JP2010226842A - ブラシレスｄｃモータの制御方法およびブラシレスｄｃモータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】誘起電圧を用いたロータの位置検出ができない場合にリップルが発生しても、ブラシレスＤＣモータの回転変動等の発生を抑制することができるブラシレスＤＣモータの制御方法およびブラシレスＤＣモータの制御装置を提供する。
【解決手段】推定位相方式による制御を行っている場合に、直流電圧の所定時間における平均電圧を算出し、平均電圧と現在の直流電圧との差に対応して、ブラシレスＤＣモータの通電を切り替える。直流電圧が平均電圧より高い場合には、ブラシレスＤＣモータの磁極に対する通電時間を目標回転数に対応する通電時間より短くし、直流電圧が平均電圧より低い場合には、ブラシレスＤＣモータの磁極に対する通電時間を目標回転数に対応する通電時間より長くするようにしてもよい。
【選択図】図２

Description

本発明は、センサレス型のブラシレスＤＣモータをインバータ制御するブラシレスＤＣモータの制御方法およびブラシレスＤＣモータの制御装置に関する。

従来、エアコンや冷蔵庫などの家電機器に搭載される圧縮機には、インバータ制御によって駆動するセンサレス型の多相ブラシレスＤＣモータが適用されることが多い。かかるブラシレスＤＣモータをインバータ制御する際には、ブラシレスＤＣモータが有するロータの位置を検出することによってそのブラシレスＤＣモータに対する通電を所定のタイミングで切り替える。そして、通電切替後の非通電相に発生する誘起電圧（逆起電力）を基準電圧と比較し、その両電圧の交点を検出することによってロータの位置を検出した後、この検出したロータの位置情報を用いることにより、モータ回転数（単位時間あたりのロータの回転数）をフィードバック制御している。

例えば、ブラシレスＤＣモータに印加する矩形波電圧のパルス幅を変化させながらモータ回転数の制御を行うＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式を採用する場合、インバータ回路では所定のデューティ比のＰＷＭ波形が通電切替信号に重畳された駆動信号を受信し、この受信した駆動信号に応じてブラシレスＤＣモータの相数分の矩形波電圧を生成し、その多相矩形波電圧を所定の通電タイミングでブラシレスＤＣモータに印加する。これにより、ブラシレスＤＣモータには駆動電流が流れ、ロータに回転トルクが発生する。

図４は、ＰＷＭ方式を採用した従来の制御装置の機能構成を示すブロック線図である。この制御装置は、交流電源５１をコンバータ回路５２で所定の直流電源に変換してこれを昇圧用のコンデンサ５３ａ，５３ｂで昇圧し、平滑コンデンサ５４で平滑化してインバータ回路５７に供給するとともに、このインバータ回路５７を制御回路（マイクロコンピュータ）６０によって駆動して直流モータ（例えば三相四極のブラシレスＤＣモータ）６１を制御する。

制御回路６０は、プログラムを記憶している記憶部６０ａを有し、このプログラムを実行することにより、インバータ回路５７を構成する上下アームの複数のスイッチング素子をスイッチングする駆動信号（ＰＷＭ信号も含む）を駆動回路５９を介してインバータ回路５７に出力する。これにより、直流電圧が三相の矩形波電圧とされてブラシレスＤＣモータ６１に印加され、ブラシレスＤＣモータ６１には駆動電流が流れて回転トルクが発生する。

このとき、ロータの位置を検出してステータの巻線電流切り替えタイミングを得るが、例えば１２０度通電方式等によって通電を切り替える場合、位置検出回路５８においてブラシレスＤＣモータ６１の非通電相に発生する誘起電圧波形と基準電圧とを比較してその交点（ゼロクロス点）を検出し、このゼロクロス点を含む信号を位置検出信号として制御回路６０に出力する。制御回路６０はその位置検出信号をもとにして通電切り替えタイミングを算出してインバータ回路５７の各スイッチング素子を駆動する駆動信号を出力し、ステータの巻線電流を切り替える。

ＰＷＭ方式において、制御回路６０はモータ回転数を目標回転数とするため所定デューティ比のＰＷＭ波形を生成してこれを通電切替信号に重畳した駆動信号をインバータ回路５７に出力し、インバータ回路５７によって所定矩形波電圧を発生してブラシレスＤＣモータ６１を回転制御する。

また、位置検出回路５８からの位置検出信号により、ブラシレスＤＣモータ６１の現回転数を検出して目標回転数と比較し、この比較結果を生成したＰＷＭ波形にフィードバックしてインバータ回路５７の矩形波電圧を制御し、ブラシレスＤＣモータ６１の回転数を目標回転数に制御する。

