JP6246756B2 - モータ制御装置，ヒートポンプシステム及び空気調和機 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子をＰＷＭ制御することで、インバータ回路を介してモータを制御する制御装置，及びその制御装置を備えてなるヒートポンプシステム並びに空気調和機に関する。

モータを制御するためにＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流を検出する場合、インバータ回路の直流部に挿入した１つのシャント抵抗を用いて電流検出を行う技術がある。この方式で３相の全ての電流を検出するには、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation，パルス幅変調）キャリア（搬送波）の１周期内において、２相以上の電流を検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを発生させる必要がある。そのため、１周期内におけるＰＷＭ信号の位相をシフトさせることで常に２相以上の電流を、騒音を増大させること無く検出できるモータ制御装置が提案されている（特許文献１）。

特許第５１７８７９９号公報

また、３相モータをＰＷＭ制御する際には、３相変調方式と２相変調方式とがある。３相変調方式ではインバータ回路におけるスイッチング損失が増加することから、損失の増加を抑制する観点では２相変調方式を採用するのが望ましい。しかしながら、特許文献１に開示されている電流検出方式を採用すると、モータの低速回転領域では電流の検出が困難になるという問題がある。

そこで、スイッチング損失の増加を回避しつつ、１つの電流検出素子による電流検出方式を採用できるモータ制御装置，及びその制御装置を備えてなるヒートポンプシステム並びに空気調和機を提供する。

実施形態のモータ制御装置によれば、電流検出手段は、インバータ回路の直流側に接続される電流検出素子が電流値に対応して発生した信号とＰＷＭ信号パターンとに基づいてモータの相電流を検出し、ロータ位置決定手段は、前記相電流に基づいてロータ位置を決定し、ＰＷＭ信号生成手段は、ロータ位置に追従するように２相又は３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。

電流検出率算出手段は、前記２相又は３相のＰＷＭ信号パターンに応じて電流検出率を求め、タイミング調整手段は、電流検出手段がＰＷＭ信号の搬送波周期内において、２相の電流を固定されたタイミングで検出するか、又はインバータ回路に対する出力電圧の大きさに応じた可変のタイミングで検出するように調整する。

このとき、ＰＷＭ信号生成手段は、３相のＰＷＭ信号パターンのうち第１相については、搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させ、第２相については、搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向にデューティを増減させ、第３相については、搬送波周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。

そして、電流検出制御手段は、モータが低速回転領域にある際に、電流検出率が高い状態では２相のＰＷＭ信号パターンを出力させて、電流検出手段に１相は固定のタイミングで、他の１相は可変のタイミングで電流を検出させる第１検出方式とし、電流検出率が低い状態では３相のＰＷＭ信号パターンを出力させて、電流検出手段に固定のタイミングで２相の電流を検出させる第２検出方式とする。

また、電流検出率が中間の状態では２相のＰＷＭ信号パターンを出力させて、１相の電流検出を可変タイミングとしている状態で、搬送波周期内にデューティパルスが出力されている２相が第２相及び第３相であり、前記２相のうち一方のデューティが減少することで２相の電流が検出できない状態になると、第１相のデューティパルスを所定値だけ発生させると共に、第２相及び第３相のデューティパルスを前記所定値だけ増加させ、且つ他の１相の電流検出も可変タイミングにする第３検出方式とするようにＰＷＭ信号生成手段及びタイミング調整手段を制御する。

第１実施形態であり、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図 ヒートポンプシステムの構成を示す図 エアコンの運転を開始させた場合、圧縮機に内蔵されるモータの回転数の変化と、電流検出を何れの方式で行うかの切り換えを示す図 図３に対応した駆動制御方式及び電流検出方式の切り換えを概略的に示すフローチャート モータの回転数領域に対応して選択する電流検出方式を示す図 変調率に応じた各検出方式の電流検出率を示す図 第４検出方式を説明するもので、キャリアの半周期毎に実行される割り込み処理を示すフローチャート 図７に示す処理の実行時間イメージをＰＷＭキャリア波形と共に示す図 ３相ＰＷＭデューティパルスの出力位相を示す図 ステップＳ１３の処理内容を示すフローチャート 図１０の処理により分別されるパターン（１〜１１）に対応する、２相ＰＷＭパルスの波形例を示す図 ステップＳ１４の処理内容を示すフローチャート （ａ）は最大デューティが９５％、（ｂ）は最大デューティが１０５％の場合の３相ＰＷＭ信号と、それらに対応するセクタ及びパターンを示す図 ステップＳ１５の処理内容を示すフローチャート Ｕ０，Ｖ０，Ｗ０と、Ｖ０＿ｂａｉ，Ｗ０＿ｂａｉとの定義を示す図 ステップＳ１６の処理内容を示すフローチャート（その１） ステップＳ１６の処理内容を示すフローチャート（その２） ステップＳ１７の処理内容を示すフローチャート 図１８の処理に対応する２相ＰＷＭ信号の変更例を示す図 ステップＳ３の処理内容を示すフローチャート（その１） ステップＳ３の処理内容を示すフローチャート（その２） ステップＳ３の処理内容を示すフローチャート（その３） （ａ）はパターン及びセクタの組み合わせに対応する２相変調のＰＷＭ信号波形と第１及び第２電流検出タイミングを示す図、（ｂ）は実際の制御状態におけるＰＷＭ信号波形と、対応するパターンとセクタとの組み合わせを示す図（その１） 図２３相当図（その２） 図２３相当図（その３） 図２３相当図（その４） 図２３（ａ）相当図であり、パターン（４〜１１）について示す図 パターン（２）又は（３）の場合の、検出タイミングの変更例を示す図 パターン（１）の場合の、検出タイミングの変更例を示す図 変調率１．０の場合の（ａ）第４検出方式により、（ｂ）は特許文献１により検出されたモータ電流波形を示す図 第３検出方式（その１）を説明するもので、特徴的なＰＷＭ信号パターンを例示する図 図２５相当図 図２６相当図 図１６相当図（その１） 図１７相当図 図１６相当図（その２） 図２２相当図 第３検出方式（その２）を説明するもので、第３検出方式（その１）により検出されたモータ電流波形で電流が検出できない区間を示す図 特徴的なＰＷＭ信号パターンを例示する図 図１０に示す処理に続いて実行される処理を示すフローチャート 図１６に示す処理に続いて実行される処理を示すフローチャート 図２０に示す処理に続いて実行される処理を示すフローチャート ステップＳ１１の一部分の処理内容を示すフローチャート 特徴的なＰＷＭ信号パターンを例示する図（その１） ステップＳ１０の一部分の処理内容を示すフローチャート 特徴的なＰＷＭ信号パターンを例示する図（その２） ステップＳ９の一部分の処理内容を示すフローチャート 特徴的なＰＷＭ信号パターンを例示する図 検出されたモータ電流波形を示す図 第１及び第２検出方式を説明するもので、２相変調を行う場合、キャリア周期毎に実行される割り込み処理を示すフローチャート （ａ）は、２相変調の場合にＰＷＭデューティパルスが出力される位相と、抵抗素子の端子電圧をＡ／Ｄ変換するタイミングとを示す図、（ｂ）は、直交電圧Ｖα，Ｖβに基づいて２相ＰＷＭデューティを算出するためのテーブルを示す図、（ｃ）はセクタをαβ座標上で示す図 ３相変調を行う場合、キャリア周期の半周期毎に実行される割り込み処理を示すフローチャート 図５１（ｂ）相当図 モータの速度領域判定処理を示すフローチャート 電流検出率計算処理を示すフローチャート 電流検出が不可になる領域を示すベクトル図 低速領域における電流検出方式の選択処理を示すフローチャート 中速領域における電流検出方式の選択処理を示すフローチャート 高速領域における電流検出方式の選択処理を示すフローチャート １２０°通電による矩形波駆動方式のＰＷＭ信号波形を示す図 図６０に対応する各相の出力電圧波形を示す図 １５０°通電による矩形波駆動方式のＰＷＭ信号波形を示す図 図６２に対応する各相の出力電圧波形を示す図 各電流検出方式に対応した割り込み周期の設定処理を示すフローチャート 第２実施形態であり、高速領域における電流検出方式の選択処理を示すフローチャート処理負荷監視部により実行される制御内容を中心に示すフローチャート 第３実施形態であり、３相変調を行う場合、キャリア周期の半周期毎に実行される割り込み処理を示すフローチャート 図６６に示す処理の実行時間イメージをＰＷＭキャリア波形と共に示す図 第４実施形態であり、２相変調，３相変調に対応した運転中概略処理を示すフローチャート 図３相変調を行う場合、キャリア周期の半周期毎に実行される割り込み処理を示すフローチャート 図６９のステップＳ３２６ｂの処理内容を説明する図

（第１実施形態）
以下、ヒートポンプシステムの一例として、空気調和機の圧縮機モータを駆動する第１実施形態について図１から図６４を参照して説明する。図２において、ヒートポンプシステム１を構成する圧縮機（負荷）２は、圧縮部３とモータ４を同一の鉄製密閉容器５内に収容して構成され、モータ４のロータシャフトが圧縮部３に連結されている。そして、圧縮機２、四方弁６、室内側熱交換器７、減圧装置８、室外側熱交換器９は、熱伝達媒体流路たるパイプにより閉ループを構成するように接続されている。尚、圧縮機２は、例えばロータリ型の圧縮機であり、モータ４は、例えば３相ＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータ（ブラシレスＤＣモータ）である。空気調和機Ｅは、上記のヒートポンプシステム１を有して構成されている。

暖房時には、四方弁６は実線で示す状態にあり、圧縮機２の圧縮部３で圧縮された高温冷媒は、四方弁６から室内側熱交換器７に供給されて凝縮し、その後、減圧装置８で減圧され、低温となって室外側熱交換器９に流れ、ここで蒸発して圧縮機２へと戻る。一方、冷房時には、四方弁６は破線で示す状態に切り替えられる。このため、圧縮機２の圧縮部３で圧縮された高温冷媒は、四方弁６から室外側熱交換器９に供給されて凝縮し、その後、減圧装置８で減圧され、低温となって室内側熱交換器７に流れ、ここで蒸発して圧縮機２へと戻る。そして、室内側、室外側の各熱交換器７，９には、それぞれファン１０，１１により送風が行われ、その送風によって各熱交換器７，９と室内空気、室外空気の熱交換が効率良く行われるように構成されている。

図１は、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図である。直流電源部２１は、直流電源のシンボルで示しているが、商用交流電源から直流電源を生成している場合には、整流回路や平滑コンデンサ等を含んでいる。直流電源部２１には、正側母線２２ａ，負側母線２２ｂを介してインバータ回路（直流交流変換器）２３が接続されているが、負側母線２２ｂ側には電流検出素子であるシャント抵抗２４が挿入されている。インバータ回路２３は、スイッチング素子として例えばＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ２５（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−）を３相ブリッジ接続して構成されており、各相の出力端子はモータ４の各相巻線にそれぞれ接続されている。

シャント抵抗（電流検出素子）２４の端子電圧（電流値に対応した信号）は電流検出部（電流検出手段，タイミング調整手段）２７により検出される。電流検出部２７は、前記端子電圧をＡ／Ｄ変換して読み込むと、インバータ回路３に出力される２相又は３相のＰＷＭ信号パターンに基づいてＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。電流検出部２７が検出した各相電流は、ベクトル演算部（ロータ位置決定手段，ＰＷＭ信号生成手段）３０に入力される。

ベクトル演算部３０では、制御条件を設定するマイクロコンピュータ等の機能部分よりモータ４の回転速度指令ωrefが与えられると、推定したモータ４の実際の回転速度との差分に基づいてトルク電流指令Ｉqrefが生成される。モータ４の各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗからはモータ４のロータ位置θが決定され、そのロータ位置θを用いるベクトル制御演算によりトルク電流Ｉｑ，励磁電流Ｉｄが算出される。トルク電流指令Ｉqrefとトルク電流Ｉｑとの差分に対して例えばＰＩ制御演算が行われ、電圧指令Ｖｑが生成される。励磁電流Ｉｄ側についても同様に処理されて電圧指令Ｖｄが生成され、電圧指令Ｖｑ，Ｖｄが上記ロータ位置θを用いて三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換される。三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、ＤＵＴＹ生成部（ＰＷＭ信号生成手段）３１に入力され、各相のＰＷＭ信号を生成するためのデューティＵ＿ＤＵＴＹ，Ｖ＿ＤＵＴＹ，Ｗ＿ＤＵＴＹが決定される。

