに空気調和機を提供する。

実施形態のモータ制御装置によれば、電流検出手段は、インバータ回路の直流側に接続される電流検出素子が電流値に対応して発生した信号とＰＷＭ信号パターンとに基づいてモータの相電流を検出し、ロータ位置決定手段は、前記相電流に基づいてロータ位置を決定し、ＰＷＭ信号生成手段は、ロータ位置に追従するように２相又は３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。

このとき、ＰＷＭ信号生成手段は、３相のＰＷＭ信号パターンについては、３相のうち何れか１相は、搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させ、他の１相は、搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向に、残りの１相は前記方向とは逆方向にデューティを増減させる。

これにより、電流検出手段が、ＰＷＭ信号の搬送波周期内で固定された２点のタイミングで２相の電流を検出可能となるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。そして、切替え指令出力手段は、ＰＷＭ信号生成手段に、モータが電流検出手段による電流検出可能期間が長くなる高速回転領域にある場合は２相のＰＷＭ信号パターンを生成させ、モータが前記電流可能期間が短くなる低速回転領域にある場合は３相のＰＷＭ信号パターンを生成させるように切替え指令を出力する。

第１実施形態であり、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図 ヒートポンプシステムの構成を示す図 エアコンの運転を開始させた場合、圧縮機に内蔵されるモータの回転数の変化と、ＰＷＭ制御を２相変調，３相変調の何れで行うかの切り換えを示す図 図３に対応した駆動制御方式の切り換えを概略的に示すフローチャート エアコンの運転中における変調方式の切り換え処理を概略的に示すフローチャート ２相変調を行う場合、キャリア周期毎に実行される割り込み処理を示すフローチャート 図６に示す処理の実行時間イメージをＰＷＭキャリア波形と共に示す図 （ａ）は、２相変調の場合にＰＷＭデューティパルスが出力される位相と、抵抗素子の端子電圧をＡ／Ｄ変換するタイミングとを示す図、（ｂ）は、直交電圧Ｖα，Ｖβに基づいて２相ＰＷＭデューティを算出するためのテーブルを示す図_、（ｃ）はセクタをｄβ座標上で示す図 ３相変調を行う場合、キャリア周期の半周期毎に実行される割り込み処理を示すフローチャート 図７相当図 ３相変調での各相ＰＷＭデューティパルスの出力位相を示す図 図８（ｂ）相当図 処理負荷監視部により実行される制御内容を中心に示すフローチャート 割り込み処理負荷判定処理のフローチャート 第２実施形態を示す図９相当図 図１０相当図 第３実施形態を示す図１４相当図 （ａ）は２相変調時の強め界磁運転による消費電力増加分ＷSFを示すテーブルの一例、（ｂ）は（ａ）の増加分ＷSFを補正する補正係数βIqの一例を示す図 第４実施形態を示す図１４相当図 電流検出不能周期をカウントするためのフローチャート 第５実施形態を示す図１９相当図 第６実施形態を示す図１４相当図 第７実施形態を示す図５相当図 図９相当図 図２４のステップＳ３６ｂの処理内容を説明する図

（第１実施形態）
以下、ヒートポンプシステムの一例として、空気調和機の圧縮機モータを駆動する第１実施形態について図１から図１４を参照して説明する。図２において、ヒートポンプシステム１を構成する圧縮機（負荷）２は、圧縮部３とモータ４を同一の鉄製密閉容器５内に収容して構成され、モータ４のロータシャフトが圧縮部３に連結されている。そして、圧縮機２、四方弁６、室内側熱交換器７、減圧装置８、室外側熱交換器９は、熱伝達媒体流路たるパイプにより閉ループを構成するように接続されている。尚、圧縮機２は、例えばロータリ型の圧縮機であり、モータ４は、例えば３相ＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータ（ブラシレスＤＣモータ）である。空気調和機Ｅは、上記のヒートポンプシステム１を有して構成されている。

暖房時には、四方弁６は実線で示す状態にあり、圧縮機２の圧縮部３で圧縮された高温冷媒は、四方弁６から室内側熱交換器７に供給されて凝縮し、その後、減圧装置８で減圧され、低温となって室外側熱交換器９に流れ、ここで蒸発して圧縮機２へと戻る。一方、冷房時には、四方弁６は破線で示す状態に切り替えられる。このため、圧縮機２の圧縮部３で圧縮された高温冷媒は、四方弁６から室外側熱交換器９に供給されて凝縮し、その後、減圧装置８で減圧され、低温となって室内側熱交換器７に流れ、ここで蒸発して圧縮機２へと戻る。そして、室内側、室外側の各熱交換器７，９には、それぞれファン１０，１１により送風が行われ、その送風によって各熱交換器７，９と室内空気、室外空気の熱交換が効率良く行われるように構成されている。

図１は、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図である。直流電源部２１は、直流電源のシンボルで示しているが、商用交流電源から直流電源を生成している場合には、整流回路や平滑コンデンサ等を含んでいる。直流電源部２１には、正側母線２２ａ，負側母線２２ｂを介してインバータ回路（直流交流変換器）２３が接続されているが、負側母線２２ｂ側には電流検出素子であるシャント抵抗２４が挿入されている。インバータ回路２３は、スイッチング素子として例えばＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ２５（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−）を３相ブリッジ接続して構成されており、各相の出力端子はモータ４の各相巻線にそれぞれ接続されている。

シャント抵抗（電流検出素子）２４の端子電圧（電流値に対応した信号）は電流検出部（電流検出手段）２７により検出される。電流検出部２７は、前記端子電圧をＡ／Ｄ変換して読み込むと、インバータ回路３に出力される２相又は３相のＰＷＭ信号パターンに基づいてＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。電流検出部２７が検出した各相電流は、ベクトル演算部（ロータ位置決定手段，ＰＷＭ信号生成手段）３０に入力される。