この制御装置５０において、ＰＷＭ波形のデューティ比が１００％に達した後、さらにロータの回転数を上げるためには、ロータの回転により発生する誘起電圧（逆起電力）を低下させる必要がある。そこで、誘起電圧（逆起電力）を低下させる技術として、界磁を弱くする弱め界磁制御方式が知られている。弱め界磁制御方式において、制御装置５０は、ブラシレスＤＣモータ６１の界磁を弱くするために、ブラシレスＤＣモータ６１の通電位相の位相角を進めるように制御する。

なお、ＰＷＭ波形のデューティ比が１００％に達した後、更にモータ回転数を増加させると、ブラシレスＤＣモータ６１の非通電相に誘起電圧波形が現れなくなり、誘起電圧を用いたロータの位置検出はできなくなる。

誘起電圧を用いたロータの位置検出ができない場合というのは、ブラシレスＤＣモータ６１のモータ負荷が増大した場合にも生じることがある。モータ負荷が増大すると、通電切替の直後にインバータ回路５７に発生する還流電流の発生時間が長くなる。還流電流の発生時間は、通電切替後の非通電相に加わるスパイク電圧の発生時間と等しいので、かかる発生時間が長くなると、誘起電圧を用いてロータの位置を検出することが可能な時間が短くなり、位置検出ができなくなってしまう。

上記のような誘起電圧を用いたロータの位置検出ができない場合であってもブラシレスＤＣモータ６１の回転制御を行うことが可能な技術として、ロータの位置に対応するロータ位相を推定することによって通電の切り替えを行う推定位相方式が知られている。この推定位相方式においては、誘起電圧を用いたロータの位置を検出することができない場合に、電流検出回路５６によって検出されるブラシレスＤＣモータ６１を流れるモータ電流とブラシレスＤＣモータ６１のモータ回転数との関係を用いて、モータ電流が所定のモータ回転数と対応する値となるようにロータ位相を推定し、この推定結果に基づいて制御を行う。

先に説明したように、誘起電圧を用いたロータの位置検出ができる場合には、位置検出回路５８からの位置検出信号に基づくフィードバック制御が可能である。しかしながら、誘起電圧を用いたロータの位置検出ができない場合には、フィードバック制御ができず、推定位相方式等を用いたオープンループ制御を行うことになる。一般に、オープンループ制御においては、フィードバック制御よりも負荷変動、電圧変動等への追随性、抑制性等が劣ることが知られている。

ところで、ブラシレスＤＣモータ６１の負荷変動や予期しない電圧変動（例えば、交流電源の瞬断）等により、一次側（交流電源５１）の交流電圧，電流、二次側（平滑コンデンサ５４）の直流電圧，電流が揺れる（変動する）リップルが発生することがある。図５は、二次側（平滑コンデンサ５４）の直流電圧にリップルが発生した場合の波形図の例を示す図である。リップルが発生すると、ブラシレスＤＣモータ６１の各磁極に単位時間当たりに印加される駆動電力が平均化されず、モータ回転がリップルに応じて変動してしまうことになる。誘起電圧を用いたロータの位置検出ができる場合には、フィードバック制御が行われるので、リップルが発生しても、ブラシレスＤＣモータ６１の回転の変動等を抑えることが可能である。しかしながら、誘起電圧を用いたロータの位置検出ができない場合には、オープンループ制御が行われるので、図５の２段目に示すように、二次側（平滑コンデンサ５４）の直流電圧にリップルが発生すると、図５の３段目に示すように、ブラシレスＤＣモータ６１の入力電流のピークがばらつき、ブラシレスＤＣモータ６１の回転に変動が生じてしまう。さらにリップル電圧，電流が大きくなると、最悪の場合にはブラシレスＤＣモータ６１の脱調、停止等が発生してしまう。このような脱調、停止等の発生を抑制するため、ブラシレスＤＣモータ６１を或る回転数（或る程度のリップルが発生してもブラシレスＤＣモータ６１の脱調、停止等が発生しない回転数）以上に駆動できないという問題がある。

このような問題を解決するために、平滑コンデンサ５４の静電容量を大きくすることで、二次側の直流電圧のリップルを抑制することが考えられる。しかしながら、平滑コンデンサ５４の静電容量を大きくすることは、コスト等の観点から、望ましいことではない。

なお、関連する技術として、下記の特許文献１には、整流平滑電圧がスイッチング手段によりパルス幅変調されてモータに与えられ、該モータの回転が制御されてなるモータの回転制御装置において、上記整流平滑電圧のリップル電圧変動を検出するリップル検出手段と、該リップル検出手段からの検出信号に基づき、上記スイッチング手段をスイッチング制御するパルス幅を修正するパルス幅修正手段とを具備してなることを特徴とするモータの回転制御装置が掲載されている。しかしながら、特許文献１に掲載された技術は、誘起電圧を用いたロータの位置検出ができない場合に関するものではない。