各相デューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹは、ＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）３２に与えられ、キャリアとのレベルが比較されることで２相又は３相ＰＷＭ信号が生成される。また、２相又は３相ＰＷＭ信号を反転させた下アーム側の信号も生成されて、必要に応じてデッドタイムが付加された後、それらが駆動回路３３に出力される。駆動回路３３は、与えられたＰＷＭ信号に従い、インバータ回路２３を構成する６つのパワーＭＯＳＦＥＴ２５（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−）の各ゲートに、ゲート信号を出力する（上アーム側については、必要なレベルだけ昇圧した電位で出力する）。ＰＷＭ信号生成部３１が３相ＰＷＭ信号を生成する方式については、例えば特許文献１に開示がある第４実施形態の方式を用いる。

その他、ベクトル演算部３０は、トルク電流Ｉｑ及び励磁電流Ｉｄを消費電力演算部３４に出力し、トルク電流Ｉｑ，励磁電流Ｉｄ及び励磁電圧Ｖｄに基づいて推定速度ωｅを演算して消費電力演算部３４及び検出方式選択部３５に出力する。消費電力演算部３４は、入力される各電流に基づいて消費電力Ｗを次式により演算すると、検出方式選択部（電流検出制御手段）３５に出力する。
Ｗ＝ωｅ×Ｔ＝ωｅ×Ｐ／２×｛φ×Ｉｑ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）｝×Ｉｄ×Ｉｑ…（１）
但し、Ｔはモータ出力トルク，Ｐはモータ４の極数，φは電気子巻線鎖交磁束，Ｌｄはｄ軸インダクタンス，Ｌｑはｑ軸インダクタンスである。尚、消費電力演算部３４については、第３実施形態で説明する。

電流検出率算出部（電流検出率算出手段）３６は、ベクトル演算部３０より入力される三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて、電流検出部２７におけるキャリア周期毎の電流検出率を算出する。その算出結果は、検出方式選択部３５に出力される。速度変動検出部３７は、電流検出部２７が出力する相電流の変化周期に基づいて、モータ４の回転速度及び速度の変動度合いを検出し、検出結果を検出方式選択部３５に出力する。検出方式選択部３５は、これらの入力情報に基づいて、電流検出部２７における２相の電流の検出方式を選択する。そのため、検出方式選択部３５は、ＰＷＭ信号生成部３２に対しても、２相変調／３相変調を切替えるための信号を出力する。また、ＰＷＭ信号生成部３２にからは、電流検出部２７に対して電流検出タイミング信号が出力される。

また、ＤＵＴＹ生成部３１とは別個に、矩形波駆動演算部３８が設けられている。ＰＷＭ信号生成部３２は、後述する特定の速度領域においてモータ４の回転速度が安定すると、矩形波駆動演算部３８より入力される１２０°又は１５０°矩形波の駆動信号を駆動回路３３に出力する。尚、以上において、構成２７〜３８（駆動回路３３を除く）の機能は、ＣＰＵを含むマイクロコンピュータのハードウェア及びソフトウェアにより実現される機能である。

次に、本実施形態の作用について図３から図６４を参照して説明する。図３は、エアコンによる冷房運転を開始させた場合における、圧縮機２に内蔵されるモータ４の回転数の変化と、ＰＷＭキャリア周期内における２相電流検出を、後述する第１〜第４検出方式の何れで行うかの切り換え状態を示している。また、図４は、図３に対応した駆動制御方式の切り換えを概略的に示すフローチャートである。図４に示すように、エアコンの運転が開始された圧縮機２の起動時には、３相変調でＰＷＭ制御を行う（Ｓ３０１）。モータ４の回転数が低い領域ではセンサレス駆動方式が実行できないため、強制転流によりモータ４を駆動する（Ｓ３０２）。そして、回転数がある程度上昇すると位置センサレス駆動方式に切り換える（Ｓ３０３）。その後は、モータ４の回転領域（低速，中速，高速），及び後述するように電流検出率に応じて、電流検出部２７における２相の電流の検出方式を選択する（Ｓ３０４〜Ｓ３０７）。

図３に示すように、エアコンの運転開始直後は、エアコンが設置されている部屋内の温度を迅速に低下させるためモータ４の回転数を急激に上昇させて高速領域に至る。この場合は、起動直後及びセンサレス駆動が可能になるまで回転数を上昇させる間は第２検出方式を実行し（Ｓ３０１〜Ｓ３０３）、その後に第１又は第３検出方式を実行する（Ｓ３０７）。運転開始直後に急激に出力を上昇させたことで室内温度が低下すると、モータ４の回転数を低下させて中速領域に至る。この場合は第１若しくは第４検出方式又は矩形波駆動方式を実行する（Ｓ３０６）。そして、室内温度が安定して低速領域に至ると、第１〜第３検出方式の何れかを実行する（Ｓ３０５）。

以降は、上述した電流検出方式の切り換え制御について、より詳細に説明する。電流検出方式は、図５に示すように、モータ４の回転速度領域の高低と、各領域における電流検出率の高低とに応じて決定される。高速領域では、電流検出率９０％に閾値Ｘ１が設定されており、閾値Ｘ１以上では第１検出方式，閾値Ｘ１未満では第３検出方式に切り替える。中速領域では、電流検出率８５％に閾値Ｘ２が設定されており、閾値Ｘ２以上では第１検出方式，閾値Ｘ２未満では第４検出方式に切り替える。また、中速領域では、前述のようにモータ４の回転速度が安定すると、矩形波駆動方式に切り替える。そして、低速領域では、電流検出率９０％，８０％にそれぞれ閾値Ｘ３，Ｘ４が設定されており、閾値Ｘ３以上では第１検出方式，閾値Ｘ３未満で且つ閾値Ｘ４では第３検出方式，閾値Ｘ４未満では第２検出方式に切り替える。

ここで、第１〜第４検出方式について説明する。
＜第１検出方式＞
一般的な２相変調における電流検出方式であり、１相の電流はキャリア周期の中心における固定のタイミングで検出し、他の１相の電流は、デューティの変化に応じた可変のタイミングで検出を行う（従来２相変調，特開２０１４−１７１３２１号公報参照）。
＜第２検出方式＞
特許文献１に開示されている電流検出方式であり、３相変調において２相の電流とも固定のタイミングで検出する（新３相変調）。

＜第３検出方式＞
２相変調と３相変調との混合である。２相変調において１相の電流検出を固定タイミングとし、他の１相の電流検出を可変タイミングとしている状態で、キャリア周期内にデューティパルスが出力されている２相がキャリア周期の中心位相を基準として遅れ側，進み側それぞれの方向にデューティを増減させる第２相及び第３相である。これら２相のうち一方のデューティが減少して２相の電流が検出できなくなると、中心位相を基準として双方向にデューティを増減させる第１相のデューティパルスを所定値だけ発生させると共に、第２相及び第３相のデューティパルスを前記所定値だけ増加させて３相変調に切替える。加えて、固定タイミングで検出を行っている他の１相の電流検出も、可変タイミングにする。これについては詳細を後述する。

＜第４検出方式＞
これについても詳細を後述するが、上記「従来２相変調」に対して「新２相変調」となる方式である。

図５に示しているように、従来、２相変調について行っている第１検出方式の電流検出率は、モータの回転数が変化するのに応じて増減する。そこで、回転数の領域ごとに消費電力，駆動騒音及び電流検出率を考慮して、最適となる検出方式を選択して切り換える。図６は、変調率の高低に応じた各検出方式により電流検出率を示す。消費電力の観点からは、極力２相変調を採用するのが望ましい。

中速領域に対応する変調率での電流検出率は、第２検出方式の方が第１検出方式よりも高くなっている。しかし、第２検出方式は駆動騒音がより大きくなるというデメリットがある。そこで、中速領域では、第１検出方式を優先的に選択し、電流検出率が低下した場合に第２検出方式を選択する。

低速領域に対応する変調率では、第１及び第４検出方式の電流検出率は何れも低く，第２及び第３検出方式の電流検出率は何れも１００％である。この領域で２相変調から３相変調に切替えると、その切り換えのタイミングで電流検出が不能になるリスクがある。そこで、電流検出率が低下するのに応じて、第１→第３→第２の順で検出方式を選択する。

そして、変調率が１００％付近の領域では、第３＞第１＞第４の順で電流検出率が高い。また、変調率が１００％を超える図５に示す高速領域では、第１検出方式の電流検出率が低下する。したがって、第１検出方式を消費電力の観点から優先的に選択し、電流検出率が低下した場合に第３検出方式を選択する。

以降では、第３及び第４検出方式について説明するが、先に第４検出方式について説明する。
＜第４検出方式＞
図７は、キャリアの半周期毎に実行される割り込み処理を示すフローチャートである。すなわち、キャリアである三角波振幅のピークとボトムとにおいてＰＷＭ割り込みが発生する。先ず、フラグM＿INT＿flg＝０（リセット）か否かを判断し（Ｓ１）、「０」であれば電流検出部２７においてＡ／Ｄ変換されたデータを抽出すると（Ｓ２）、そのデータに基づいて３相電流を検出する（Ｓ３）。尚、ステップＳ３では、後述する「ＳｔａｒｔＦ」の処理が実行される。

ここで、電流検出部２７におけるシャント抵抗２４の端子電圧のＡ／Ｄ変換処理は、図３に示す処理とは別個に１キャリア周期内で２回実行されており（実行タイミングについては後述する）、Ａ／Ｄ変換されたデータは、例えばレジスタ等に格納されている。したがって、ステップＳ２の処理は、上記レジスタに格納されているデータを読み出すことになる。

次に、３相電流からベクトル制御演算によりモータ４のロータ位置（θ）を推定し（Ｓ４）、周波数制御（速度制御，Ｓ５）及び電流制御（ＰＩ制御等）を実行する（Ｓ６）。それから、フラグM＿INT＿flgを「１」にする（Ｓ７）。続くステップＳ８〜Ｓ１０の処理は、ＤＵＴＹ生成部３１において行われる。ＰＷＭ信号生成部３２より与えられるキャリアカウンタの値を参照し、アップカウント中か、ダウンカウント中かを判断する（Ｓ８）。アップカウント中であればD＿Pwm＿set＿2()をセットし（Ｓ９）、ダウンカウント中であればD＿Pwm＿set1＿()をセットする（Ｓ１０）。これらについては図８及び図９で説明する。

また、ステップＳ１でフラグM＿INT＿flgが「１（セット）」であれば（ＮＯ）２相のＰＷＭ信号を出力し（Ｓ１１）、フラグM＿INT＿flgを「０」にする（Ｓ１２）。それから、「ＳｔａｒｔＡ〜Ｅ」の処理が実行されると（Ｓ１３〜Ｓ１７）、ステップＳ８に移行する。つまり、上記のＰＷＭ割り込み処理では、周期の前半でステップＳ２〜Ｓ８，Ｓ１０を実行し、周期の後半でステップＳ１１〜Ｓ１７，Ｓ８，Ｓ９を実行することになる。

図８は、２相変調時における割り込み処理の実行時間イメージを、ＰＷＭキャリア波形と共に示すものである。エアコンにおいては、１つの制御回路（マイコン）により、圧縮機２に並行して、室外機に対応する熱交換器９のファン１１を駆動するモータも制御する（室内機に対応する熱交換器７のファン１０を駆動するモータは、別の制御回路やドライバＩＣなどにより制御される）。

そこで、図８では、（ａ）に図３に示す圧縮機２のモータ制御に関する処理時間（１）〜（４）を、（ｂ）に上記ファン１１のモータ（ファンモータ）制御に関する処理時間（５）を示している。すなわち、三角波振幅のボトムでＰＷＭ割り込みが発生すると、図３に示す処理を実行した後に、ファンモータについてもモータ電流を検出してベクトル制御を行う。図中に丸数字で示す処理（１）〜（４）については、処理（１）及び（３）はステップＳ２〜Ｓ８に対応し、処理（２），（４）はそれぞれステップＳ９，Ｓ１０に対応している。この場合、ファンモータの制御（５）は、処理（４）を実行した後に行われる。

図９は、各相ＰＷＭデューティパルスの出力位相を示したもので、前述したように特許文献１に開示されている方式を用いる。すなわち、３相のうち第１相は、三角波振幅のボトムを基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させる。また、第２相については、前記ボトムを基準として例えば進み位相側にデューティを増減させ、第３相については、前記ボトムを基準として遅れ位相側にデューティを増減させる。この例では、第１，第２，第３相がそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相となっているが、勿論これらの対応は任意である。三角波振幅のピークで割り込みが発生するとキャリアカウンタはダウンカウント中であるから、D＿Pwm＿set＿2()により、今回のキャリア周期前半分のデューティパルスを出力する。尚、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のデューティ値は、ステップＳ１１で演算されたデューティ値（後述するU0，V0，W0）を２倍したものである。