ベクトル演算部３０では、制御条件を設定するマイクロコンピュータ等の機能部分よりモータ４の回転速度指令ωrefが与えられると、推定したモータ４の実際の回転速度との差分に基づいてトルク電流指令Ｉqrefが生成される。モータ４の各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗからはモータ４のロータ位置θが決定され、そのロータ位置θを用いるベクトル制御演算によりトルク電流Ｉｑ，励磁電流Ｉｄが算出される。トルク電流指令Ｉqrefとトルク電流Ｉｑとの差分に対して例えばＰＩ制御演算が行われ、電圧指令Ｖｑが生成される。励磁電流Ｉｄ側についても同様に処理されて電圧指令Ｖｄが生成され、電圧指令Ｖｑ，Ｖｄが上記ロータ位置θを用いて三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換される。三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、ＤＵＴＹ生成部（ＰＷＭ信号生成手段）３１に入力され、各相のＰＷＭ信号を生成するためのデューティＵ＿ＤＵＴＹ，Ｖ＿ＤＵＴＹ，Ｗ＿ＤＵＴＹが決定される。

各相デューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹは、ＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）３２に与えられ、キャリアとのレベルが比較されることで２相又は３相ＰＷＭ信号が生成される。また、２相又は３相ＰＷＭ信号を反転させた下アーム側の信号も生成されて、必要に応じてデッドタイムが付加された後、それらが駆動回路３３に出力される。駆動回路３３は、与えられたＰＷＭ信号に従い、インバータ回路２３を構成する６つのパワーＭＯＳＦＥＴ２５（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−）の各ゲートに、ゲート信号を出力する（上アーム側については、必要なレベルだけ昇圧した電位で出力する）。ＰＷＭ信号生成部３１が３相ＰＷＭ信号を生成する方式については、例えば特許文献１に開示がある第４実施形態の方式を用いる。

その他、ベクトル演算部３０は、トルク電流Ｉｑ及び励磁電流Ｉｄを消費電力演算部３４に出力し、トルク電流Ｉｑ，励磁電流Ｉｄ及び励磁電圧Ｖｄに基づいて推定速度ωｅを演算して消費電力演算部３４及び検出方式選択部３５に出力する。消費電力演算部３４は、入力される各電流に基づいて消費電力Ｗを次式により演算すると、検出方式選択部（切替え指令出力手段）３５に出力する。
Ｗ＝ωｅ×Ｔ＝ωｅ×Ｐ／２×｛φ×Ｉｑ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）｝×Ｉｄ×Ｉｑ…（１）
但し、Ｔはモータ出力トルク，Ｐはモータ４の極数，φは電気子巻線鎖交磁束，Ｌｄはｄ軸インダクタンス，Ｌｑはｑ軸インダクタンスである。尚、消費電力演算部３４については、第３実施形態で説明する。

負荷処理監視部（切替え指令出力手段）３６は、ＰＷＭ制御の１周期又は半周期毎に実行されるソフトウェア処理の実行時間を計測するためのタイマ３６Ｃ（例えばフリーランカウンタ）を内蔵している。ベクトル演算部３０と負荷処理監視部３６とには、ＰＷＭ信号生成部３２からのＰＷＭ割り込み信号が入力されている。また、負荷処理監視部３６には、ＰＷＭ信号生成部３２が内部で三角波のキャリアを生成するために使用するアップダウンカウンタのカウンタ値が入力されている。更に、負荷処理監視部３６には、ＤＵＴＹ生成部３１がＰＷＭ信号生成部３２にＰＷＭデューティパルスをセットしたタイミングで出力するＤＵＴＹセット信号が入力されている。尚、以上において、構成２７〜３６（駆動回路３３を除く）の機能は、ＣＰＵを含むマイクロコンピュータのハードウェア及びソフトウェアにより実現される機能である。

次に、本実施形態の作用について図３から図１４を参照して説明する。図３は、エアコンによる冷房運転を開始させた場合における、圧縮機２に内蔵されるモータ４の回転数の変化と、ＰＷＭ制御を２相変調，３相変調の何れで行うかの切り換え状態を示している。また、図４は、図３に対応した駆動制御方式の切り換えを概略的に示すフローチャートである。エアコンの運転が開始された圧縮機２の起動時には、３相変調でＰＷＭ制御を行う（Ｓ１）。モータ４の回転数が低い領域ではセンサレス駆動方式が実行できないため、強制転流によりモータ４を駆動する（Ｓ２）。そして、回転数がある程度上昇すると位置センサレス駆動方式に切り換える（Ｓ３）。

図３に示すように、エアコンの運転開始直後は、エアコンが設置されている部屋内の温度を迅速に低下させるためモータ４の回転数を急激に上昇させるが、その過程において、エアコンは室内温度を検出して所定の閾値（設定温度）と比較する（Ｓ４）。室内温度が閾値を下回っている間は（低い）３相変調を継続し（Ｓ５）、室内温度が閾値以上になると（高い）２相変調に切り換える（Ｓ６）。

運転開始直後に急激に出力を上昇させたことで室内温度が低下すると、図３に示すようにモータ４の回転数を低下させる。そして、室内温度が安定して閾値を下回る状態が継続すれば３相変調を継続し、何らかの要因により室内温度が上昇して閾値を超えれば２相変調に切り換えるようにする。