特開平４−９６６８３号公報

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、誘起電圧を用いたロータの位置検出ができない場合にリップルが発生しても、ブラシレスＤＣモータの回転変動、脱調、停止等の発生を抑制することができるブラシレスＤＣモータの制御方法およびブラシレスＤＣモータの制御装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るブラシレスＤＣモータの制御方法は、交流電圧から変換された直流電圧を多相交流電圧に変換してブラシレスＤＣモータの各磁極へ供給するインバータ手段によって前記ブラシレスＤＣモータの各磁極の通電を切り替える際、前記ブラシレスＤＣモータの非通電相に発生する誘起電圧を用いてロータの位置を検出できる場合には、検出されたロータの位置に基づいて前記インバータ手段を駆動する一方、前記誘起電圧によって前記ロータの位置を検出できない場合には、前記ブラシレスＤＣモータのロータ位相を推定する推定位相方式を用いて前記インバータ手段を駆動するブラシレスＤＣモータの制御方法であって、前記推定位相方式による制御を行っている場合に、前記直流電圧の所定時間における平均電圧を算出し、前記平均電圧と現在の前記直流電圧との差に対応して、前記ブラシレスＤＣモータの通電を切り替えることを特徴とする。

また、本発明に係るブラシレスＤＣモータの制御方法は、上記発明において、前記直流電圧が前記平均電圧より高い場合には、前記ブラシレスＤＣモータの前記磁極に対する通電時間を目標回転数に対応する通電時間より短くし、前記直流電圧が前記平均電圧より低い場合には、前記ブラシレスＤＣモータの前記磁極に対する通電時間を前記目標回転数に対応する通電時間より長くすることを特徴とする。

また、本発明に係るブラシレスＤＣモータの制御方法は、上記発明において、前記所定時間が、前記交流電圧が所定の電圧以下となる時間と同等またはそれ以上の長さの時間であることを特徴とする。

本発明に係るブラシレスＤＣモータの制御装置は、交流電圧から変換された直流電圧を多相交流電圧に変換してブラシレスＤＣモータへ供給するインバータ手段と、前記ブラシレスＤＣモータの非通電相に発生する誘起電圧を用いて前記ロータの位置を検出できる場合には、検出されたロータの位置に基づいて前記インバータ手段を駆動する一方、前記誘起電圧によって前記ロータの位置を検出できない場合には、前記ブラシレスＤＣモータのロータ位相を推定する推定位相方式を用いて前記インバータ手段を駆動する通電切替手段と、前記直流電圧の所定時間における平均電圧を算出する平均電圧算出手段と、前記推定位相方式による制御を行っている場合に、前記平均電圧と現在の前記直流電圧との差に対応して、前記通電切替手段の通電の切り替えを補正する補正手段と、を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、誘起電圧を用いたロータの位置検出ができない場合にリップルが発生したとき、直流電圧の所定時間における平均電圧を算出し、平均電圧と現在の直流電圧との差に対応して、ブラシレスＤＣモータの通電を切り替えることにより、ブラシレスＤＣモータの回転変動、脱調、停止等の発生を抑制することが可能となる。

図１は、本発明の一実施の形態に係るブラシレスＤＣモータの制御装置の機能構成を示すブロック線図である。 図２は、本発明の一実施の形態に係るブラシレスＤＣモータの制御装置が具備する制御回路のより詳細な機能構成を示すブロック線図である。 図３−１は、従来のブラシレスＤＣモータの制御装置、および本発明の一実施の形態に係るブラシレスＤＣモータの制御装置の通電切替区間の例を示す図である。 図３−２は、従来のブラシレスＤＣモータの制御装置のモータ入力電流の例を示す図である。 図３−３は、本発明の一実施の形態に係るブラシレスＤＣモータの制御装置のモータ入力電流の例を示す図である。 図４は、従来のブラシレスＤＣモータの制御装置の機能構成を示すブロック線図である。 図５は、従来のブラシレスＤＣモータの制御装置のモータ入力電流の例を示す図である。

以下、添付図面を参照して本発明を実施するための形態（以後、「実施の形態」と称する）を説明する。図１は、本発明の一実施の形態に係るブラシレスＤＣモータの制御装置（以後、単に「制御装置」と呼ぶ）の機能構成を示すブロック線図である。

制御対象であるブラシレスＤＣモータＭは、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相とする）の巻線を有する中空形状のステータと、このステータの中空内部に配設され、四極の永久磁石を有して回転するロータとを備えた三相四極のセンサレス型のブラシレスＤＣモータである。このブラシレスＤＣモータＭとして、ロータの内部に永久磁石を埋め込んだＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）モータを適用してもよいし、ロータの表面に永久磁石を配設したＳＰＭ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）モータを適用してもよい。以後の説明においては、このブラシレスＤＣモータＭのことを「ブラシレスモータＭ」と称する。