Ｕ相については、デューティの１／２のパルスが、ピークでの割り込みが発生した後のタイミングからボトムまでの期間に出力される。Ｖ相については、デューティが５０％未満であれば、そのパルスは、Ｕ相と同様にピークでの割り込みが発生した後のタイミングからボトムまでの期間に出力される。また、Ｗ相については、デューティが５０％を超えると、その超えた分のパルスは、ピークでの割り込みが発生したタイミングからボトムに達するまでの期間に出力される。したがって、D＿Pwm＿set＿2()により出力されるのはこれらのパルスとなる。

一方、三角波振幅のボトムで割り込みが発生するとキャリアカウンタはアップカウント中であるから、D＿Pwm＿set＿1()により、今回のキャリア周期後半分のデューティパルスを出力する。Ｕ相については、前半と同様にデューティの１／２のパルスが、ボトムでの割り込みが発生した後のタイミングからピークまでの期間に出力される。Ｖ相については、デューティが５０％を超えると、その超えた分のパルスは、ボトムでの割り込みが発生したタイミングからピークに達するまでの期間に出力される。また、Ｗ相については、デューティが５０％未満であれば、そのパルスは、Ｕ相と同様にボトムでの割り込みが発生した後のタイミングからピークまでの期間に出力される。したがって、D＿Pwm＿set＿1()により出力されるのはこれらのパルスとなる。

尚、図９は３相のデューティパルスを示しているが、実際の駆動形式は２相変調であるため、これらのうち２相のデューティパルスだけが出力される。
次に、図１０及び図１１を参照して、ステップＳ１３の処理（ＳｔａｒｔＡ）について説明する。この処理では、２相変調のＰＷＭ信号における各相デューティパルスの大小関係により、パターン（０）〜（１１）に分別している。尚、これらのパターンは後述する処理において、変数ｐｔｎで示されている。ここでのパターン分けは、以下の条件に基づいている。

前記電流検出部２７が、電流検出可能な最小デューティを最小幅とし、最大デューティ（１００％）より、前記最小幅を減じたものを最大幅としている。例えば、電流検出可能な最小時間が１０μｓであり、キャリア周波数が４ｋＨｚであれば、最小幅は４％，最大幅は９６％となる。また、最大幅未満で且つ最小幅を超えるデューティを中間幅とすると、２相ＰＷＭ信号の出力パターンを、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のデューティの以下の組み合わせでパターン分けする。
（１）Ｕ相が中間幅で、Ｖ又はＷ相が最大幅以上の場合
（２，３）Ｖ又はＷ相の何れか一方が中間幅で、他方が最大幅以上の場合
（４，６）Ｕ相と、Ｖ又はＷ相とが何れも最大幅以上の場合
（５）Ｖ相と、Ｗ相とが何れも最大幅以上の場合
（７）Ｕ相が０以上で、Ｖ又はＷ相の何れかが最小幅未満の場合
（８，９）Ｖ又はＷ相の何れかが０以上で、他方が最小幅未満の場合
（１０，１１）Ｕ相が最小幅未満で、Ｖ又はＷ相の何れかが０以上の場合
（０）：（１）〜（１１）以外の場合

図１０に示すステップＳ２１〜Ｓ３３では、上記の条件に従いパターン（変数ｐｔｎ）（０）〜（１１）を分別している。図１１には、パターン（１）〜（１１）に対応する２相ＰＷＭ信号パターンを示す。これらのうちパターン（４）〜（１１）については、出力電圧が極めて大きい過変調状態に対応する。尚、パターン（７）について示しているのは、Ｗ相のデューティが最小幅以下の場合である。

次に、図１２を参照して、ステップＳ１４の処理（ＳｔａｒｔＢ）について説明する。この処理では、２相変調のＰＷＭ信号における各相デューティパルスの相対的な大小関係により、セクタ（０）〜（５）に分別している。尚、これらのセクタは後述する処理において、変数sectorで示されている。ここでのセクタ分けは、以下の条件に基づいている。
（０）Ｕ相が最大で且つＶ相＞Ｗ相
（１）Ｕ相が最大で且つＶ相＜Ｗ相
（２）Ｖ相が最大で且つＵ相＞Ｗ相
（３）Ｖ相が最大で且つＵ相＜Ｗ相
（４）Ｗ相が最大で且つＵ相＞Ｖ相
（５）Ｗ相が最大で且つＵ相＜Ｖ相

図１２に示すステップＳ４１〜Ｓ４５では、上記の条件に従いsector（０）〜（５）を判別している。図１３は、実際にＰＷＭ信号を出力した場合に応じて変化するセクタとパターンとを示している。（ａ）は最大デューティが最大幅の近傍である９５％の場合であり、セクタは（０）〜（５）に、パターンは（０）〜（３），（８）〜（１０）で変化している。（ｂ）は最大デューティが最大幅を超えた１０５％（過変調状態）の場合であり、セクタは（０）〜（５）で変化するが、パターンは（０）〜（９）で変化している。すなわち、出力電圧が高くなるほど、パターン（０）〜（３）が占める時間幅が拡がり、それらのパターン（０）〜（３）が切り替わる境界で、パターン（４）〜（１１）が発生する区間が増えていることが判る。

次に、図１４を参照して、ステップＳ１５の処理（ＳｔａｒｔＣ）について説明する。この処理では、パターンとセクタとの組み合わせに応じて、電流検出部２７が、キャリア周期内でシャント抵抗２４の端子電圧をＡ／Ｄ変換するタイミングを決定している。尚、図中のαは、上述した電流検出可能時間や電流検出精度等を考慮して設定する（例えば、デューティ５〜１０％）。PWM＿MAXはデューティの最大値：１００％である。

また、図中のU0，V0，W0は、図１５（ａ）に示すように、キャリア周期の中間点（ボトム）を基点として当初決定されたＵ，Ｖ，Ｗ相デューティの１／２に相当する時間である。そして、V0＿bai，W0＿baiは、図１５（ｂ）に示すように、図９に示すパターンで３相ＰＷＭ信号を出力するためにＶ，Ｗ相のデューティパルスをシフトした際に、キャリア周期の中間点を基点として伸びるパルスの長さに相当する。そしてtimeは、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のＡ／Ｄ変換タイミングを示す変数である。

ステップＳ５３は、パターン（１）且つセクタ（２）の場合であり、Ａ／Ｄ変換タイミングを（PWM＿MAX−α）に設定している。
ステップＳ５４は、パターン（１）且つセクタ（４）の場合であり、Ａ／Ｄ変換タイミングを（PWM＿MAX−α）に設定している。

ステップＳ５８は、パターン（３）且つセクタ（３）の場合で、且つV0＿baiが（PWM＿MAX×２）を超える過変調の場合であり（Ｓ５７：ＹＥＳ）、Ａ／Ｄ変換タイミングをαに設定している。また、ステップＳ５９は、ステップＳ５７で「ＮＯ」の場合であり、Ａ／Ｄ変換タイミングを（PWM＿MAX×２−V0＿bai＋α）に設定している。

ステップＳ６２は、パターン（２）且つセクタ（５）の場合で、且つW0＿baiが（PWM＿MAX×２）を超える過変調の場合であり（Ｓ６１：ＹＥＳ）、Ａ／Ｄ変換タイミングをαに設定している。また、ステップＳ６３は、ステップＳ６１で「ＮＯ」の場合であり、Ａ／Ｄ変換タイミングを（PWM＿MAX×２−W0＿bai＋α）に設定している。

次に、図１６及び図１７を参照して、ステップＳ１６の処理（ＳｔａｒｔＤ）について説明する。この処理では、パターンとセクタとの組み合わせに応じて、電流検出部２７が、キャリア周期内でＡ／Ｄ変換するタイミングを、キャリア周期の冒頭（ピーク）から１／２期間（ボトム）までのダウンカウント期間と、１／２期間からキャリア周期の終わりまでのアップカウント期間とにおいて、それぞれ何れのタイミングで行うかを決定している。前者が第１検出タイミング，後者が第２検出タイミングとなる。

尚、ＳｔａｒｔＣのフローと、ＳｔａｒｔＤのフローとでは、パターン及びセクタの組み合わせによる場合分けが一致している。したがって、それぞれのタイミングを設定する変数timeは、ＳｔａｒｔＣにおける同じ組み合わせに対応するものを使用する。

パターン（０）の場合は（Ｓ７１：ＹＥＳ）、図１１に示すパターン（１）〜（１１）以外の場合であり、２相の電流をそれぞれ固定したタイミングで検出可能である。したがって、ダウンカウント／アップカウントのＡＤタイミングを、それぞれαに設定する（Ｓ７２）。すなわち、キャリア周期の冒頭から残カウント値がαに達したタイミングと、キャリア周期の１／２から時間αが経過したタイミングとでＡ／Ｄ変換を行う。

パターン（１）で且つセクタ（２）の場合は（Ｓ７４：ＹＥＳ）、Ｕ相のＡ／Ｄ変換タイミングをアップカウント期間でtime、すなわちステップＳ５３で決定された（PWM＿MAX−α）に設定する。また、ダウンカウント期間はαに設定する（Ｓ７５）。

パターン（１）で且つセクタ（４）の場合は（Ｓ７６：ＹＥＳ）、アップカウント期間αに設定し、ダウンカウント期間をtime、すなわち、ステップＳ５４で決定された（PWM＿MAX−α）に設定する（Ｓ７７）。また、パターン（１）で且つセクタ（２〜４）以外の場合は（Ｓ７６：ＮＯ）、アップカウント期間，ダウンカウント期間をそれぞれαに設定する（Ｓ７８）。

パターン（３）で且つセクタ（３）の場合は（Ｓ８０：ＹＥＳ）、アップカウント期間をtime、すなわちステップＳ５８で決定されたα，若しくはステップＳ５９で決定された（PWM＿MAX×２−V0＿bai＋α）に設定する。一方、ダウンカウント期間はαに設定する（Ｓ８１）。

パターン（３）で且つセクタ（５）の場合は（Ｓ８２：ＹＥＳ）、アップカウント期間のタイミングをαに設定する。また、ダウンカウント期間のタイミングを、timeに、すなわちステップＳ６０で決定された（PWM＿MAX−α）に設定する（Ｓ８３）。また、パターン（３）で且つセクタ（３，５）以外の場合は（Ｓ８２：ＮＯ）、アップカウント期間，ダウンカウント期間をそれぞれαに設定する（Ｓ８４）。

図１７において、パターン（２）で且つセクタ（５）の場合は（Ｓ８６：ＹＥＳ）、アップカウント期間のタイミングをαに設定し、ダウンカウント期間のタイミングをtimeに、すなわちステップＳ６２で決定されたα，若しくはステップＳ６３で決定された（PWM＿MAX×２−W0＿bai＋α）に設定する（Ｓ８７）。

また、パターン（２）でなければ（Ｓ８５：ＮＯ）、更にパターン（１０），（１１）かを判断する（Ｓ８５ａ，８５ｃ）。パターン（１０）であれば（Ｓ８５ａ：ＹＥＳ）、アップカウント期間のタイミングをαに，ダウンカウント期間のタイミングをα×２に設定する（Ｓ８５ｂ）。パターン（１１）であれば（Ｓ８５ｃ：ＹＥＳ）、アップカウント期間のタイミングをα×２に，ダウンカウント期間のタイミングをαに設定する（Ｓ８５ｄ）。そして、パターン（２）で且つセクタ（５）でなければ（Ｓ８６：ＮＯ）、又はパターン（１１）でなければ（Ｓ８５ｃ：ＮＯ）、アップカウント期間，ダウンカウント期間のタイミングをそれぞれαに設定する（Ｓ８８）。

次に、図１８及び図１９を参照して、ステップＳ１７の処理（ＳｔａｒｔＥ）について説明する。この処理では、第２相（Ｖ）と第３相（Ｗ）との何れか一方について、デューティパルスの増減方向を変更するために使用する変数shiftを「０〜２」の何れかに設定する。先ず、Ｖ相のデューティが最大幅以上で且つ１００％未満であれば（Ｓ９１：ＹＥＳ）、W0＿baiが、PWM＿MAX（図中はMAX）×２よりV0＿baiを減じた差に最小幅を加算した値よりも小さく、且つW0＿baiが１００％未満（＝Ｗ相デューティ＜５０％）であるか否かを判断する（Ｓ９２）。この条件が成立すると（ＹＥＳ）変数shiftを「１」に設定し（Ｓ９３）、成立しなければ（ＮＯ）変数shiftを「０」に設定する（Ｓ９４）。