以降は、上述した２相変調と３相変調との切り換え制御について、より詳細に説明する。図２及び図３では、概略動作を説明するために閾値温度を用いて切り換えを説明したが、実際には以下のように制御する。図５は、エアコンの運転中における変調方式の切り換え処理を概略的に示すフローチャートである。先ず、現在実行中の変調方式が２相変調であればステップＳ１１からＳ１２に移行し、ＰＷＭ割り込みを発生させる周期を、キャリア周期と同じ１周期毎にする。そして、２相変調に応じた電流検出方式により電流データを取得してベクトル制御処理を行い、２相ＰＷＭ信号パターンを生成出力する（Ｓ１３）。

一方、現在実行中の変調方式が３相変調であればステップＳ１１からＳ１４に移行し、ＰＷＭ割り込みを発生させる周期を、キャリア周期の半周期毎にする。そして、３相変調に応じた電流検出方式により電流データを取得してベクトル制御処理を行い、３相ＰＷＭ信号パターンを生成出力する（Ｓ１５）。尚、ステップＳ１１における変調方式の選択は、後述するＰＷＭ処理負荷監視の結果に基づいて行われる。

＜２相変調処理＞
以降は、２相変調処理について図６から図８を参照して説明する。図６は、２相変調を行う場合に、キャリア周期毎に実行される割り込み処理を示すフローチャートである。先ず、電流検出部２７においてＡ／Ｄ変換されたデータを抽出すると（Ｓ２１）、そのデータに基づいて３相電流を検出する（Ｓ２２）。ここで、電流検出部２７におけるシャント抵抗２４の端子電圧のＡ／Ｄ変換処理は、図６に示す処理とは別個に１キャリア周期内で２回実行されており（実行タイミングについては後述する）、Ａ／Ｄ変換されたデータは、例えばレジスタ等に格納されている。したがって、ステップＳ２１の処理は、上記レジスタに格納されているデータを読み出すことになる。

次に、３相電流からベクトル制御演算によりモータ４のロータ位置（θ）を推定し（Ｓ２３）、周波数制御（速度制御，Ｓ２４）及び電流制御（ＰＩ制御等）を実行する（Ｓ２５）。そして、今回の演算処理で決定された２相ＰＷＭデューティを次回の周期で出力するためレジスタやメモリ等に格納すると（Ｓ２６）。（ここで得られた２相ＰＷＭデューティは、次のキャリア周期における割り込み処理のステップＳ２７で出力レジスタにセットされる。）それから、前回のキャリア周期で決定された２相ＰＷＭデューティを、出力用のレジスタにセットする（Ｓ２７）。

図７は、２相変調時における割り込み処理の実行時間イメージを、ＰＷＭキャリア波形と共に示すものである。エアコンにおいては、１つの制御回路（マイコン）により、圧縮機２に並行して、室外機に対応する熱交換器９のファン１１を駆動するモータも制御する（室内機に対応する熱交換器７のファン１０を駆動するモータは、別の制御回路やドライバＩＣなどにより制御される）。

そこで、図７には、（ａ）に図６に示す圧縮機２のモータ制御に関する処理時間（１）を、（ｂ）に上記ファン１１のモータ（ファンモータ）制御に関する処理時間（２）を示している。すなわち、ＰＷＭキャリアである三角波のボトムにおいてＰＷＭ割り込みが発生すると、図６に示す処理を実行した後に、ファンモータについてもモータ電流を検出してベクトル制御を行う。

図８（ａ）は、２相変調の場合にＰＷＭデューティパルスが出力される位相と、電流検出部２７がシャント抵抗２４の端子電圧をＡ／Ｄ変換するタイミングとを示している。この例では、Ｕ，Ｖ相のデューティパルスが三角波のボトムが中心位相となるように出力されている。１回目のＡ／Ｄ変換は上記ボトムのタイミングで実行される。この時検出される電流はＷ相の負電流となる。そして、２回目のＡ／Ｄ変換は、ボトムを起点として時間Ｄ２の経過後に、更にスイッチングディレイを考慮した微小時間αが経過した時点で実行される。この時検出される電流はＵ相の正電流となる。そして、Ｖ相電流は、上記２回のＡ／Ｄ変換結果に基づく演算で求められる。

また、図８（ｂ）は、ベクトル制御の過程で得られる直交電圧Ｖα，Ｖβに基づいて２相ＰＷＭデューティを算出するためのテーブルである。図８（ｂ）の左方側，及び図８（ｃ）に示すように、電圧Ｖα，Ｖβの大小関係に応じてセクタ０〜５が決定され、各セクタ毎に、パルス幅値Ｄ１，Ｄ２が電圧Ｖα，Ｖβと補正値Ｈとに基づいて決定される。尚、補正値Ｈは、直流電源部２１の電圧であるＤＣ電圧に応じてデューティパルス幅を補正する項であり、次式で表される。
Ｈ＝√３×（ＰＷＭレジスタ最大値）×３２７６８／（ＤＣ電圧） …（２）
尚、「ＰＷＭレジスタ最大値」は、例えばレジスタが１６ビットであれば６５５３５である。

図８（ｂ）の右方側に示すＰＷＭａ，ＰＷＭｂ，ＰＷＭｃは、図１ではベクトル演算部が出力する３相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対応するもので、各セクタに応じてパルス幅値Ｄ１，Ｄ２の和となるか或いはパルス幅値Ｄ２のみ、若しくは「０」となる。