続いて、本実施の形態に係る制御装置１の機能構成を説明する。制御装置１は、交流信号を発生する交流電源１１と、交流電源１１で発生した交流信号を直流電源に変換するコンバータ回路１２と、コンバータ回路１２で変換した直流電源を平滑化する平滑コンデンサ１３と、平滑コンデンサ１３で平滑化した直流電源を三相の矩形波電圧に変換し、この変換した各矩形波電圧を所定の通電タイミングでブラシレスモータＭに印加するインバータ回路１４（インバータ手段）と、ブラシレスモータＭの非通電相の誘起電圧を所定の基準電圧と比較して両電圧の交点（ゼロクロス点）を求めることによってロータの位置を検出する位置検出回路１５と、インバータ回路１４を流れる電流を検出する電流検出回路１６と、インバータ回路１４が具備する通電切替用のスイッチング素子を駆動する駆動回路１７と、インバータ回路１４を介してブラシレスモータＭの駆動制御を行う制御回路１８と、インバータ回路１４の入力電圧（コンバータ回路１２の出力電圧、平滑化コンデンサ１３の電圧）を検出する電圧検出回路１９と、を備える。

インバータ回路１４は、上下アームに３個ずつの計６個のスイッチング素子１４１がブリッジ接続されて成る三相ブリッジ回路を備える。スイッチング素子１４１は、例えば、バイポーラトランジスタ（図１で図示）、ＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等によって実現することができる。各スイッチング素子１４１には、スイッチをオフした瞬間に非通電相となるステータの巻線に蓄積されたエネルギーによって発生する還流電流を入力電源側に逃がすための還流ダイオード１４２が並列に接続されている。また、インバータ回路１４には、モータ電流を検出する手段としてシャント抵抗１４３が接続されている。

図２は、制御回路１８のより詳細な機能構成を示すブロック線図である。同図に示すように、制御回路１８は、位置検出回路１５で検出されたロータの位置情報に基づいてモータ回転数を検出する回転数検出部１８１と、回転数検出部１８１で検出したモータ回転数ωと目標回転数ω_０との比較結果に応じて速度指令を生成し、この速度指令を通電信号生成部１８３へ送出する速度制御部１８２と、速度制御部１８２から受信した速度指令を用いて通電信号を生成し、この通電信号を駆動回路１７を介してインバータ回路１４へ送出する通電信号生成部１８３と、推定位相方式による仮想位置検出指令信号に応じてロータの位置情報やロータの回転情報を推定する仮想位置検出部１８４と、仮想位置検出部１８４から送られてくるロータの位置情報に基づいて通電位相指令を生成する位相制御部１８５と、を備える。

また、制御回路１８は、位置検出回路１５から送られてくる位置検出信号を用いて還流電流が発生している時間（以後、「還流電流時間」と称する）を検出する還流電流時間算出部１８６と、還流電流時間算出部１８６で求めた還流電流時間を所定値と比較して通電切替間隔を変更すべきか否かを判定する判定部１８７と、判定部１８７から通電切替間隔を変更する切替変更指令を受信して通電切替間隔を変更する切替間隔変更部１８８と、判定部１８７からの判定結果および切替間隔変更部１８８からの変更後の通電切替間隔に関する情報に基づいて通電切替指令を発生し、この通電切替指令を通電信号生成部１８３へ送出する通電切替部１８９と、を備える。回転数検出部１８１、速度制御部１８２、通電信号生成部１８３、仮想位置検出部１８４、位相制御部１８５、還流電流時間算出部１８６、判定部１８７、切替間隔変更部１８８、および通電切替部１８９は、通電切替手段の少なくとも一部を構成している。

また、制御回路１８は、電圧検出回路１９で検出された直流電圧値を所定の時間（以後、「平均値処理算出時間」と称することがある）で平均した電圧（以後、「平均直流電圧値」と称することがある）を算出して出力する平均処理部１９０と、平均処理部１９０で算出された平均直流電圧値と電圧検出回路１９で検出された直流電圧値との差分値を算出する差分値算出部１９１と、差分値算出部１９１で算出された差分値と目標回転数ω_０とに基づいて、通電切替を補正するための補正値を算出する補正値算出部１９２と、を備える。平均処理部１９０は、平均電圧算出手段の少なくとも一部を構成しており、差分値算出部１９１、および補正値算出部１９２は、補正手段の少なくとも一部を構成している。

以上の構成を有する制御回路１８は、演算および制御機能を有するＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）と、所定のＯＳ（Ｏｐｅｒａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）を起動するプログラムや本実施の形態に係る各種処理を行うための制御用プログラム等が予め記憶されたＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）と、各種処理の演算パラメータやデータ等を記憶するＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）とを備えたマイクロコンピュータを用いて実現される。なお、前述した制御用プログラムは、コンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録しておくことも可能である。