一方、ステップＳ９１で「ＮＯ」と判断した場合で、Ｗ相のデューティが最大幅以上で且つ１００％未満であれば（Ｓ９５：ＹＥＳ）、V0＿baiが、PWM＿MAX×２よりW0＿baiを減じた差に最小幅を加算した値よりも小さく、且つV0＿baiが１００％未満（＝Ｖ相デューティ＜５０％）であるか否かを判断する（Ｓ９６）。この条件が成立すると（ＹＥＳ）変数shiftを「２」に設定し（Ｓ９７）、成立しなければ（ＮＯ）、変数shiftを「０」に設定する（Ｓ９８）。

図１９（ａ），（ｂ）は、パターン（３）の場合を例示している。パターン（３）は、Ｖ相のデューティが最大幅以上であり、且つＷ相のデューティが最小幅以上の場合である。図１９（ａ）に示すように、固定の第１検出タイミングではＶ相電流が検出され、可変の第２検出タイミングでは負のＵ相電流が検出される。しかし、この状態からＶ，Ｗ相デューティの少なくとも一方が減少する方向に変化することで、第２検出タイミングにおいてＶ，Ｗ相デューティパルスが重複する期間がなくなると、負のＵ相電流が検出されず、第１検出タイミングと同じＶ相電流若しくはＷ相電流が検出されてしまう。

そこで、図１９（ｂ）に示すように、Ｗ相デューティを増加させる方向をＶ相デューティと同じ方向に変更する。これにより、固定の第１検出タイミングでは負のＵ相電流が検出され、可変の第２検出タイミングではＶ相電流が検出されるように入れ替わる。したがって、Ｖ相デューティが減少すれば、それに合わせて第２検出タイミングを図中右方向にシフトさせて対応すれば良い。また、Ｗ相デューティが減少しても、最小幅以上であれば、固定の第１検出タイミングで検出が可能である。

また、図１９（ｃ）は、パターン（３）の場合で変数shiftを「１」に設定するケースである。図中丸数字の「１」を付した矢印は、ステップＳ９２の条件判定における「MAX×２（PWM＿MAX×２）よりV0＿baiを減じた差」に最小幅を加算した値を示しており、丸数字の「２」を付した矢印はW0＿baiを示している。ここで変数shiftを「１」に設定するのは、アップカウント区間のＶ相デューティの左端（可変端）側とＷ相デューティの右端（可変端）側とが重複するケースである。

また、図１９（ｄ）は、パターン（２）の場合で変数shiftを「２」に設定するケースである。図中丸数字の「３」を付した矢印は、ステップＳ９６の条件判定における「MAX×２よりW0＿baiを減じた差」に最小幅を加算した値を示しており、丸数字の「４」を付した矢印はV0＿baiを示している。ここで変数shiftを「２」に設定するのは、図１９（ｃ）と同様に、ダウンカウント区間のＶ相デューティの左端（可変端）側とＷ相デューティの右端（可変端）側とが重複するケースである。

次に、図２０から図２２を参照して、ステップＳ３の処理（ＳｔａｒｔＦ）について説明する。この処理では、以上までの処理で決定されたパターンとセクタとの組み合わせ，及びその組み合わせにより決定された相電流の第１，第２検出タイミングにより、キャリア周期内で２相の電流を検出（Ａ／Ｄ変換）する。そして、検出した２相の電流から、３相の電流を求める。

図２０に示すパターン（４）〜（１１）については、図１１で示したように、何れか１相以上の出力電圧が極めて大きい過変調状態のケースであり、キャリア周期内で２相の出力を検出することが困難であるから、１相のみの電流を検出する。パターン（４），（７），（８），（１０）であればダウンカウントタイミングで、パターン（５），（６），（９），（１１）であればアップカウントタイミングで、それぞれＷ相（Ｓ１０２），Ｕ相（Ｓ１０４），Ｖ相（Ｓ１０６），Ｕ相（Ｓ１０８），Ｖ相（Ｓ１１０），Ｗ相（Ｓ１１２），Ｖ相（Ｓ１１４），Ｗ相（Ｓ１１６）電流を取得する。尚、Ｕ相デューティが最小幅以下となるパターン（１０），（１１）の場合、電流検出タイミングはα×２とする。

図２１において、セクタ（０）であれば、第１検出タイミング（ダウンカウント時），第２検出タイミング（アップカウント時）によりＷ，Ｕ相電流を検出し、Ｖ相電流は検出した２相電流から演算により求める（Ｓ１１８）。尚、図２１及び図２２において、変数R＿Iuに格納するＡ／Ｄ変換値（右辺）に符号−を付しているのは、Ａ／Ｄ変換器の入力側で反転増幅を行っているためである。検出されるＷ相電流の符号は負であるため、R＿Iwに格納する際に符号−は付さない。以下、説明上、符号−の有無については言及しない。

セクタ（１）であれば、第１，第２検出タイミングによりＵ，Ｖ相電流を検出し、Ｗ相電流は演算により求める（Ｓ１２０）。セクタ（２）の場合は、パターン（１）か否かを判断し（ステップＳ１２２）、パターン（１）であれば（ＹＥＳ）第１，第２検出タイミングによりＷ，Ｖ相電流を検出する（Ｓ１２３）。一方、パターン（１）でなければ（ＮＯ）第１，第２検出タイミングによりＷ，Ｕ相電流を検出し、Ｖ相電流は演算により求める（Ｓ１２４）。

セクタ（３）であれば（Ｓ１２５：ＹＥＳ）、変数shiftが「１」か否かを判断し（Ｓ１２６）、「１」であれば（ＹＥＳ）第１，第２検出タイミングによりＵ，Ｖ相電流を検出する（Ｓ１２７）。一方、「１」でなければ（ＮＯ）パターン（１）か否かを判断し（Ｓ１２８）、パターン（１）であれば（ＹＥＳ）第１，第２検出タイミングによりＶ，Ｕ相電流を検出する（Ｓ１２９）。一方、パターン（１）でなければ（ＮＯ）第１，第２検出タイミングによりＶ，Ｗ相電流を検出する（Ｓ１３０）。

一方、ステップＳ１２５においてセクタ（３）でなければ（ＮＯ）、図２２に示すように、更にセクタ（４）か否か（Ｓ１３１）、パターン（１）か否か（Ｓ１３２）が判断される。セクタ（４）で且つパターン（１）の場合（Ｓ１３２：ＹＥＳ）、第１，第２検出タイミングによりＷ，Ｖ相電流を検出する（Ｓ１３３）。また、パターン（１）でなければ（Ｓ１３２：ＮＯ）、第１，第２検出タイミングによりＵ，Ｖ相電流を検出する（Ｓ１３４）。

また、ステップＳ１３１でセクタ（４）でなければ（ＮＯ）セクタ（５）のケースであり、変数shiftが「２」か否か（Ｓ１３５）が判断される。変数shiftが「２」の場合（ＹＥＳ）、第１，第２検出タイミングによりＷ，Ｕ相電流を検出する（Ｓ１３６）。また、ステップＳ１３５で「ＮＯ」と判断すると、パターン（２）か否かが判断され（Ｓ１３７）、パターン（２）であれば（ＹＥＳ）、第１，第２検出タイミングによりＵ，Ｗ相電流を検出する（Ｓ１３８）。パターン（２）でなければ（Ｓ１３７：ＮＯ）、第１，第２検出タイミングによりＶ，Ｗ相電流を検出する（Ｓ１４１）。

以上に述べたパターンとセクタとの組み合わせに応じて、最終的に第１，第２電流検出タイミングがどのように決まるかを、図２３から図２７を参照して説明する。図２３はパターン（０）の場合であり、セクタは（０〜５）の全てを取り得る。（ｂ）は実際の２相変調のＰＷＭ信号波形と、対応するパターンとセクタとの組み合わせを示す。セクタに応じて検出対象となる相は異なるが、第１，第２電流検出タイミングは、何れも固定タイミング（ダウンカウント，アップカウントの何れもα）となる。

図２４はパターン（１）の場合であり、セクタは（２，４）となる。これらの場合も、第１，第２電流検出タイミングは何れも固定タイミングである。但し、一方はα，他方は（PMW＿MAX−α）となる。

図２５はパターン（２）の場合であり、セクタは（５）だけとなるが、W0＿baiがPWM＿MAX×２を超えるか否か、シフト（２）か否かに応じて３つのケースに分かれる。W0＿baiがPWM＿MAX×２を超える場合、第１，第２電流検出タイミングは何れも固定となる。W0＿baiがPWM＿MAX×２を超えない場合、第１電流検出タイミングは可変となり、しかも、シフト（２）の場合は、Ｖ相のデューティ増減方向をＷ相と同じにする。その結果、検出対象となる相は、（Ｕ，Ｗ）→（Ｗ，Ｕ）に変更される。

図２６はパターン（３）の場合であり、セクタは（３）のみとなるが、更にV0＿baiがPWM＿MAX×２を超えるか否か、シフト（１）か否かに応じて３つのケースに分かれる。V0＿baiがPWM＿MAX×２を超える場合、第１，第２電流検出タイミングは何れも固定となる。V0＿baiがPWM＿MAX×２を超えない場合、第２電流検出タイミングは可変となり、しかも、シフト（１）の場合は、Ｗ相のデューティ増減方向をＶ相と同じにする。その結果、検出対象となる相は、（Ｖ，Ｕ）→（Ｕ，Ｖ）に変更される。図２７はパターン（４）〜（１１）の場合で、図２０に対応している。

図２８は、パターン（２）又は（３）の場合における検出タイミングの特徴的な変化の一例を示す。（ａ）に示すように、Ｖ，Ｗ相デューティパルスが互いに重複する期間が無い状態で出力されており、第１，第２検出タイミングにおいて、それぞれＶ，Ｗ相電流を検出している状態から、Ｗ相デューティが９６％を超えることでキャリア周期の前半でＶ，Ｗ相デューティパルスが互いに重複する期間が発生する。この場合、第１検出タイミングで検出される電流の相はＵ相（−）に変更される。

この状態から、Ｖ又はＷ相デューティが減少すると、第１検出タイミングが固定のままではＶ，Ｗ相デューティパルスが互いに重複する期間より外れて、Ｕ相電流が検出できなくなる可能性がある。そこで、第１検出タイミングを可変にして、Ｖ，Ｗ相デューティパルスの重複期間内で継続してＵ相電流を検出する。

図２８（ｂ）は、Ｖ相デューティが９６％を超えることで、キャリア周期の後半でＶ，Ｗ相デューティパルスが互いに重複する期間が発生したケースである。この場合、第２検出タイミングで検出される電流の相はＵ相（−）に変更される。この状態から、Ｖ又はＷ相デューティが減少すると、第２検出タイミングが固定のままではＶ，Ｗ相デューティパルスが互いに重複する期間より外れて、Ｕ相電流が検出できなくなる可能性がある。そこで、第２検出タイミングを可変にして、Ｖ，Ｗ相デューティパルスの重複期間内で継続してＵ相電流を検出する。

図２９は、パターン（１）の場合における検出タイミングの特徴的な変化の一例を示す。（ａ）に示すように、Ｕ，Ｖ相デューティパルスが互いに重複する期間がキャリア周期の前半のみで生じており、第１，第２検出タイミングでそれぞれＷ（−），Ｕ相電流を検出している。この状態から、Ｖ相デューティが９６％を超えることでキャリア周期の後半でも重複する期間が発生する。この場合、第２検出タイミングで検出される電流もＷ相（−）となってしまう。したがって、第２検出タイミングを変更して、Ｖ相デューティパルスのみが発生している期間でＶ相電流を検出する。この状態を維持するためには、第２検出タイミングを変更したタイミングで固定する（但し、Ｖ相デューティの変化によっては可変にしても良い）。

図２９（ｂ）は、Ｗ相デューティが９６％を超えることで、キャリア周期の前半でＵ，Ｗ相デューティパルスが互いに重複する期間が発生したケースである。この場合、第１検出タイミングを変更して、Ｗ相デューティパルスのみが発生している期間でＷ相電流を検出する。この状態を維持するためには、第１検出タイミングを変更したタイミングで固定する（但し、Ｗ相デューティの変化によっては可変にしても良い）。