＜３相変調処理＞
以降は、３相変調処理について図９から図１２を参照して説明する。図９は、３相変調を行う場合に、キャリア周期の半周期毎に実行される割り込み処理を示すフローチャートである。ステップＳ３１〜Ｓ３５については、図６に示すステップＳ２１〜Ｓ２５と同様に実行されるが、続くステップＳ３６では３相のＰＷＭデューティが出力される。続くステップＳ３７〜Ｓ３９の処理は、ＤＵＴＹ生成部３１において行われる。ＰＷＭ信号生成部３２より与えられるキャリアカウンタの値を参照し、アップカウント中か、ダウンカウント中かを判断する（Ｓ３７）。アップカウント中であればＤ＿Ｐｗｍ＿ｓｅｔ２（）をセットし（Ｓ３８）、ダウンカウント中であればＤ＿Ｐｗｍ＿ｓｅｔ１（）をセットする（Ｓ３９）。これらについては図１０及び図１１で説明する。

図１０は図７相当図であるが、３相変調の場合は、三角波のピークとボトムとにおいてＰＷＭ割り込みが発生する。図中に丸数字で示す処理（１）〜（４）については、処理（１）及び（３）はステップＳ３１〜Ｓ３７に対応し、処理（２），（４）はそれぞれステップＳ３８，Ｓ３９に対応している。この場合、ファンモータの制御（５）は、処理（４）を実行した後に行われる。

図１１は、３相変調の場合における各相ＰＷＭデューティパルスの出力位相を示したもので、前述したように特許文献１に開示されている方式を用いる。すなわち、３相のうち何れか１相については、三角波のボトムを基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させる。また、他の１相については、前記ボトムを基準として例えば進み位相側にデューティを増減させ、残りの１相については、前記ボトムを基準として遅れ位相側にデューティを増減させる。このように３相デューティパルスの出力位相を決定することで、電流検出部２７が、キャリア周期内で固定された２点のタイミングで２相の電流を検出可能にしている。

図１１に示す例では、Ｕ相のパルスをキャリア周期の中心位相から双方方向にデューティを増減させ、Ｖ相のパルスを上記中心位相から進み方向にデューティを増減させ、Ｗ相のパルスを上記中心位相から遅れ方向にデューティを増減させている。三角波のピークで割り込みが発生するとキャリアカウンタはダウンカウント中であるから、Ｄ＿Ｐｗｍ＿ｓｅｔ２（）により、今回のキャリア周期前半分のデューティパルスを出力する。

Ｕ相については、デューティの１／２のパルスが、ピークでの割り込みが発生した後のタイミングからボトムまでの期間に出力される。Ｖ相については、デューティが５０％未満であれば、そのパルスは、Ｕ相と同様にピークでの割り込みが発生した後のタイミングからボトムまでの期間に出力される。また、Ｗ相については、デューティが５０％を超えると、その超えた分のパルスは、ピークでの割り込みが発生したタイミングからボトムに達するまでの期間に出力される。したがって、Ｄ＿Ｐｗｍ＿ｓｅｔ２（）により出力されるのはこれらのパルスとなる。

一方、三角波のボトムで割り込みが発生するとキャリアカウンタはアップカウント中であるから、Ｄ＿Ｐｗｍ＿ｓｅｔ１（）により、今回のキャリア周期後半分のデューティパルスを出力する。Ｕ相については、前半と同様にデューティの１／２のパルスが、ボトムでの割り込みが発生した後のタイミングからピークまでの期間に出力される。Ｖ相については、デューティが５０％を超えると、その超えた分のパルスは、ボトムでの割り込みが発生したタイミングからピークに達するまでの期間に出力される。また、Ｗ相については、デューティが５０％未満であれば、そのパルスは、Ｕ相と同様にボトムでの割り込みが発生した後のタイミングからピークまでの期間に出力される。したがって、Ｄ＿Ｐｗｍ＿ｓｅｔ１（）により出力されるのはこれらのパルスとなる。

そして、３相変調における２回のＡ／Ｄ変換タイミングは、三角波がボトムに達する直前と直後とする。前者のタイミングではＷ相電流が得られ、後者のタイミングではＶ相電流が得られることになる。尚、前者については、仮にボトムに一致するタイミングでＡ／Ｄ変換しても、各制御のタイミングや信号の遅れ等によりＷ相電流を得ることは可能である。

図１２は図８（ｂ）相当図であるが、条件１〜３，セクタ，Ｄ１，Ｄ２については２相変調の場合と全く同様であり、ＰＷＭａ，ＰＷＭｂ，ＰＷＭｃの決定部分のみが異なっている。これらの決定には、パルス幅値Ｄ１，Ｄ２だけでなく、補正値Ｈの説明で述べたＰＷＭレジスタの最大値ＰＤも要素となっている。

＜変調方式切り換え処理＞
次に、２相変調と３相変調とを切り換える制御の詳細について、図１３及び図１４を参照して説明する。図１３は、処理負荷監視部３６により実行される制御内容を中心に示すフローチャートである。ここでは、図３で説明した起動時においてモータ４の回転数が上昇する過程における３相から２相への切り替えと、モータ４が高速で回転しており２相変調を行っている状態から回転数が低下した際に、ソフトウェア処理負荷がより大きくなる３相変調への切り換えが可能か否かを判定する。

キャリア周期毎にＰＷＭ割り込みが発生すると、処理負荷監視部３６はその時点でのタイマ３６Ｃのカウンタ値（１）を読み込んで取得する（Ｓ４１）。続くステップＳ４２の「割り込み処理実行」とは、前述した図６又は図９に示す処理であり、ベクトル演算部３０等で実行される（３相変調の実行時は半周期毎，２相変調の実行時は１周期毎）。ステップＳ２７が実行されるとＤＵＴＹ生成部３１より出力されるＤｕｔｙｓｅｔ信号がアクティブになる。これにより、処理負荷監視部３６は再びタイマ３６Ｃのカウンタ値（２）を読み込んで取得する（Ｓ４３）。