次に、上述した機能構成を有する制御装置１を用いて実現されるブラシレスモータＭの制御方法について詳述する。

＜１．誘起電圧を用いたロータの位置検出ができる場合の制御＞
まず、誘起電圧を用いたロータの位置検出ができる場合におけるブラシレスモータＭの制御方法について説明する。この場合、位置検出回路１５では、ブラシレスモータＭの非通電相に発生する誘起電圧と基準電圧Ｖ_０とを比較し、両者の交点（ゼロクロス点）を検出する。その後、検出したゼロクロス点に関する情報を含む位置検出信号を制御回路１８に送出する。

制御回路１８では、位置検出回路１５から受信したロータの位置検出信号に基づいて、回転数検出部１８１がブラシレスモータＭのモータ回転数ωを検出して目標回転数ω_０と比較する。この比較結果は通電信号波形にフィードバックされ、駆動回路１７を介してインバータ回路１４のブラシレスモータＭへの印加電圧を制御することにより、モータ回転数ωを目標回転数ω_０に近づける制御を行う。より詳細には、制御回路１８は、速度制御部１８２で速度指令を生成し、この速度指令を通電信号生成部１８３へと送出する。通電信号生成部１８３では、速度制御部１８２から受信した速度指令と電流検出回路１６から受信したモータ電流値とを用いることにより、目標回転数ω_０に対応するモータ電流が流れるように通電信号を生成し、この通電信号をインバータ回路１４へ送出する。

＜２．誘起電圧を用いたロータの位置検出ができない場合の制御＞
上述した制御を行うことにより、ブラシレスモータＭのモータ回転数ωは、目標回転数ω_０に達するまで増加していく。ＰＷＭ方式では、モータ回転数ωが増加するにつれてＰＷＭ波形のデューティ比が上昇していく。そして、ＰＷＭ波形のデューティ比が１００％に達するまでモータ回転数が増加した後、更に回転数を増加させると、ブラシレスモータＭの非通電相に誘起電圧波形が現れなくなり、誘起電圧を用いたロータの位置検出ができなくなる。

また、ブラシレスモータＭのモータ負荷が増大した場合にも、誘起電圧を用いたロータの位置検出ができなくなる。すなわち、モータ負荷が増大すると、通電切替の直後にインバータ回路１４に発生する還流電流の発生時間が長くなる。還流電流の発生時間は、通電切替後の非通電相に加わるスパイク電圧の発生時間と等しいので、かかる発生時間が長くなると、誘起電圧を用いてロータの位置を検出することが可能な時間が短くなり、ロータの位置検出ができなくなる。

そこで、誘起電圧を用いたロータの位置検出ができなくなった場合には、制御装置１８は、推定位相方式を用いた仮想位置検出を行う。

なお、後述するように、平滑コンデンサ１３の電圧（コンバータ回路１２の出力電圧、インバータ回路１４の入力電圧）にリップルがない場合には、補正値算出部１９２が出力する補正値は０になる。そこで、まず、（Ａ）平滑コンデンサ１３の電圧にリップルがない場合の制御について説明し、その後に、（Ｂ）平滑コンデンサ１３の電圧にリップルがある場合の制御について説明する。

（Ａ）平滑コンデンサ１３の電圧にリップルがない場合の制御
図２を参照すると、推定位相方式では、モータ回転数ωを目標回転数ω_０に近づけることができるロータの仮想的な位置を推定、検出する仮想位置検出指令が、通電信号生成部１８３から仮想位置検出部１８４に対して出力される。仮想位置検出部１８４では、受信した仮想位置検出指令に基づいてロータの位置情報（ロータの仮想的な検出位置に対応するロータ位相も含まれる）やロータの回転情報を推定する。

仮想位置検出部１８４で推定した情報のうち、回転情報は回転数検出部１８１に送出される。回転数検出部１８１では、その回転情報に基づいてモータ回転数ωを算出して速度制御部１８２にフィードバックする。他方、位置情報は位相制御部１８５に送出される。位相制御部１８５では、受信した位置情報に含まれるロータ位相に応じて通電切替タイミングの位相（通電位相）を変化させる通電位相指令を生成し、この通電位相指令を通電信号生成部１８３に出力する。この通電位相指令は、一般的には通電位相の位相角を進めるような指令を含んでいる。

通電信号生成部１８３では、速度制御部１８２から受信した速度指令、位相制御部１８５から受信した通電位相指令、および電流検出回路１６から受信したモータ電流値を用いることにより、目標回転数ω_０に対応したモータ電流が発生するように各スイッチング素子１４１のスイッチングを行う通電信号を生成し、この生成した通電信号を、駆動回路１７を介してインバータ回路１４に送出する。

通電信号を受信したインバータ回路１４では、三相の矩形波電圧を生成し、この生成した三相の矩形波電圧の各々をブラシレスモータＭのステータの対応する巻線に印加する。この結果、ブラシレスモータＭにはモータ電流が発生する。