図３０は、変調率がほぼ１．０の場合に、（ａ）本実施形態の方式で検出されるモータ電流の波形と、（ｂ）特許文献１の方式で検出されるモータ電流の波形とを示している。この図から明らかなように、本実施形態の方が電流検出率が向上する結果、電流波形はより歪が少なく正弦波に近いものとなっている。

以上のように第４検出方式によれば、電流検出部２７は、インバータ回路２３の直流側に接続されるシャント抵抗２４が電流値に対応して発生した信号とＰＷＭ信号パターンとに基づいてモータ４の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出し、ベクトル制御部３０は相電流に基づいてロータ位置θを決定し、ＰＷＭ信号生成部３２と共に、ロータ位置θに追従するように３相のうち何れか２相のＰＷＭ信号パターンを生成する。このとき、ＰＷＭ信号生成部３２は、３相ＰＷＭ信号パターンのＵ相は、キャリア周期のボトムを基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させ、Ｖ相は、前記ボトムを基準として遅れ側，進み側の一方向に、Ｗ相は前記方向とは逆方向にデューティを増減させる。

そして、電流検出タイミング調整部３４は、キャリア周期内において、２相変調における一方の相については固定されたタイミングで電流を検出し、他方の相については、固定されたタイミングで電流を検出するか、又は前記インバータ回路２３に対する出力電圧の大きさに応じた可変のタイミングで電流を検出可能となるように検出タイミングを調整する。したがって、出力電圧が高く、過変調状態となる領域においても電流検出率を向上させることができ、スイッチング損失を抑制しつつ制御精度の向上を図ることができる。

また、電流検出タイミング調整部３４は、前記他方の相についての電流検出を、予め定めた固定タイミングとするか、固定タイミングより変化させたタイミングとするかを、２相のＰＷＭ信号パターンに応じて決定する。具体的には、電流検出部２７が、電流検出可能な最小デューティを最小幅とし、その最小幅に基づいて最大幅，中間幅を定め、２相ＰＷＭ信号の出力パターンを、前記各幅の何れかに該当する３相デューティの組み合わせでパターン（０〜１１）に場合分けし、３相デューティの大小関係によりセクタ（０〜５）に場合分けする。そして、パターン（０〜１１）とセクタ（０〜５）との組み合わせに応じて、前記他方の相についての電流検出を、予め定めた固定タイミングとするか、変化させたタイミングとするかを決定する。

これにより、２相変調におけるＰＷＭ信号の各組合せに応じて、電流検出タイミングの他方を可変にするか否かを妥当に判定できる。また、出力電圧が極めて高い過変調状態において、実質的に１相の電流しか検出できない状態についても確実に見極めて、電流検出を行い、極力モータ制御に利用することができる。

電流検出タイミング調整部３４は、他方の相についての電流検出を予め定めた固定タイミングとしており、キャリア周期内にデューティパルスが出力されている２相がＶ，Ｗ相であって、双方の固定タイミングで検出される２相の電流がＶ,Ｗ相である状態から、これら２相のデューティパルスの出力タイミングに重なる期間が発生すると、検出対象とする相の一方をＵ相に変更する。したがって、確実に２相の電流を検出できる。

また、電流検出タイミング調整部３４は、検出対象とする相の一方をＵ相に変更した後に、Ｖ又はＷ相のデューティパルスが互いに重なる期間が変動すると、Ｕ相の検出が可能となる範囲で、電流検出タイミングを変更する。これにより、変更した検出対象相を維持するようにして、再度変更を重ねることを極力防止できる。

また、電流検出タイミング調整部３４は、キャリア周期内にデューティパルスが出力されている２相が、Ｕ相とＶ又はＷ相とであって、双方の固定タイミングで検出される２相の電流がＵ相とＷ又はＶ相とである状態から、Ｕ相の電流が検出できない状態になると、他方の相についての電流検出を可変タイミングとして、検出対象とする相の一方をＵ相からＶ又はＷ相に変更する。したがって、この場合も確実に２相の電流を検出できる。そして、電流検出タイミング調整部３４は、前記他方の相についての電流検出タイミングを一度変更した後に、その変更後のタイミングを固定してＶ又はＷ相の電流を検出する。この場合も、変更後の検出対象相を維持して再度変更を重ねることを極力防止できる。

更に、電流検出タイミング調整部３４は、キャリア周期内にデューティパルスが出力されている２相がＶ及びＷ相であり、これらの一方のデューティが減少することで２相の電流が検出できなくなると、デューティが小さい方の相のデューティ増減方向を、他の相と同じ方向に変更する。これにより、２相のデューティパルスが互いに重なる期間が発生するようになり、２相の電流が検出可能となる。

更に、圧縮機２と、室外側熱交換器９と、減圧装置８と、室内側熱交換器７とを備えるヒートポンプシステム１を備える空気調和機Ｅについて、圧縮機２を構成するモータ４を制御対象とするので、ヒートポンプシステム１及び空気調和機Ｅの運転効率を向上させることができる。

＜第３検出方式（その１）＞
第４検出方式では、例えば図２６に示したように、パターン（３）で且つセクタ（３）の組み合わせで変数shiftが「１」になると、Ｗ相のデューティ増減方向をＶ相と同じ方向に変更した。第３検出方式（その１）では、同じケースについて異なる対応を行う。

すなわち、図３１（ａ）に示すように、Ｕ相のデューティパルスも出力させる。そして、前記デューティパルスの分だけＶ，Ｗ相のデューティパルスを増加させて、一時的に３相変調状態にする。この場合、Ｕ，Ｖ，Ｗ間の相間電圧に変化はないので、出力電圧自体は変化しない。更にこの時、第１電流検出タイミングについても可変とする。これにより、第２検出タイミングの検出対象となる相を変更させることなく電流検出率が向上する。

また、図３１（ｂ）は、第４検出方式の説明では図２５に示した、パターン（２）で且つセクタ（５）の組み合わせで変数shiftが「２」になるケースに対応する。この場合も同様に、Ｕ相のデューティパルスも出力させ、前記デューティパルスの分だけＶ，Ｗ相のデューティパルスを増加させて一時的に３相変調状態にする。これらの処理パターンを含む一覧を、図３２及び図３３（図２５及び図２６相当図）に示している。

図３４から図３６は、図１６及び図１７に相当するＳｔａｒｔＤのフローチャートである。ただし、図３４は、図１６におけるステップＳ７１〜Ｓ７９のみを示しており、ステップＳ７９で「ＹＥＳ」と判断すると、図３６に示す処理に移行する。図３５では、パターン（２）で且つセクタ（５）の場合に（Ｓ８６：ＹＥＳ）変数shiftが「０」か否かを判断し（Ｓ１５１）、変数shiftが「０」であれば（ＹＥＳ）ステップＳ８７を実行する。一方、変数shiftが「０」でなければ（ＮＯ）、第１，第２検出タイミングを、Ｕ相デューティパルスにαを加えたものに設定する（Ｓ１５２）。

図３６では、パターン（３）で且つセクタ（３）の場合に（Ｓ８０：ＹＥＳ）変数shiftが「０」か否かを判断し（Ｓ１５３）、変数shiftが「０」であれば（ＹＥＳ）ステップＳ８１を実行する。一方、変数shiftが「０」でなければ（ＮＯ）、Ｓ１５２と同様の処理となる（Ｓ１５４）。また、パターン（３）で且つセクタ（５）の場合も（Ｓ８２：ＹＥＳ）変数shiftが「０」か否かを判断し（Ｓ１５７）、変数shiftが「０」であれば（ＹＥＳ）ステップＳ８３を実行する。一方、変数shiftが「０」でなければ（ＮＯ）、Ｓ１５２と同様の処理となる（Ｓ１５６）。また、図３７は図２２相当図であり、ＳｔａｒｔＦの処理の一部である。

以上のように第３検出方式（その１）では、電流検出タイミング調整部３４は、他方の相についての電流検出を可変タイミングとしており、キャリア周期内にデューティパルスが出力されている２相がＶ及びＷ相であり、これら２相のうち一方のデューティが減少することで２相の電流が検出できない状態になると、Ｕ相のデューティパルスを所定値だけ発生させると共に、Ｖ及びＷ相のデューティパルスを前記所定値だけ増加させる。そして、一方の相についての電流検出も可変タイミングとする。これにより、電流検出率を向上させることができる。

＜第３検出方式（その２）＞
次に、第３検出方式（その２）について図３８から図４９を参照して説明する。第１，第２実施形態では、図３８に破線で示すように、モータ４の回転数に関わらず相電流が１相分しか検出できない区間が発生する。そこで、図３９に示すように、Ｕ,Ｖ,Ｗ相のＰＷＭパルスに対し、２相の電流が検出可能となる最小幅のパルスを加えることで、第２実施形態と同様に２相変調を一時的に３相変調化する。

図３９に示す例では、（ａ）２相変調の状態ではＶ相のデューティが小さいため、２回ともＵ相電流を検出することになる。（ｂ）これに対して、所定デューティ値のＷ相パルスを追加すると共に、前記デューティ値をＵ，Ｖ相パルスにも追加することで３相変調化すると、Ｗ，Ｖ相電流（何れも負）が検出可能となる。この場合、Ｕ，Ｖ，Ｗの２相間の電圧（相間電圧）に変化はないのでモータ４に対する出力電圧自体は変化せず、電流検出率を向上させることができる。

図４０は、図１０に示すＳｔａｒｔＡのフローチャートを実行した後に続いて実行される処理（ＳｔａｒｔＡ＋）である。この処理では、２相変調のＰＷＭ信号における各相デューティパルスの大小関係に応じて、変数Ptn＿3phs＿chで示されるパターン（０）〜（５）に分別する。ここでのパターン分けは、以下の条件に基づいている。

電流検出部２７が電流検出可能となる最小デューティを最小幅とし、最大デューティ（１００％）より前記最小幅を減じたものを最大幅としている。例えば、電流検出可能な最小時間が１０μｓであり、キャリア周波数が４ｋＨｚであれば、最小幅は４％，最大幅は９６％となる。２相ＰＷＭ信号の出力パターンを、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のデューティの以下の組み合わせでパターン分けする。U0bai＿2，V0bai＿2，W0bai＿2は、ステップＳ１１で演算される２相変調時のＵ，Ｖ，Ｗ相のデューティ値の２倍である。
（１）W0bai＿2が最大幅未満又はV0bai＿2が最大幅未満 で、且つU0bai＿2／２又はV0bai＿2又はW0bai＿2が最小幅未満で且つ０以上
（２）W0bai＿2が最大幅以上又はV0bai＿2が最大幅以上で、且つU0bai＿2の１／２が最小幅以上で、且つV0bai＿2が最小幅未満で且つ０以上
（３）W0bai＿2が最大幅以上又はV0bai＿2が最大幅以上で、且つU0bai＿2の１／２が最小幅以上で、且つW0bai＿2が最小幅未満で且つ０以上
（４）W0bai＿2が最大幅以上又はV0bai＿2が最大幅以上で、且つU0bai＿2の１／２が最小幅未満で且つ０以上で、且つV0bai＿2がW0bai＿2より大きい
（５）W0bai＿2が最大幅以上又はV0bai＿2が最大幅以上で、且つU0bai＿2の１／２が最小幅未満且つ０以上で、且つV0bai＿2がW0bai＿2より小さい
（０）上記以外の場合
上記の条件に従い、パターン（０）〜（５）；変数Ptn＿3phs＿chを分別している。

図４１は、図１６及び図１７に示すＳｔａｒｔＤのフローチャートにおいて、ステップＳ８８の実行後に移行する処理（ＳｔａｒｔＤ＋）であり、変数Ptn＿3phs＿chに応じて、アップカウント及びダウンカウント時のＡＤタイミングを決定している。Ptn＿3phs＿chが（２）〜（５）の場合に、アップカウント、ダウンカウント時で電流検出タイミングをα×３としているのは（Ｓ１７２，Ｓ１７４）、１相分のＰＷＭパルスがＯＮしているタイミングで電流検出するためであり、倍率は他の値、例えば２倍でも良い。パターン（０），（１）の場合は、２回とも固定タイミングαとなる（Ｓ１７５）。

図４２は、図２０から図２２に示すＳｔａｒｔＦのフローチャートにおいて、ステップＳ１４１の実行後に移行する処理（ＳｔａｒｔＦ＋）であり、Ptn＿3phs＿chに応じて電流を検出する２相を決定する。