次に、ＰＷＭ信号生成部３２より与えられるキャリアカウンタの値を参照し、カウンタがアップカウント中か否かを判断し（Ｓ４４）、アップカウント中であれば（ＹＥＳ）割り込み処理時間（３）をカウンタ値（２），（１）の差分で得る（Ｓ４５）。そして、割り込み処理時間（３）を許容される最大処理時間；ＭＡＸ負荷Ａと比較し、割り込み処理時間（３）がＭＡＸ負荷Ａを超えていれば（Ｓ４６：ＹＥＳ）、割り込み処理時間（３）をＭＡＸ負荷Ａに設定する（Ｓ４７）。割り込み処理時間（３）がＭＡＸ負荷Ａ以下であれば（Ｓ４５：ＮＯ）そのまま図１３に示す処理を終了する。

一方、ステップＳ４４においてカウンタがダウンカウント中であれば（ＮＯ）割り込み処理時間（４）をカウンタ値（１），（２）の差分で得る（Ｓ４８）。そして、割り込み処理時間（４）を許容される最大処理時間；ＭＡＸ負荷Ｂと比較し、割り込み処理時間（４）がＭＡＸ負荷Ｂを超えていれば（Ｓ４９：ＹＥＳ）、割り込み処理時間（４）をＭＡＸ負荷Ｂに設定する（Ｓ５０）。割り込み処理時間（４）がＭＡＸ負荷Ｂ以下であれば（Ｓ４５：ＮＯ）処理を終了する。例えば、キャリア周期が１００μｓであり、上記閾値がその５０％である５０μｓに設定されていれば、割り込み処理時間（３）が５０μｓを超えた場合にＭＡＸ負荷Ａ（５０μｓ）に設定され、ＮＧ判定となる。

ここで、割り込み処理時間（３），（４）は「現行の処理時間の長さ」に対応する。また、ＭＡＸ負荷Ａ，Ｂは、割り込み処理時間（３），（４）を評価判定するための閾値であるが、これらは、キャリア周期の１／２以下となる値に設定すれば良い。

図１４は、検出方式選択部３５及び処理負荷監視部３６により行われる割り込み処理負荷判定処理のフローチャートである。ステップＳ５１では、割り込み処理時間（３）がＭＡＸ負荷Ａに設定されているか否か、又は割り込み処理時間（４）がＭＡＸ負荷Ｂに設定されているか否かにより判定を行い、ＭＡＸ負荷Ａ又はＢに設定されていれば（ＮＧ）、３相変調を実行中であれば２相変調に切り換える（Ｓ５４）。

一方、ＭＡＸ負荷Ａ又はＢに設定されていれなければ（ＯＫ）、デューティパルスについて、最大，最小のデューティ差（Ｍａｘｄｕｔｙ−Ｍｉｎｄｕｔｙ）を閾値と比較する（Ｓ５２）。すなわち、３相変調時において、モータ４の回転数がある程度上昇したことで上記デューティ差が閾値以上になれば、キャリア周期内で２相分の電流を検出できる期間を十分確保でき（電流検出可能期間が長い）、安定した状態でモータ４の駆動制御ができる。したがって、ステップＳ５４に移行する。また、上記デューティの差が閾値未満であれば、キャリア周期内で２相分の電流を検出できる期間が確保し難い（電流検出可能期間が短い）状態にある。したがって、基本的に電流検出率が高いメリットがある３相変調方式を維持する（Ｓ５３）。

以上のように本実施形態によれば、電流検出部２７は、インバータ回路２３の直流側に接続されるシャント抵抗２４が電流値に対応して発生した信号とＰＷＭ信号パターンとに基づいてモータ４の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出し、ベクトル演算部３０は相電流に基づいてロータ位置θを決定し、ＰＷＭ信号生成部３２と共に、ロータ位置θに追従するように２相又は３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。このとき、ＰＷＭ信号生成部３２は、３相のＰＷＭ信号パターンについては、何れか１相は、キャリア周期のボトムを基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させ、他の１相は、前記ボトムを基準として遅れ側，進み側の一方向に、残りの１相は前記方向とは逆方向にデューティを増減させる。

これにより、電流検出部２７が、ＰＷＭ信号の搬送波周期内で固定された２点のタイミングで２相の電流を検出可能となるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。そして、検出方式選択部３５は、ＤＵＴＹ生成部３１及びＰＷＭ信号生成部３２に、モータ４が高速回転領域にある場合は２相のＰＷＭ信号パターンを生成させてスイッチング損失の増大を抑制し、モータ４が低速回転領域にある場合は電流検出率が高い３相のＰＷＭ信号パターンを生成させるように切替え指令を出力する。したがって、スイッチング損失を抑制しつつ制御精度の向上を図ることができる。

また、検出方式選択部３５及び処理負荷監視部３６は、ＰＷＭ信号のデューティ比，及びキャリア周期内における割り込み処理時間の長さ，或いはキャリア周期内における電流検出可能期間の長さを参照した結果に基づいて切替え指令を出力する。したがって、２相変調方式と３相変調方式との切り換えを、割り込み処理時間や電流検出可能期間の長さに基づいて妥当に行うことができる。
また、２相変調を行う場合はキャリア周期毎に割り込みを発生させ、３相変調を生成させる場合はキャリア周期の１／２毎に割り込みを発生させるので、従来一般的に実行されている２相変調に対し、特許文献１で提示された新規な３相変調方式を容易に導入できる。

また、処理負荷監視部３６は、２相変調方式の実行中はＰＷＭ割り込み処理に要する時間を計測し、その割り込み処理時間がキャリア周期の１／２以下に設定される閾値未満であれば３相変調方式に移行させ、割り込み処理時間が閾値以上であれば２相変調方式を維持するように切替え指令を出力する。したがって、ＰＷＭ割り込み処理に要する時間を評価して、３相変調方式が確実に実行可能である場合に移行することができる。