以上説明したように、ブラシレスモータＭのモータ回転数ωを目標回転数ω_０に近づける制御を行うことにより、ブラシレスモータＭの非通電相において誘起電圧の波形が現れず、ロータの位置検出を行うことができない場合であっても、通電位相の位相角を十分大きく進ませることができる。この結果、ステータに対してロータの永久磁石による界磁を弱める電流を流し、ブラシレスモータＭへの印加電圧を上げることなくモータ回転数を上昇させる弱め界磁制御の効果を十分に発揮させることが可能となる。

特に、ブラシレスモータＭとしてＩＰＭモータを適用する場合には、マグネットトルクとともにリラクタンストルクが発生する。このリラクタンストルクは、誘起電圧によるロータの位置検出ができないモータ回転数領域であっても発生するため、かかるリラクタンストルクを有効に利用することにより、弱め界磁制御と相俟ったブラシレスモータＭの制御の高効率化、およびブラシレスモータＭの運転可能範囲の拡大を実現することができる。

ブラシレスモータＭのモータ回転数ωが目標回転数ω_０に到達した場合、制御装置１は、モータ回転数ωを目標回転数ω_０に追従させる制御を行う。そして、目標回転数ω_０が低下した場合、これに追従するモータ回転数ωの減少によってロータの誘起電圧による位置検出ができる状態になった時点で、当初のフィードバック制御に移行する。その後、モータ回転数ωが再び増加してロータの位置検出ができないモータ回転数領域に達したとき、推定位相方式による制御（オープンループ制御）に移行する。

なお、目標回転数ω_０の値は、モータ回転数ωの値に応じた負荷（モータ印加電圧等）を加味し、ブラシレスモータＭが脱調しないような値を予め設定しておけばよい。例えば、ブラシレスモータＭが圧縮機等の冷凍サイクル内に配設される場合には、周囲の温度によって冷凍サイクルの負荷が変動することがある。このような場合には、その目標回転数ω_０として設定可能な値を制御装置１の周囲温度と対応付けてテーブル化したものを制御回路１８の内部メモリに記憶しておき、周囲温度を温度センサ等（エアコンなどの場合には既に具備されている）を用いて検知し、この検知結果に応じて目標回転数ω_０の値を変えるようにしてもよい。

以上説明したブラシレスモータＭの制御を行うことにより、そのブラシレスモータＭの脱調を防止することができるとともに、モータ減磁を防止したり、インバータ回路１４のスイッチング素子１４１の破損等を防止したりすることもできる。

（Ｂ）平滑コンデンサ１３の電圧にリップルがある場合の制御
次に、平滑コンデンサ１３の電圧にリップルがある場合の制御について説明する。
平均処理部１９０は、電圧検出回路１９で検出された直流電圧値を所定の時間（平均値処理算出時間）で平均した平均直流電圧値を算出する。より詳細には、平均処理部１９０は、次のような演算処理を実施することにより、平均直流電圧値を算出する。
平均直流電圧値
＝合計直流電圧値／平均値処理算出時間における直流電圧のサンプリング回数
・・・（１）
式（１）において、合計直流電圧値とは、電圧検出回路１９で検出された直流電圧値の平均値処理算出時間内の合計値である。

なお、平均値処理算出時間は、種々の条件を勘案して設定することができる。例えば、平均値処理算出時間として、交流電源１１において発生することが予想される電圧低下時間（瞬断時間（例えば、交流１周期等））と同等、あるいはそれ以上の時間とすることができる。これにより、交流電源１１において電圧低下（瞬断）が発生した場合に、それを検出し、ブラシレスモータＭの通電切替を補正することが可能となる。

差分値算出部１９１は、平均処理部１９０で算出された平均直流電圧値と電圧検出回路１９で検出された直流電圧値（アーム切替ごとの検出値で電圧のリップル分を含む値）との差分値を算出する。より詳細には、差分値算出部１９１は、次のような演算処理を実施することにより、平均直流電圧値と直流電圧値との差分値を算出する。
差分値＝平均直流電圧値−直流電圧値 ・・・（２）

補正値算出部１９２は、差分値算出部１９１で算出された差分値と目標回転数ω_０とに基づいて、通電切替を補正するための値である補正値を算出する。より詳細には、補正値算出部１９２は、次のような演算処理を実施することにより、補正値を算出する。
補正値＝差分値×ｋｐ ・・・（３）
式（３）において、ｋｐは補正係数であり、種々の条件を勘案して設定することができる。

例えば、補正値算出部１９２が、次のような演算処理を実施することにより、補正係数ｋｐを算出することとしても良い。
ｋｐ＝補正ゲイン×（基準回転数／回転数）×（基準回転数／回転数） ・・・（４）
式（４）において、補正ゲインは、係数（ゲイン）である。また、基準回転数は、所定の値（例えば、６０ｒｐｍ等であり、目標回転数ω_０とは一致しなくても良い）である。従って、補正係数ｋｐは、回転数が基準回転数と一致するときに、補正ゲインに等しくなる。