図４３は、ステップＳ１１に相当するＰＷＭ出力のフローチャートである。この処理では２相変調用のデューティU02，V02，W02を決定するため、Ptn＿3phs＿ch＝０の場合は、３相変調で計算された各デューティ値U0，V0，W0よりＵ,Ｖ,Ｗ相の最小デューティ値Min＿Dutyを減算する（Ｓ１９２）。一方、Ptn＿3phs＿ch≠０の場合は、補正デューティ値となるDutyChang＝Min＿Duty−αとすることで３相変調化する（Ｓ１９５）。

図４４に、２相変調時のＰＷＭ出力を３相変調化したＰＷＭパルス波形を示す。この例では、２相変調ではパルス出力が無かったＵ相を、パルス幅α×２で出力すると共に、Ｖ，Ｗ相パルスにもパルス幅α×２を追加することで３相変調化している。

図４５は、ステップＳ１０に相当するD＿Pwm＿set＿1()のＵ相デューティ値を決定する部分のフローチャートである。第３実施形態では、２相変調時のＰＷＭ出力を３相変調化するが、図４６に示すように、例えばPtn＿3phs＿ch＝４の場合、電流検出時間が十分に確保できない場合がある。この例では、Ｖ相パルスのデューティが１００％に近付く大きな値となっていることで（ａ）２相変調時は２回ともＶ相電流を検出するが、（ｂ）Ｗ相パルスを追加して３相変調化し、（ｃ）更にＵ相パルスを図中左方向にシフトさせて（キャリア周期の中心を基点として進み方向にパルスを延ばすように出力）電流検出時間を増加させ、一方のタイミングでＷ相電流（負）を検出可能にしている。

尚、Ptn＿3phs＿ch＝５の場合は、Ｗ相パルスのデューティが１００％に近付くことで同様の問題が発生するが、３相変調化すると共に、Ｕ相パルスを図中右方向にシフトさせることで対応する。

図４５において、D＿Pwm＿set＿1()では、Ptn＿3phs＿ch＝２ｏｒ５の場合はデューティ値をU0baiとし（Ｓ２０２）、Ptn＿3phs＿ch＝３ｏｒ４の場合はデューティ値を０とする（Ｓ２０４）。Ptn＿3phs＿ch＝０ｏｒ１の場合は、デューティ値をU0bai／２とする（Ｓ２０５）。

図４７は、ステップＳ９に相当するD＿Pwm＿set＿2()のＵ相デューティ値を決定する部分のフローチャートである。D＿Pwm＿set＿2()では、Ptn＿3phs＿ch＝２ｏｒ５の場合はデューティ値を０とし（Ｓ２１２）、Ptn＿3phs＿ch＝３ｏｒ４の場合はデューティ値をU0baiとする（Ｓ２１４）。Ptn＿3phs＿ch＝０ｏｒ１の場合は、デューティ値をU0bai／２とする（Ｓ２１５）。

これらの処理パターンを含む一覧を図４８に示す。また、図４９は、第３検出方式（その２）で検出されるモータ電流の波形を示している。この図から明らかなように、３相変調化により電流検出率が向上する結果、電流波形はより歪が少なくなり正弦波に近いものとなっている。

以上のように第３検出方式（その２）によれば、２相変調における２相のパルスのうち、一方のデューティが減少することで２相の電流が検出できない状態になると、残り１相のデューティパルスを所定値だけ追加発生させて３相変調化すると共に、前記２相のデューティパルスを前記所定値だけ増加させる。さらに、２相のパルスのうち、一方のデューティが最大に近づくことで２相の電流が検出できない状態になると、同様に３相変調化させて最大となる相のデューティを増加させ、ＰＷＭパルスの大きさに応じてＵ相のＰＷＭパルスの発生基点をシフトさせる。これにより、電流検出率を向上させることができる。
以上までが、第３，第４検出方式の説明である。

次に、第１，第２検出方式について説明する。
＜第１検出方式（従来２相変調処理）＞
先ず、第１検出方式について図５０及び図５１を参照して説明する。図５０は、２相変調を行う場合に、キャリア周期毎に実行される割り込み処理を示すフローチャートである。先ず、電流検出部２７においてＡ／Ｄ変換されたデータを抽出すると（Ｓ３１１）、そのデータに基づいて３相電流を検出する（Ｓ３１２）。ここで、電流検出部２７におけるシャント抵抗２４の端子電圧のＡ／Ｄ変換処理は、図５０に示す処理とは別個に１キャリア周期内で２回実行されており（実行タイミングについては後述する）、Ａ／Ｄ変換されたデータは、例えばレジスタ等に格納されている。したがって、ステップＳ２１１の処理は、上記レジスタに格納されているデータを読み出すことになる。

次に、３相電流からベクトル制御演算によりモータ４のロータ位置（θ）を推定し（Ｓ３１３）、周波数制御（速度制御，Ｓ３１４）及び電流制御（ＰＩ制御等）を実行する（Ｓ３１５）。そして、今回の演算処理で決定された２相ＰＷＭデューティを次回の周期で出力するためレジスタやメモリ等に格納すると（Ｓ３１６）。（ここで得られた２相ＰＷＭデューティは、次のキャリア周期における割り込み処理のステップＳ３１７で出力レジスタにセットされる。）それから、前回のキャリア周期で決定された２相ＰＷＭデューティを、出力用のレジスタにセットする（Ｓ３１７）。

図５１（ａ）は、２相変調の場合にＰＷＭデューティパルスが出力される位相と、電流検出部２７がシャント抵抗２４の端子電圧をＡ／Ｄ変換するタイミングとを示している。この例では、Ｕ，Ｖ相のデューティパルスが三角波のボトムが中心位相となるように出力されている。１回目のＡ／Ｄ変換は上記ボトムのタイミングで実行される。この時検出される電流はＷ相の負電流となる。そして、２回目のＡ／Ｄ変換は、ボトムを起点として時間Ｄ２の経過後に、更にスイッチングディレイを考慮した微小時間αが経過した時点で実行される。この時検出される電流はＵ相の正電流となる。そして、Ｖ相電流は、上記２回のＡ／Ｄ変換結果に基づく演算で求められる。

また、図５１（ｂ）は、ベクトル制御の過程で得られる直交電圧Ｖα，Ｖβに基づいて２相ＰＷＭデューティを算出するためのテーブルである。図５１（ｂ）の左方側，及び図８（ｃ）に示すように、電圧Ｖα，Ｖβの大小関係に応じてセクタ０〜５が決定され、各セクタ毎に、パルス幅値Ｄ１，Ｄ２が電圧Ｖα，Ｖβと補正値Ｈとに基づいて決定される。尚、補正値Ｈは、直流電源部２１の電圧であるＤＣ電圧に応じてデューティパルス幅を補正する項であり、次式で表される。
Ｈ＝√３×（ＰＷＭレジスタ最大値）×３２７６８／（ＤＣ電圧） …（２）
尚、「ＰＷＭレジスタ最大値」は、例えばレジスタが１６ビットであれば６５５３５である。

図５１（ｂ）の右方側に示すＰＷＭａ，ＰＷＭｂ，ＰＷＭｃは、図１ではベクトル演算部３０が出力する３相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対応するもので、各セクタに応じてパルス幅値Ｄ１，Ｄ２の和となるか或いはパルス幅値Ｄ２のみ、若しくは「０」となる。

＜第２検出方式（新３相変調処理）＞
以降は、３相変調処理について図５２及び図５３を参照して説明する。図５２は、３相変調を行う場合に、キャリア周期の半周期毎に実行される割り込み処理を示すフローチャートである。ステップＳ３２１〜Ｓ３２５については、図５０に示すステップＳ３１１〜Ｓ３１５と同様に実行されるが、続くステップＳ３２６では３相のＰＷＭデューティが出力される。続くステップＳ３２７〜Ｓ３２９の処理は、ＤＵＴＹ生成部３１において行われる。ＰＷＭ信号生成部３２より与えられるキャリアカウンタの値を参照し、アップカウント中か、ダウンカウント中かを判断する（Ｓ３２７）。アップカウント中であればＤ＿Ｐｗｍ＿ｓｅｔ２（）をセットし（Ｓ３２８）、ダウンカウント中であればＤ＿Ｐｗｍ＿ｓｅｔ１（）をセットする（Ｓ３２９）。これらについては図８及び図９を参照して説明する。

図８において、３相変調の場合は、三角波のピークとボトムとにおいてＰＷＭ割り込みが発生する。図中に丸数字で示す処理（１）〜（４）については、処理（１）及び（３）はステップＳ３２１〜Ｓ３２７に対応し、処理（２），（４）はそれぞれステップＳ３２８，Ｓ３２９に対応している。この場合、ファンモータの制御（５）は、処理（４）を実行した後に行われる。

図９において、３相変調における２回のＡ／Ｄ変換タイミングは、三角波がボトムに達する直前と直後とする。前者のタイミングではＷ相電流が得られ、後者のタイミングではＶ相電流が得られることになる。尚、前者については、仮にボトムに一致するタイミングでＡ／Ｄ変換しても、各制御のタイミングや信号の遅れ等によりＷ相電流を得ることは可能である。

図５３は図５１（ｂ）相当図であるが、条件１〜３，セクタ，Ｄ１，Ｄ２については２相変調の場合と全く同様であり、ＰＷＭａ，ＰＷＭｂ，ＰＷＭｃの決定部分のみが異なっている。これらの決定には、パルス幅値Ｄ１，Ｄ２だけでなく、補正値Ｈの説明で述べたＰＷＭレジスタの最大値ＰＤも要素となっている。

次に、第１〜第４検出方式を切り換える制御の詳細について、図５４から図７０を参照して説明する。図５４は、検出方式選択部３６により実行される制御内容を中心に示すフローチャートである。先ず、電流検出率を計算するが（Ｓ３３１）、その計算処理は図５５に示している。第１検出方式（従来２相変調）のＰＷＭ信号パターンについて出力デューティを計算すると（Ｓ３３４）、求めたデューティで２相の電流検出可能か否かを判断する（Ｓ３３５）。

図５６は、ベクトル図に電流検出不可周期をハッチングにより表している。上述したＰＷＭ出力デューティのベクトルが網掛けした範囲内にあれば（例えば１相のデューティが１００％付近で、他の１相のデューティが０％付近にあるような場合）電流検出不可として判断し（Ｓ３３５：ＹＥＳ）、電流検出ができないキャリア周期（電流検出不可周期）としてカウントする（Ｓ３３６）。次に、電気角一周期が経過したか否かを、現在の推定角度θEstを用いて判断し（Ｓ３３７）、一周期が経過すると（ＹＥＳ）、その一周期での電流検出率を計算する（Ｓ３３８）。

電流検出率は、次式で求められる。
（電流検出率）＝｛（１電気角周期相当カウンタ値）−（検出不可カウンタ値）｝
／（１電気角周期相当カウンタ値）…（３）
例えば、電気角周波数が２０Ｈｚ，ＰＷＭキャリア周波数が４ｋＨzであれば、１電気角周期に相当するカウンタ値は「２００」となる。その電気角周期内において電流検出不可周期が２０回あれば、
（電流検出率）＝（２００−２０）／２００＝０．９＝９０（％）
となる。その後、検出不可カウントをクリアして（Ｓ３３９）計算処理を終了する。ステップＳ３３７において電気角一周期経過していなければ（ＮＯ）、その時点で処理を終了する。

再び、図５４を参照する。続くステップＳ３３２，Ｓ３３３では、モータ４の現在回転数と回転数閾値，又はモータ出力電圧と出力電圧閾値とを比較して、現在駆動中のモータ４回転数領域（高速／中速／低速）を判定する。モータ４の出力電圧Ｖｍは、ベクトル演算部３０において演算されるα軸出力電圧Ｖαとβ軸出力電圧Ｖβとにより以下のように算出される。
Ｖｍ＝√（Ｖα^２＋Ｖβ^２） …（４）
低速領域は、例えば最小回転数近傍の回転数領域であり、高速領域は、例えば過変調制御が有効となる回転数領域である。そして、中速領域は、高速領域と低速領域との間にある速度領域である。

図５７は、低速領域での検出方式を選択する処理のフローチャートである。先ず、第１検出方式の電流検出率と閾値Ｘ３とを比較し（Ｓ３４０）、電流検出率が高ければ（閾値より大）第１検出方式を選択し（Ｓ３４４）、電流検出率が低ければ（閾値以下）第１検出方式の電流検出率と閾値Ｘ４とを比較する（Ｓ３４１）。電流検出率が高ければ（閾値より大）第３検出方式（２相＋３相変調）を選択し（Ｓ３４３）、電流検出率が低ければ（閾値以下）第２検出方式（新３相変調）を選択する（Ｓ３４２）。