また、処理負荷監視部３６は、３相変調方式の実行中に、３相のＰＷＭデューティについて最大値と最小値との差を求め、それらのデューティ差が所定の閾値以上であれば２相変調方式に移行させるように切替え指令を出力する。したがって、電流検出率を評価して、２相変調方式が確実に実行可能である場合に移行することができる。
更に、圧縮機２と、室外側熱交換器９と、減圧装置８と、室内側熱交換器７とを備えるヒートポンプシステム１を備える空気調和機について、圧縮機２を構成するモータ４を制御対象とするので、ヒートポンプシステム１及び空気調和機の運転効率を向上させることができる。

（第２実施形態）
図１５及び図１６は第２実施形態を示す図９及び図１０相当図であり、第２実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。図１５に示すように、第２実施形態では、図９に示すフローチャートにステップＳ３０，Ｓ３５ａ，Ｓ３６ａを追加し、ステップＳ３６を実行する箇所を変更している。すなわち、ステップＳ３５を実行すると、フラグＭ＿Ｉｎｔ＿ｆｌｇを「１」にセットする（Ｓ３５ａ）。上記のフラグは、既にキャリアの半周期においてステップＳ３１〜Ｓ３５の処理が実行済みであることを示す。

そして、冒頭のステップＳ３０において、フラグＭ＿Ｉｎｔ＿ｆｌｇ＝０（リセット）か否かを判断し、「１（セット）」であれば（ＮＯ）ステップＳ３６を実行し、フラグＭ＿Ｉｎｔ＿ｆｌｇを「０」にする（Ｓ３６ａ）。ステップＳ３５ａ，３６ａを実行すると、ステップＳ３７に移行する。つまり、第２実施形態では、３相変調を実行する際のＰＷＭ割り込み処理では、周期の前半でステップＳ３０〜Ｓ３５ａ，Ｓ３７〜Ｓ３９を実行し、周期の後半でステップＳ３０，Ｓ３６，Ｓ３６ａ，Ｓ３７〜Ｓ３９を実行することになる。

これにより、図１６に示す割り込み処理時間（１），（３）は、図１０に比較して何れも若干短くなっている。キャリア周期の後半では、室外機のファンモータ制御処理（５）も実行するため、上記のように割り込み処理を分割することで周期の後半の処理時間に余裕を持たせることができる。尚、前半と後半とで分割する処理は、上記の例に限ることなく、適宜設定すれば良い。

（第３実施形態）
図１７及び図１８は第３実施形態である。図１７は図１４相当図であり、ステップＳ５２，Ｓ５３の間に回転数及び消費電力に基づく判定を行うステップＳ５５が追加されている。ステップＳ５５では、３相変調時のスイッチング損失に相当する電力と、図１８に示すテーブルより決定される２相変調での強め界磁運転時の消費電力とを比較し、消費電力が少なくなる方の変調方式を選択するように分岐する。また、強め界磁運転を行う理由は、モータ４の回転数が低い場合に、励磁電流Ｉｄを増加させて電流検出率を上昇させるためである。

２相変調を基準とする、３相変調時のスイッチング損失増加分に相当する電力Ｗ3sWは、前述したように消費電力演算部３４が演算する消費電力Ｗに、事前に実験等で求めた所定の係数αloss（例えば、５％等），及び３相変調のみ行うスイッチング期間の比率０．３３を乗じて求める。
Ｗ3sW＝Ｗ×αloss×０．３３ …（３）

図１８（ａ）は、２相変調時の強め界磁運転による消費電力の増加分ＷSFを示すテーブルの一例である。また、図１８（ｂ）は、（ａ）の消費電力の増加分ＷSFを、トルク電流Ｉｑ＝２．８Ａの場合を基準に補正するための補正係数βIqの一例である。すなわち、モータ４の負荷が重くなればそれに伴い出力トルクを上昇させる必要があり、トルク電流Ｉｑが増加するのでデューティが大きくなる。その分だけトルクに寄与しない励磁電流Ｉｄを減少させることができるので、消費電力の増加分を減少させるように補正する。

したがって、２相変調時のスイッチング損失に相当する電力Ｗ2sWは、以下のように計算される。
Ｗ2sW＝ＷSF×βIq …（４）
そして、ステップＳ５５では、電力Ｗ3sw，Ｗ2Swのうち、値が小さくなる方の変調方式を選択する。
以上のように第３実施形態によれば、検出方式選択部３５は、モータ４により消費される電力Ｗを参照した結果に基づいて、２相変調方式と３相変調方式とを切替えるための指令を出力するので、消費電力が確実に少なくなるように変調方式を切替えることができる。

（第４実施形態）
図１９及び図２０は第３実施形態である。図１９は図１４相当図であり、ステップＳ５２に替えてステップＳ５６が配置されており、電流検出率が閾値以上か否かを判断する。図２０は、電流検出率を計算するために用いる、電流検出ができないキャリア周期（電流検出不可周期）の数をカウントする処理を示すフローチャートであり、図６又は図９に示すフローチャートにおいて、ステップＳ２６，Ｓ２７との間又はステップＳ３６，Ｓ３７との間に実行される。

各判断ステップＳ６１〜６３では、２相同時オン時間Ｄ２，１相オン時間Ｄ１，（ＭＡａｘｄｕｙ−Ｍｉｄｄｕｔｙ）それぞれが、電流検出するために必要な最小時間として決定される閾値と比較する。そして、前記閾値未満であれば、検出不可カウンタをインクリメントする（Ｓ６４）。但し、上記閾値は、デューティパルスがキャリア周期の中央に配置される相については２倍した値を用いる。