なお、平滑コンデンサ１３の電圧にリップルがない場合には、式（２）の差分値が０になるので、補正値算出部１９２が出力する補正値も０になる。

また、式（４）は、次のように表現することもできる。
ｋｐ＝ｋ１／回転数^２ ・・・（５）
式（５）において、
ｋ１＝補正ゲイン×基準回転数^２ ・・・（６）
である。

図２を参照すると、推定位相方式では、モータ回転数ωを目標回転数ω_０に近づけることができるロータの仮想的な位置を推定、検出する仮想位置検出指令が、通電信号生成部１８３から仮想位置検出部１８４に対して出力される。仮想位置検出部１８４では、受信した仮想位置検出指令、および補正値算出部１９２から出力される補正値に基づいてロータの位置情報（ロータの仮想的な検出位置に対応するロータ位相も含まれる）やロータの回転情報を推定する。

仮想位置検出部１８４で推定した情報のうち、回転情報は回転数検出部１８１に送出される。回転数検出部１８１では、その回転情報に基づいてモータ回転数ωを算出して速度制御部１８２にフィードバックする。他方、位置情報は位相制御部１８５に送出される。位相制御部１８５では、受信した位置情報に含まれるロータ位相に応じて通電切替タイミングの位相（通電位相）を変化させる通電位相指令を生成し、この通電位相指令を通電信号生成部１８３に出力する。この通電位相指令は、平滑コンデンサ１３の直流電圧のリップルの影響を抑えるために、磁極毎の駆動電圧印加時間を決定し、この印加時間で界磁を切り替えて駆動するような指令を含んでいる。

通電信号生成部１８３では、速度制御部１８２から受信した速度指令、位相制御部１８５から受信した通電位相指令、および電流検出回路１６から受信したモータ電流値を用いることにより、目標回転数ω_０に対応したモータ電流が発生するように各スイッチング素子１４１のスイッチングを行う通電信号を生成し、この生成した通電信号を、駆動回路１７を介してインバータ回路１４に送出する。

通電信号を受信したインバータ回路１４では、三相の矩形波電圧を生成し、この生成した三相の矩形波電圧の各々をブラシレスモータＭのステータの対応する巻線に印加する。この結果、ブラシレスモータＭにはモータ電流が発生する。

以上説明したように、平滑コンデンサ１３の直流電圧にリップルがある場合に、リップルの影響を抑える（打ち消す）ような補正値を算出し、この補正値を用いて通電切替を補正する。これにより、区間（相数×極数、本実施の形態では１２）毎にリップルを含む電圧に対応した駆動電力をブラシレスモータＭに印加することができる。これにより、磁極毎の駆動電力を平均化することができ、ブラシレスモータＭの回転の変動を低減することができる。

図３−１は、直流電圧にリップルがある場合における、従来の制御装置５０（図４参照）の通電切替区間と、本実施の形態にかかる制御装置１の通電切替区間を示す図である。

従来の制御装置５０では、直流電圧のリップルの検出やリップルの影響を抑える制御を行っていないので、直流電圧にリップルがある場合であっても、通電切替区間が一定である。なお、例えば、１２０度通電方式の場合、１区間の時間Ｔｉｎｔは電気角に換算して６０度である。ここではモータが三相四極であるので、１区間の時間Ｔｉｎｔは、回転数周期／（３×４）と計算される。ここで、回転数周期は実回転数の逆数である。そのため、直流電圧が平均電圧よりも高い通電切替区間（図３−１においては、通電切替区間０〜５）においては、モータに印加される電圧が高く、直流電圧が平均電圧よりも低い通電切替区間（図３−１においては、通電切替区間６〜１１）においては、モータに印加される電圧が低くなる。そのため、図３−２の３段目に示すように、ブラシレスＤＣモータ６１の入力電流のピークがばらつき、振動が発生したり、ブラシレスＤＣモータ６１の回転に変動が生じてしまう。さらにリップル電圧，電流が大きくなると、最悪の場合にはブラシレスＤＣモータ６１の脱調、停止等が発生してしまう。

一方、本実施の形態にかかる制御装置１では、直流電圧のリップルを検出し、リップルの影響を抑える制御を行っているので、直流電圧にリップルがある場合には、通電切替区間が変動する。すなわち、直流電圧が平均電圧よりも高い通電切替区間（図３−１においては、通電切替区間０〜５）においては、通電切替区間の時間が短くなり、早めに界磁を切り替える。また、直流電圧が平均電圧よりも低い通電切替区間（図３−１においては、通電切替区間６〜１１）においては、通電切替区間の時間が長くなり、遅めに界磁を切り替える。これにより、直流電圧にリップルがある場合であっても、各通電切替区間でブラシレスモータＭに印加される電圧を安定させることができる。そのため、図３−３の３段目に示すように、ブラシレスモータＭの入力電流のピークが安定し、ブラシレスモータＭの回転が安定する。これにより、一次側の交流電源１１の電流ピークが揃った制御を行うことができるので、振動を抑えることができる。また、ブラシレスモータＭの回転数の上限を拡大することができる。