低速領域では、第１検出方式の電流検出率が低下する傾向にあるが、消費電力を低減するには、第１検出方式を採用するのが好ましい。そこで、第１検出方式の電流検出率が閾値Ｘ３以下になると第３検出方式を選択して電流検出率の向上を図る。更に、第３検出方式の電流検出率が閾値Ｘ４以下になると第２検出方式を選択して、再度電流検出率の向上を図る。

図５８は、中速領域での検出方式を選択する処理のフローチャートである。先ず、速度変動検出部３７において、モータ４の機械角一回転間の現在推定速度ωEstの最大値と最小値を検出し、その差を求め速度変動幅とする（Ｓ３４５）。次に、モータ４の速度指令が変化しているかを、上位の制御装置より入力される目標速度ωRefを用いて判定する（Ｓ３４６）。速度指令が一定であればステップＳ３４７に移行し、速度指令が変化していればステップＳ３４９に移行する。

ステップＳ３４７では、上述の速度変動幅と変動幅閾値とを比較する。速度変動幅が小さければ（閾値以下）矩形波駆動に切り換え（Ｓ３４８）、速度変動幅が大きければ（閾値より大）ステップＳ３４９に移行する。ステップＳ３４９では、第１検出方式の電流検出率と閾値Ｘ２とを比較し、電流検出率が高ければ（閾値より大）第１検出方式を選択する（Ｓ３５１）。一方、電流検出率が低ければ（閾値以下）第４検出方式（新２相変調）を選択する（Ｓ３５０）。

中速領域では、低速領域と比較して変調率が高く電流検出率も高いため、消費電力の低減を重視して第１検出方式を採用するが、モータ負荷が小さくなった場合など電流検出率が閾値Ｘ２以下になると第４検出方式を選択して電流検出率の向上を図る。また、速度指令が一定で、且つ速度変動幅が閾値以下であれば矩形波駆動に切り換えて、更に消費電力の低減を図る。

図５９は高速領域の検出方式を選択する処理のフローチャートである。ステップＳ３５３で第１検出方式の電流検出率と閾値Ｘ１とを比較し、電流検出率が高ければ（閾値より大）第１検出方式を選択し（Ｓ３５５）、電流検出率が低ければ（閾値以下）第３検出方式を選択する（Ｓ３５４）。過変調制御が有効となる高速領域では、第１検出方式の電流検出率が低下して制御性が悪化する。そこで、第１検出方式の電流検出率が閾値Ｘ１以下になると第３検出方式を選択して、電流検出率の向上を図る。

ここで、図６０から図６３には、ステップＳ３４８で選択される矩形波駆動方式におけるＰＷＭ信号波形と出力電圧波形とを示すもので、図６０及び図６１は１２０°通電方式の場合、図６２及び図６３は１５０°通電方式の場合を示す。図６０及び図６２において、各相上側の波形が上側アームのオン区間を示し、下側の波形が下側アームのオン区間を示している。各相の無通電区間においてモータ４の誘起電圧が現れるので、そこで誘起電圧のゼロクロス点を検出することでロータ位置を検出できる。このように矩形波駆動方式を選択することで、スイッチング損失を更に低減する。

図６４は、エアコンの運転中における変調方式の切り換え処理を概略的に示すフローチャートである。ステップＳ３６１において、現在実行中の検出方式が第１検出方式であればステップＳ３６２に移行し、ＰＷＭ割り込みを発生させる周期をキャリア周期と同じ１周期毎にする。そして、第１検出方式により電流データを取得してベクトル制御処理を行い、２相ＰＷＭ信号パターンを生成出力する（Ｓ３６３）。

また、現在実行中の検出方式が第２〜第４検出方式であればステップＳ３６１からＳ３６４に移行し、ＰＷＭ割り込みを発生させる周期をキャリア周期の半周期毎にする。そして、第２〜第４検出方式により電流データを取得してベクトル制御処理を行い、３相ＰＷＭ信号パターンを生成出力する（Ｓ３６５）。

また、現在実行中の検出方式が矩形波駆動制御であれば、ステップＳ３６１からＳ３６６に移行し、ＰＷＭ割り込みを発生させる周期をキャリア周期と同じ一周期毎にする。そして、矩形波駆動に応じた位置検出方式により矩形波駆動制御処理を行い、２相ＰＷＭ信号パターンを生成出力する（Ｓ３６７）。尚、矩形波駆動の場合は、位置検出のために２相の電流を検出する必要はないが、過電流保護のために１相の電流のみ検出する。

以上のように本実施形態によれば、電流検出部２７は、インバータ回路２３の直流側に接続されるシャント抵抗２４が電流値に対応して発生した信号とＰＷＭ信号パターンとに基づいてモータ４の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出し、ベクトル演算部３０は相電流に基づいてロータ位置θを決定し、ＰＷＭ信号生成部３２と共に、ロータ位置θに追従するように２相又は３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。このとき、ＰＷＭ信号生成部３２は、３相のＰＷＭ信号パターンについては、何れか１相は、キャリア周期のボトムを基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させ、他の１相は、前記ボトムを基準として遅れ側，進み側の一方向に、残りの１相は前記方向とは逆方向にデューティを増減させる。

また、ＰＷＭ信号生成部３２は、電流検出部２７がＰＷＭ信号の搬送波周期内で固定若しくは可変の２点のタイミングで２相の電流を検出可能となるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成し、又は３相全てを搬送波の中心から対称出力し、可変タイミングで電流を検出する２相のＰＷＭ信号パターンを生成する。そして、検出方式選択部３５は、ＤＵＴＹ生成部３１及びＰＷＭ信号生成部３２に、モータ４が高速領域にある場合は、電流検出率に応じて第１，第３検出方式を選択し、モータ４が低速領域にある場合は第１〜第３検出方式の何れかを選択する。また、モータ４が中速領域にある場合は第１，第４検出方式を選択する。これにより、モータ４の回転数領域に応じて必要な電流検出率を維持しながら、スイッチング損失を抑制しつつ制御精度の向上を図ることができる。

また、検出方式選択部３５は、ＰＷＭ信号のデューティ比やキャリア周期内における電流検出可能期間の長さを参照した結果に基づいて電流検出方式を選択する。したがって、ＰＷＭ信号パターンの切り換えを、割り込み処理時間や電流検出可能期間の長さに基づいて妥当に行うことができる。

また、２相変調を行う場合はキャリア周期毎に割り込みを発生させ、３相変調を生成させる場合はキャリア周期の１／２毎に割り込みを発生させるので、従来一般的に実行されている第１検出方式に対し、特許文献１で提示された第２検出方式を容易に導入できる。

更に、圧縮機２と、室外側熱交換器９と、減圧装置８と、室内側熱交換器７とを備えるヒートポンプシステム１を備える空気調和機について、圧縮機２を構成するモータ４を制御対象とするので、ヒートポンプシステム１及び空気調和機の運転効率を向上させることができる。

（第２実施形態）
図６５は第２実施形態を示す図５９相当図であり、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。第２実施形態での高速領域における検出方式の選択処理では、ステップＳ３５３，Ｓ３５４の間に、ステップＳ３５６，Ｓ３５７が挿入されている。ステップＳ３５３において「閾値以下」と判断すると、電流検出率を閾値Ｘ１’（＜Ｘ１）と比較する（Ｓ３５６）。そして、電流検出率が閾値Ｘ１’以下になると、ＰＷＭ信号生成部３２におけるＰＷＭ周波数をより高くするように（例えば４．５ｋＨｚから５ｋＨｚに）変更してから（Ｓ３５７）第３検出方式を実行する（Ｓ３５４）。

以上のように第２実施形態によれば、モータ４が高速回転領域にある際に、電流検出率が閾値Ｘ１’以下になったと判断すると、キャリア周期をより短くするように調整するので、制御性を向上させることができる。

（第３実施形態）
図６６及び図６７は第３実施形態であり、図６６は図５２相当図である。図６６に示すように、第３実施形態では、図５２に示すフローチャートにステップＳ３２０，Ｓ３２５ａ，Ｓ３２６ａを追加し、ステップＳ３２６を実行する箇所を変更している。すなわち、ステップＳ３２５を実行すると、フラグＭ＿Ｉｎｔ＿ｆｌｇを「１」にセットする（Ｓ３２５ａ）。上記のフラグは、既にキャリアの半周期においてステップＳ３２１〜Ｓ３２５の処理が実行済みであることを示す。

そして、冒頭のステップＳ３２０において、フラグＭ＿Ｉｎｔ＿ｆｌｇ＝１（セット）か否かを判断し、「０（リセット）」であれば（ＮＯ）ステップＳ３２６を実行し、フラグＭ＿Ｉｎｔ＿ｆｌｇを「０」にする（Ｓ３２６ａ）。ステップＳ３２５ａ，２２６ａを実行すると、ステップＳ３２７に移行する。つまり、第３実施形態では、３相変調を実行する際のＰＷＭ割り込み処理では、周期の前半でステップＳ３２０〜Ｓ３２５ａ，Ｓ３２７〜Ｓ３２９を実行し、周期の後半でステップＳ３２０，Ｓ３２６，Ｓ３２６ａ，Ｓ３２７〜Ｓ３２９を実行することになる。

これにより、図６６に示す割り込み処理時間（１），（３）は、図５２に従い処理する場合（図８に示すケースに対応）に比較して何れも若干短くなっている。キャリア周期の後半では、室外機のファンモータ制御処理（５）も実行するため、上記のように割り込み処理を分割することで周期の後半の処理時間に余裕を持たせることができる。尚、前半と後半とで分割する処理は、上記の例に限ることなく、適宜設定すれば良い。

（第４実施形態）
図６８から図７０は第４実施形態である。図６８のステップＳ３７１では、実行中の変調方式が２相変調，３相変調の何れであるかを判断するが、何れの場合もキャリア周期の半周期毎に割り込みを発生させる（Ｓ３７２，Ｓ３７４）。そして、２相変調では、対応する第１又は第４検出方式により電流データを取得してベクトル制御処理を行い、２相ＰＷＭ信号パターンを生成出力する（Ｓ３７３）。また、３相変調では、対応する第２又は第３検出方式により電流データを取得してベクトル制御処理を行い、３相ＰＷＭ信号パターンを生成出力する（Ｓ３７５）。

図６９は図５２相当図であるが、ステップＳ３２６，Ｓ３２７の間に、ステップＳ３２６ｂ，Ｓ３２６ｃを追加することで２相変調，３相変調で共通の処理となっている。すなわち、ステップＳ３２６を実行すると、実行中の変調方式が２相，３相の何れかを判断し（Ｓ３２６ｂ）、３相変調であれば（ＮＯ）ステップＳ３２７に移行する。一方、２相変調であれば（ＹＥＳ）、ステップＳ３２６で求めた３相のＰＷＭデューティを２相のＰＷＭデューティに変換して（Ｓ３２６ｃ）ステップＳ３２７に移行する。

図７０は、ステップＳ３２６ｃの処理内容を説明するものである。３相のＰＷＭデューティが図７０（ａ）に示すように得られたとする。これらの内、最小となるデューティをＭＩＮｄｕｔｙに設定する（この例ではＵ相）。そして、その他の相（Ｖ，Ｗ）のデューティより、（ＭＩＮｄｕｔｙ＋τ）を減じたものを２相ＰＷＭデューティとする。ここで、τはデッドタイム相当時間であるが、Ｕ相については勿論デューティはゼロとなる。したがって、この場合はＶ，Ｗ相による２相変調となる。このような方式で３相変調方式のＰＷＭパターンを２相変調方式のパターンに変換することで、２相変調方式の場合についても３相変調方式と同様に、固定された２点のタイミングにおいて２相の電流を検出することが可能になる。

以上のように第４実施形態によれば、２相変調，３相変調の何れの場合についてもキャリア周期の半周期毎にＰＷＭ割り込みを発生させて処理を行うようにした。すなわち、従来２相変調についてはキャリア周期の１周期毎に割り込み処理を行うのが一般的であることから、既に行われている２相変調制御に半周期毎に割り込み処理を行う新規な３相変調を組み合わせるとすれば、第１実施形態等の方が導入が容易である。

一方、上記の組み合わせの制御に対応したプログラム等をゼロベースで作成することを想定すると、２相変調と３相変調とでＰＷＭ割り込みの発生パターンを変化させるよりは、何れも共通となるようにプログラム等を作成する方が効率が良いと言える。加えて、ＤＵＴＹ生成部３１は、２相のＰＷＭ信号パターンを生成する際に、３相のＰＷＭ信号パターンを生成し、それら３相のうちデューティが最小となる相のデューティをゼロに設定し、他の２相のデューティより最小相のデューティを減じたものを２相のＰＷＭ信号パターンとする。これにより、図６９に示したように、２相変調と３相変調とで行う割り込み処理を極力共通にすることができ、しかも、何れの変調方式においても固定された２点のタイミングにおいて２相の電流を検出することができる。