電流検出率は、電気角周期毎に次式で求められる。
（電流検出率）＝｛（１電気角周期相当カウンタ値）−（検出不可カウンタ値）｝
／（１電気角周期相当カウンタ値）…（５）
例えば、電気角周波数が２０Ｈｚ，ＰＷＭキャリア周波数が４ｋＨzであれば、１電気角周期に相当するカウンタ値は「２００」となる。その電気角周期内において電流検出不可周期が２０回あれば、
（電流検出率）＝（２００−２０）／２００＝０．９＝９０（％）
となる。

そして、ステップＳ５６では、上記の電流検出率が、当該検出率について設定される閾値以上か否かを判断し、閾値未満であれば３相変調方式を実行し、閾値以上であれば２相変調方式を実行する。

以上のように第４実施形態によれば、検出方式選択部３５は、１電気角周期毎の電流検出率を求め、その電流検出率が閾値以上か否かに応じて２相変調方式と３相変調方式とを切替えるための指令を出力するので、３相電流を確実に検出できる変調方式を選択することができる。

（第５実施形態）
図２１は第５実施形態を示す図１９相当図であり、図１９に示すフローチャートに、第３実施形態のステップＳ５５を加えたものである。

（第６実施形態）
図２２は第６実施形態を示す図１４相当図であり、ステップＳ５１，Ｓ５２，Ｓ５５の判断を行うと共に、ステップＳ５１で「ＮＧ」と判断するとステップＳ５６，Ｓ５７の判断を行うが、ステップＳ５７はＳ５５と同じである。続くステップＳ５８では、キャリア周期をより低くするように変更する。すなわち、割り込み処理負荷は重いが、消費電力は３相変調の方が小さいという場合は、キャリア周期を低くすることで（例えば、５ｋＨz→４．５ｋＨｚ）処理時間の余裕を確保してリターンする。

以上のように第６実施形態によれば、検出方式選択部３５は、割り込み処理時間が閾値を超えており、且つ３相変調の消費電力が２相変調の消費電力よりも小さいと判断すると、変調方式を切り替えることなくキャリア周期をより長くするように調整する。したがって、消費電力の増大を抑制できる。

（第７実施形態）
図２３から図２５は第７実施形態である。図２３は図５相当図であり、ステップＳ１２に替わるＳ１６では、２相変調方式についてもキャリア周期の半周期毎に割り込みを発生させる。図２４は図９相当図であるが、ステップＳ３６，Ｓ３７の間に、ステップＳ３６ａ，Ｓ３６ｂを追加することで２相変調，３相変調で共通の処理となっている。すなわち、ステップＳ３６を実行すると、実行中の変調方式が２相，３相の何れかを判断し（Ｓ３６ａ）、３相変調であれば（ＮＯ）ステップＳ３７に移行する。一方、２相変調であれば（ＹＥＳ）、ステップＳ３６で求めた３相のＰＷＭデューティを２相のＰＷＭデューティに変換して（Ｓ３６ｂ）ステップＳ３７に移行する。

図２５は、ステップＳ３６ｂの処理内容を説明するものである。３相のＰＷＭデューティが図２５（ａ）に示すように得られたとする。これらの内、最小となるデューティをＭＩＮｄｕｔｙに設定する（この例ではＵ相）。そして、その他の相（Ｖ，Ｗ）のデューティより、（ＭＩＮｄｕｔｙ＋τ）を減じたものを２相ＰＷＭデューティとする。ここで、τはデッドタイム相当時間であるが、Ｕ相については勿論デューティはゼロとなる。したがって、この場合はＶ，Ｗ相による２相変調となる。このような方式で３相変調方式のＰＷＭパターンを２相変調方式のパターンに変換することで、２相変調方式の場合についても３相変調方式と同様に、固定された２点のタイミングにおいて２相の電流を検出することが可能になる。

以上のように第７実施形態によれば、２相変調，３相変調の何れの場合についてもキャリア周期の半周期毎にＰＷＭ割り込みを発生させて処理を行うようにした。すなわち、従来２相変調についてはキャリア周期の１周期毎に割り込み処理を行うのが一般的であることから、既に行われている２相変調制御に半周期毎に割り込み処理を行う新規な３相変調を組み合わせるとすれば、第１実施形態等の方が導入が容易である。

一方、上記の組み合わせの制御に対応したプログラム等をゼロベースで作成することを想定すると、２相変調と３相変調とでＰＷＭ割り込みの発生パターンを変化させるよりは、何れも共通となるようにプログラム等を作成する方が効率が良いと言える。加えて、ＤＵＴＹ生成部３１は、２相のＰＷＭ信号パターンを生成する際に、３相のＰＷＭ信号パターンを生成し、それら３相のうちデューティが最小となる相のデューティをゼロに設定し、他の２相のデューティより最小相のデューティを減じたものを２相のＰＷＭ信号パターンとする。これにより、図２４に示したように、２相変調と３相変調とで行う割り込み処理を極力共通にすることができ、しかも、何れの変調方式においても固定された２点のタイミングにおいて２相の電流を検出することができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
第１実施形態の図１４に示す処理において、デューティ差を評価する処理を削除しても良い。
第３実施形態において、図１８（ｂ）に示す補正係数βＩｑの基準は２．８Ａに限ることなく、個別の設計に応じて適宜変更すれば良い。

第７実施形態の方式について、第２〜第６実施形態を同様に実施しても良い。
また、第７実施形態は、３相ＰＷＭパターンを生成してから２相ＰＷＭパターンに変換するものに限らず、最初から図８に示すような２相ＰＷＭパターンを生成しても良い。
各相デューティパルスの配置を決定する方式については、特許文献１の第１〜第３実施形態を適用しても良い。
消費電力Ｗについては、（１）式で演算して求めるものに限らず、電圧及び電流を直接計測して求めても良い。