ここまで、本発明を実施するための最良の形態を詳述してきたが、本発明は上記一実施の形態によってのみ限定されるべきものではない。

また、本発明は、１２０度通電方式によって通電切替を行う場合に限って適用されるわけではなく、オーバーラップ通電方式（電気角が１２０〜１８０度の間の通電方式）を行う場合にも適用することができる。

さらに、本発明は、三相四極以外の相数および／または極数を有するブラシレスモータや、アウターロータ型のブラシレスモータを制御する場合にも適用可能である。

加えて、本発明は、ブラシレスモータに対してＰＷＭ方式以外のインバータ制御を行う場合にも適用することができる。

以上の説明からも明らかなように、本発明は、ここでは記載していないさまざまな実施の形態等を含みうるものであり、特許請求の範囲により特定される技術的思想を逸脱しない範囲内において種々の設計変更等を施すことが可能である。

以上のように、本発明にかかるブラシレスＤＣモータの制御方法およびブラシレスＤＣモータの制御装置は、ファンや圧縮機等を搭載する家電機器に適用することによってその家電機器の機能向上を図ることが可能であり、特に圧縮機を搭載したエアコンや冷蔵庫等に好適である。

１、５０ 制御装置
１１、５１ 交流電源
１２、５２ コンバータ回路
１３、５４ 平滑コンデンサ
１４、５７ インバータ回路
１５、５８ 位置検出回路
１６、５６ 電流検出回路
１７、５９ 駆動回路
１８、６０ 制御回路
１９ 電圧検出回路
１４１ スイッチング素子
１４２ 還流ダイオード
１４３ シャント抵抗
１８１ 回転数検出部
１８２ 速度制御部
１８３ 通電信号生成部
１８４ 仮想位置検出部
１８５ 位相制御部
１８６ 還流電流時間算出部
１８７ 判定部
１８８ 切替間隔変更部
１８９ 通電切替部
１９０ 平均処理部
１９１ 差分値算出部
１９２ 補正値算出部
Ｍ ブラシレスＤＣモータ
ω モータ回転数
ω_０ 目標回転数

Claims (4)

1. 交流電圧から変換された直流電圧を多相交流電圧に変換してブラシレスＤＣモータの各磁極へ供給するインバータ手段によって前記ブラシレスＤＣモータの各磁極の通電を切り替える際、前記ブラシレスＤＣモータの非通電相に発生する誘起電圧を用いてロータの位置を検出できる場合には、検出されたロータの位置に基づいて前記インバータ手段を駆動する一方、前記誘起電圧によって前記ロータの位置を検出できない場合には、前記ブラシレスＤＣモータのロータ位相を推定する推定位相方式を用いて前記インバータ手段を駆動するブラシレスＤＣモータの制御方法であって、
   前記推定位相方式による制御を行っている場合に、前記直流電圧の所定時間における平均電圧を算出し、前記平均電圧と現在の前記直流電圧との差に対応して、前記ブラシレスＤＣモータの通電を切り替えることを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御方法。
2. 前記直流電圧が前記平均電圧より高い場合には、前記ブラシレスＤＣモータの前記磁極に対する通電時間を目標回転数に対応する通電時間より短くし、前記直流電圧が前記平均電圧より低い場合には、前記ブラシレスＤＣモータの前記磁極に対する通電時間を前記目標回転数に対応する通電時間より長くすることを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータの制御方法。
3. 前記所定時間が、前記交流電圧が所定の電圧以下となる時間と同等またはそれ以上の長さの時間であることを特徴とする請求項１または２記載のブラシレスＤＣモータの制御方法。
4. 交流電圧から変換された直流電圧を多相交流電圧に変換してブラシレスＤＣモータへ供給するインバータ手段と、
   前記ブラシレスＤＣモータの非通電相に発生する誘起電圧を用いて前記ロータの位置を検出できる場合には、検出されたロータの位置に基づいて前記インバータ手段を駆動する一方、前記誘起電圧によって前記ロータの位置を検出できない場合には、前記ブラシレスＤＣモータのロータ位相を推定する推定位相方式を用いて前記インバータ手段を駆動する通電切替手段と、
   前記直流電圧の所定時間における平均電圧を算出する平均電圧算出手段と、
   前記推定位相方式による制御を行っている場合に、前記平均電圧と現在の前記直流電圧との差に対応して、前記通電切替手段の通電の切り替えを補正する補正手段と、
   を備えたことを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。

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