（その他の実施形態）
第１〜第３相と、Ｕ，Ｖ，Ｗ相との対応関係は任意である。
キャリア周期や、ＰＷＭデューティの最小幅については、個別の設計に応じて適宜変更すれば良い。
第４実施形態の方式について、第２〜第３実施形態を同様に実施しても良い。
また、第４実施形態は、３相ＰＷＭパターンを生成してから２相ＰＷＭパターンに変換するものに限らず、最初から図５１に示すような２相ＰＷＭパターンを生成しても良い。

各相デューティパルスの配置を決定する方式については、特許文献１の第１〜第３実施形態を適用しても良い。
消費電力Ｗについては、（１）式で演算して求めるものに限らず、電圧及び電流を直接計測して求めても良い。
三角波キャリアのピークを周期の中心としても良い。
電流検出率に関する閾値Ｘ１〜Ｘ４の値は、個別の製品に応じて変更して良い。
図３及び図４に示すモータの起動，強制転流，センサレス駆動時における電流検出方式を、第１検出方式としても良い。
空気調和機に限ることなく、その他のヒートポンプシステムや、ヒートポンプシステムに限らず、２相変調方式と３相変調方式とを切り替えてモータを駆動制御するものであれば適用が可能である。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

図面中、１はヒートポンプシステム、２は圧縮機（負荷）、４はモータ、７は室内側熱交換器、８は減圧装置、９は室外側熱交換器、２３はインバータ回路、２４はシャント抵抗（電流検出素子，電流検出手段）、２７は電流検出部（電流検出手段，タイミング調整手段）、３０はベクトル演算部（ＰＷＭ信号生成手段）、３５は検出方式選択部（電流検出制御手段）、３６は電流検出率演算部（電流検出率演算手段）を示す。

Claims (19)

1. ３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を３相交流に変換するインバータ回路を介してモータを駆動するモータ制御装置において、
   前記インバータ回路の直流側に接続され、電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、
   前記モータの相電流に基づいてロータ位置を決定するロータ位置決定手段と、
   前記ロータ位置に追従するように２相又は３相のＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   前記電流検出素子に発生した信号と前記ＰＷＭ信号パターンとに基づいて、前記モータの相電流を検出する電流検出手段と、
   前記２相又は３相のＰＷＭ信号パターンに応じて電流検出率を求める電流検出率算出手段と、
   前記電流検出手段が、前記ＰＷＭ信号の搬送波周期内において、２相の電流を固定されたタイミングで検出するか、又は前記インバータ回路に対する出力電圧の大きさに応じた可変のタイミングで検出するように調整するタイミング調整手段とを備え、
   前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記３相のＰＷＭ信号パターンのうち何れか１相（第１相）については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させ、
   他の１相（第２相）については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向にデューティを増減させ、
   残りの１相（第３相）については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成し、
   前記モータが低速回転領域にある際に、前記電流検出率が高い状態では２相のＰＷＭ信号パターンを出力させて、前記電流検出手段に１相は固定のタイミングで、他の１相は可変のタイミングで電流を検出させる第１検出方式とし、
   前記電流検出率が低い状態では３相のＰＷＭ信号パターンを出力させて、前記電流検出手段に固定のタイミングで２相の電流を検出させる第２検出方式とし、
   前記電流検出率が中間の状態では２相のＰＷＭ信号パターンを出力させて、１相の電流検出を可変タイミングとしている状態で、前記搬送波周期内にデューティパルスが出力されている２相が前記第２相及び前記第３相であり、前記２相のうち一方のデューティが減少することで２相の電流が検出できない状態になると、前記第１相のデューティパルスを所定値だけ発生させると共に、前記第２相及び前記第３相のデューティパルスを前記所定値だけ増加させ、且つ他の１相の電流検出も可変タイミングにする第３検出方式とするように、前記ＰＷＭ信号生成手段及び前記タイミング調整手段を制御する電流検出制御手段を有することを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記電流検出制御手段は、前記モータが高速回転領域にある際に、前記電流検出率が高い状態では前記第１検出方式とし、
   前記電流検出率が低い状態では前記第３検出方式とすることを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
3. 前記電流検出制御手段は、前記モータが中速回転領域にある際に、前記電流検出率が高い状態では前記第１検出方式とし、
   前記電流検出率が低い状態では、前記ＰＷＭ信号生成手段に２相のＰＷＭ信号パターンを出力させて、前記電流検出手段に一方の相については固定されたタイミングで電流を検出し、他方の相については、固定されたタイミングで電流を検出するか、又は前記インバータ回路に対する出力電圧の大きさに応じた可変のタイミングで電流を検出可能となるように検出タイミングを調整する第４検出方式とすることを特徴とする請求項１又は２記載のモータ制御装置。
4. 前記タイミング調整手段は、前記第４検出方式において、前記他方の相についての電流検出を、予め定めた固定タイミングとするか、前記固定タイミングより変化させたタイミングとするかを、前記２相のＰＷＭ信号パターンに応じて決定することを特徴とする請求項３記載のモータ制御装置。
5. 前記タイミング調整手段は、前記第４検出方式において、前記電流検出手段が、電流検出可能な最小デューティを最小幅とし、最大デューティ（１００％）より前記最小幅を減じたものを最大幅とし、前記最大幅未満で且つ前記最小幅を超えるデューティを中間幅とすると、２相ＰＷＭ信号の出力パターンを、第１〜第３相のデューティの以下の組み合わせでパターン（０〜１１）に分別し、
   （１）第１相が中間幅で、第２又は第３相が最大幅以上の場合
   （２，３）第２又は第３相の何れか一方が中間幅で、他方が最大幅以上の場合
   （４，６）第１相と、第２又は第３相とが何れも最大幅以上の場合
   （５）第２相と、第３相とが何れも最大幅以上の場合
   （７）第１相が０以上で、第２又は第３相の何れかが最小幅未満の場合
   （８，９）第２又は第３相の何れかが０以上で、他方が最小幅未満の場合
   （１０，１１）第１相が最小幅未満で、第２又は第３相の何れかが０以上の場合
   （０）：（１）〜（１１）以外の場合
   また、第１〜第３相のデューティにおける以下の大小関係により、セクタ（０〜５）に分別すると、
   （０）第１相が最大で且つ第２相＞第３相
   （１）第１相が最大で且つ第２相＜第３相
   （２）第２相が最大で且つ第１相＞第３相
   （３）第２相が最大でかつ第１相＜第３相
   （４）第３相が最大で且つ第１相＞第２相
   （５）第３相が最大で且つ第１相＜第２相
   前記パターン（０〜１１）と、前記セクタ（０〜５）との組み合わせに応じて、前記他方の相についての電流検出を、予め定めた固定タイミングとするか、前記固定タイミングより変化させたタイミングとするかを決定することを特徴とする請求項４記載のモータ制御装置。
6. 前記タイミング調整手段は、前記第４検出方式において、前記他方の相についての電流検出を予め定めた固定タイミングとしており、
   前記搬送波周期内にデューティパルスが出力されている２相が前記第２相及び前記第３相であって、双方の固定タイミングで検出される２相の電流が前記第２相と前記第３相とである状態から、これら２相のデューティパルスの出力タイミングに重なる期間が発生すると、検出対象とする相の一方を前記第１相に変更することを特徴とする請求項３から５の何れか一項に記載のモータ制御装置。
7. 前記タイミング調整手段は、前記第４検出方式において、検出対象とする相の一方を前記第１相に変更した後に、前記第２相及び前記第３相のデューティパルスが互いに重なる期間が変動すると、前記第１相の検出が可能となる範囲で、電流検出タイミングを変更することを特徴とする請求項６記載のモータ制御装置。
8. 前記タイミング調整手段は、前記第４検出方式において、前記他方の相についての電流検出を予め定めた固定タイミングとしており、
   前記搬送波周期内にデューティパルスが出力されている２相が、前記第１相と前記第２相又は前記第３相とであって、双方の固定タイミングで検出される２相の電流が前記第１相と前記第３相又は前記第２相とである状態から、
   前記第１相の電流が検出できない状態になると、前記他方の相についての電流検出を可変タイミングとして、検出対象とする相の一方を前記第２相又は前記第３相に変更することを特徴とする請求項３から７の何れか一項に記載のモータ制御装置。
9. 前記タイミング調整手段は、前記第４検出方式において、前記他方の相についての電流検出タイミングを一度変更した後に、その変更後のタイミングを固定して前記第２相又は前記第３相の電流を検出することを特徴とする請求項８記載のモータ制御装置。
10. 前記タイミング調整手段は、前記第４検出方式において、前記他方の相についての電流検出を予め定めた固定タイミングとしており、前記搬送波周期内にデューティパルスが出力されている２相が前記第２相及び前記第３相であり、前記２相のうち一方のデューティが減少することで２相の電流が検出できない状態になると、デューティが小さい方の相のデューティ増減方向を、他の相と同じ方向に変更することを特徴とする請求項３から９の何れか一項に記載のモータ制御装置。
11. 前記タイミング調整手段は、前記第４検出方式において、前記他方の相についての電流検出を予め定めた固定タイミングとしており、デューティパルスが出力されている２相のうち一方のデューティが減少することで２相の電流が検出できない状態になると、残り１相のデューティパルスを所定値だけ発生させると共に、前記２相のデューティパルスを前記所定値だけ増加させ、
    ３相のうち最大となる相のデューティが増加することで２相の電流が検出できない状態になると、前記第１相のデューティパルスを、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向にデューティを増減させることを特徴とする請求項３から９の何れか一項に記載のモータ制御装置。
12. 前記モータの回転速度の変動度合いを検出する回転変動検出手段を備え、
    前記電流検出制御手段は、前記モータが中速回転領域にある際に、外部より入力される前記モータの速度指令が一定であり、且つ前記回転速度の変動が閾値を下回ると、前記ＰＷＭ信号生成手段に矩形波駆動に対応したパルス信号を出力させることを特徴とする請求項１から１１の何れか一項に記載のモータ制御装置。
13. 前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記モータが高速回転領域にある際に、前記電流検出率が閾値を下回っていると判断すると、前記搬送波の周期をより短くするように調整することを特徴とする請求項１から１２の何れか一項に記載のモータ制御装置
14. 前記各手段の少なくとも一部は、マイクロコンピュータにより実現される機能であり、
    前記電流検出制御手段は、前記モータにより消費される電力値，前記ＰＷＭ信号のデューティ比，前記モータの回転数，前記搬送波周期内における電流検出可能期間の長さの何れか１つ以上を参照した結果に基づいて、前記モータの回転領域を判別することを特徴とする請求項１から１３の何れか一項に記載のモータ制御装置。
15. 前記各手段の少なくとも一部は、マイクロコンピュータにより実現される機能であり、
    前記ＰＷＭ信号生成手段に２相のＰＷＭ信号パターンを生成させる場合は、前記搬送波周期毎に前記マイクロコンピュータに対して処理を実行させるための割り込みを発生させ、３相のＰＷＭ信号パターンを生成させる場合は、前記搬送波周期の１／２毎に前記割り込みを発生させることを特徴とする請求項１から１４の何れか一項に記載のモータ制御装置。
16. 前記各手段の少なくとも一部は、マイクロコンピュータにより実現される機能であり、
    前記ＰＷＭ信号生成手段に前記２相のＰＷＭ信号パターンを生成させる場合と、前記３相のＰＷＭ信号パターンを生成させる場合との何れについても、前記搬送波周期の１／２毎に前記割り込みを発生させることを特徴とする請求項１から１５の何れか一項に記載のモータ制御装置。
17. 前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記２相のＰＷＭ信号パターンを生成する際には、前記３相のＰＷＭ信号パターンを生成し、それら３相のうちデューティが最小となる相のデューティをゼロに設定し、他の２相のデューティより前記最小となる相のデューティを減じたものを前記２相のＰＷＭ信号パターンとすることを特徴とする請求項１６記載のモータ制御装置。
18. 圧縮機と、熱交換器と、減圧装置を備え、
    前記圧縮機を構成するモータは、請求項１から１７の何れか一項に記載のモータ制御装置により制御されることを特徴とするヒートポンプシステム。
19. 請求項１８記載のヒートポンプシステムを備えて構成されることを特徴とする空気調和機。

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