三角波キャリアのピークを周期の中心としても良い。
空気調和機に限ることなく、その他のヒートポンプシステムや、ヒートポンプシステムに限らず、２相変調方式と３相変調方式とを切り替えてモータを駆動制御するものであれば適用が可能である。

図面中、１はヒートポンプシステム、２は圧縮機（負荷）、４はモータ、７は室内側熱交換器、８は減圧装置、９は室外側熱交換器、２３はインバータ回路、２４はシャント抵抗（電流検出素子，電流検出手段）、２７は電流検出部（電流検出手段）、３０はベクトル演算部（ＰＷＭ信号生成手段）、３５は検出方式選択部（切替え指令出力手段）、３６は負荷処理監視部（切替え指令出力手段）を示す。

Claims (10)

1. ３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を３相交流に変換するインバータ回路を介してモータを駆動するモータ制御装置において、
   前記インバータ回路の直流側に接続され、電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、
   前記モータの相電流に基づいてロータ位置を決定するロータ位置決定手段と、
   前記ロータ位置に追従するように２相又は３相のＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   前記電流検出素子に発生した信号と前記ＰＷＭ信号パターンとに基づいて、前記モータの相電流を検出する電流検出手段とを備え、
   前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記３相のＰＷＭ信号パターンのうち何れか１相については、搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させ、
   他の１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向にデューティを増減させ、
   残りの１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させることで、前記電流検出手段が、前記ＰＷＭ信号の搬送波周期内で固定された２点のタイミングで２相の電流を検出可能となるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成し、
   前記ＰＷＭ信号生成手段に、前記モータが前記電流検出手段の電流検出可能期間が長くなる高速回転領域にある場合は２相のＰＷＭ信号パターンを生成させ、前記モータが前記電流検出可能期間が短くなる低速回転領域にある場合は３相のＰＷＭ信号パターンを生成させるように切替え指令を出力する切替え指令出力手段を有することを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記各手段の少なくとも一部は、マイクロコンピュータにより実現される機能であり、
   前記切替え指令出力手段は、前記モータにより消費される電力値，前記ＰＷＭ信号のデューティ比，前記搬送波周期内における前記マイクロコンピュータによる現行の処理時間の長さ，前記搬送波周期内における電流検出可能期間の長さの何れか１つ以上を参照した結果に基づいて、前記切替え指令を出力することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
3. 前記各手段の少なくとも一部は、マイクロコンピュータにより実現される機能であり、
   前記ＰＷＭ信号生成手段に２相のＰＷＭ信号パターンを生成させる場合は、前記搬送波周期毎に前記マイクロコンピュータに対して処理を実行させるための割り込みを発生させ、３相のＰＷＭ信号パターンを生成させる場合は、前記搬送波周期の１／２毎に前記割り込みを発生させることを特徴とする請求項１又は２記載のモータ制御装置。
4. 前記各手段の少なくとも一部は、マイクロコンピュータにより実現される機能であり、
   前記ＰＷＭ信号生成手段に前記２相のＰＷＭ信号パターンを生成させる場合と、前記３相のＰＷＭ信号パターンを生成させる場合との何れについてもは、前記搬送波周期の１／２毎に前記割り込みを発生させることを特徴とする請求項１又は２記載のモータ制御装置。
5. 前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記２相のＰＷＭ信号パターンを生成する際には、前記３相のＰＷＭ信号パターンを生成し、それら３相のうちデューティが最小となる相のデューティをゼロに設定し、他の２相のデューティより前記最小となる相のデューティを減じたものを前記２相のＰＷＭ信号パターンとすることを特徴とする請求項４記載のモータ制御装置。
6. 前記切替え指令出力手段は、前記ＰＷＭ信号生成手段に２相のＰＷＭ信号パターンを生成させる場合に、前記マイクロコンピュータによって実行される割り込み処理時間を計測し、前記割り込み処理時間が前記搬送波周期の１／２以下に設定される所定の閾値未満であれば、前記ＰＷＭ信号生成手段に３相のＰＷＭ信号パターンを生成させ、前記割り込み処理時間が前記閾値以上であれば、前記ＰＷＭ信号生成手段に２相のＰＷＭ信号パターンを生成させるように前記切替え指令を出力することを特徴とする請求項３から５の何れか一項に記載のモータ制御装置。
7. 前記切替え指令出力手段は、前記割り込み処理時間が前記閾値を超えており、且つ３相のＰＷＭ信号パターンによる制御の消費電力が、２相のＰＷＭ信号パターンによる制御よりも小さいと判断すると、前記切替え指令の出力を行うことなく前記搬送波の周期をより長くするように調整することを特徴とする請求項６記載のモータ制御装置。
8. 前記切替え指令出力手段は、前記ＰＷＭ信号生成手段に３相のＰＷＭ信号パターンを生成させている際に、３相のＰＷＭデューティについて最大値と最小値との差を求め、前記差が所定の閾値以上であれば前記ＰＷＭ信号生成手段に２相のＰＷＭ信号パターンを生成させるように前記切替え指令を出力することを特徴とする請求項１から７の何れか一項に記載のモータ制御装置。
9. 圧縮機と、室外側熱交換器と、減圧装置と、室内側熱交換器とを備え、
   前記圧縮機を構成するモータは、請求項１から８の何れか一項に記載のモータ制御装置により制御されることを特徴とするヒートポンプシステム。
10. 請求項９記載のヒートポンプシステムを備えて構成されることを特徴とする空気調和機。

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