JP6067402B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、インバータ回路の直流部に配置される電流検出素子によって相電流を検出するモータ制御装置に関する。

モータを制御するためにＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流を検出する場合、インバータ回路の直流部に挿入した１つのシャント抵抗を用いて電流検出を行う技術がある。この方式で３相の全ての電流を検出するには、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation，パルス幅変調）キャリア（搬送波）の１周期内において、２相以上の電流を検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを発生させる必要がある。このような電流の検出を確実に行うため、特許文献１に開示されているように、各相のＰＷＭ信号パルスをシフトすることが考えられる。

しかし、単純にパルスをシフトするだけでは、シフトパターンが移行するタイミングでモータ電流がステップ状に変化する場合があり、この時の電流変化がトルクの変動を引き起こし、モータの駆動時に発生する騒音のレベルが増大するという問題が生じる。そこで、特許文献２には、ＰＷＭ信号のシフトパターンが変化しないようにＰＷＭ信号パルスの配置を設定することで、電流検出率の向上を図ると共に電流リップル及びそれに付随する騒音の増加を抑制する技術が開示されている。

特許第３４４７３６６号公報 特開２０１２−７０５９１号公報

しかしながら、特許文献２の技術では、騒音の増大を抑制する目的から、電流検出率の向上は変調率が高い領域において一部制限されている。ここで、各ＰＷＭ生成法による電流検出率について比較する。直流電流の検出に必要な最小パルス幅τ［ｓ］は、デッドタイム時間，電流検出回路の遅延時間等で決まる。また、最小パルス幅τとＰＷＭ周期Ｔ［ｓ］とから、電流検出に必要な最小デューティＤmin［％］は（１）式で求められる。
Ｄmin＝２τ／Ｔ×１００ …（１）
ここで、変調率を直流電源電圧に対するインバータの線間電圧振幅に対する割合と定義し、図１５には、τ=１０［μｓ］，ＰＷＭ周期１００［μｓ］とした場合、各方式の変調率に応じた電流検出率を示す。電流検出率は電気角１周期中に２相以上の電流が検出できる区間の割合として算出している。

一般的な三角波比較法では、変調率が低い領域で電流検出できない区間が多いが、特許文献１による手法では改善されている。これに対し、固定していたＰＷＭ配置を可変とする手法、具体的には特許文献２においてキャリア周期の中央に配置するパルスを３相のうちデューティが最大を示す相となるように配置すると、変調率が高い領域での電流検出率が向上する。しかしながら、この結果、トルクリップルが増加してモータの駆動騒音は悪化してしまう。

そこで、単一の電流検出素子によりモータに供給される各相の電流を、変調率が高い領域においても電流検出率を向上させながら駆動騒音を抑制できるモータ制御装置を提供する。

実施形態のモータ制御装置によれば、ＰＷＭ信号生成手段は、モータの相電流に基づいてロータ位置を決定すると、ロータ位置に追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成し、電流検出手段は、インバータ回路の直流側に接続される電流検出素子に発生した信号とＰＷＭ信号パターンとに基づいてモータの相電流を検出する。ＰＷＭ信号生成手段は、具体的には、３相のＰＷＭ信号のうちデューティが最大となる相は、搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させ、デューティが最小となる相は、搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向にデューティを増減させ、デューティが前記２相の中間となる相は、搬送波周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させる。

これにより、電流検出手段が、ＰＷＭ信号の搬送波周期内で固定された２点のタイミングで２相の電流を検出可能となるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。そして、デューティ補正手段は、ＰＷＭ信号パターンのデューティについて、各相のデューティの増減方向を変化させる切り換えの前後において、デューティを増減して補正する。

第１実施形態であり、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図 ＰＷＭ信号生成部の内部構成を示す機能ブロック図 （ａ）〜（ｃ）は各相のＰＷＭキャリアとデューティ指令、（ｄ）は各相ＰＷＭ号パルスの生成状態を示すタイミングチャート ３相ＰＷＭパターンに応じて検出されるモータ電流を示す図 ＰＷＭキャリアの周期毎に発生する割り込み処理を示すフローチャート パルス位相決定部及びデューティ調整部で行われる処理を示すフローチャート ３相ＰＷＭデューティの大小関係が変化するタイミングを示す図 パルス位置の変更ルールのテーブルを示す図 （ａ），（ｂ）は、パルス位置の切り換え前後でデューティの増減を行った状態を説明する図 特許文献２の図９相当図 特許文献２の手法でＷ相を中央配置とすることを仮定した場合の図１０相当図 第２実施形態を示す図２相当図 特許文献２の図１６相当図 特許文献２の図１７相当図 従来技術について電流検出率を説明する図

（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１ないし図１１を参照して説明する。図１は、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図である。直流電源部１は、直流電源のシンボルで示しているが、商用交流電源から直流電源を生成している場合には、整流回路や平滑コンデンサ等を含んでいる。直流電源部１には、正側母線２ａ，負側母線２ｂを介してインバータ回路（直流交流変換器）３が接続されているが、負側母線２ｂ側には電流検出素子であるシャント抵抗４が挿入されている。インバータ回路３は、例えばＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ５（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−）を３相ブリッジ接続して構成されており、各相の出力端子は、例えばブラシレスＤＣモータからなるモータ６の各相巻線にそれぞれ接続されている。

シャント抵抗４の端子電圧（電流値に対応した信号）は電流検出部７により検出され、電流検出部（電流検出手段）７は、前記端子電圧とインバータ回路３に出力される３相のＰＷＭ信号パターンとに基づいてＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。電流検出部７が検出した各相電流は、ＤＵＴＹ生成部８に与えられＡ／Ｄ変換されて読み込まれると、モータ６の制御条件等に基づいて演算が行われる。その結果、各相のＰＷＭ信号を生成するためのデューティＵ＿ＤＵＴＹ，Ｖ＿ＤＵＴＹ，Ｗ＿ＤＵＴＹが決定される。

図５は、ＰＷＭキャリアの周期毎に発生する割り込み処理を示すフローチャートである。例えばベクトル制御を行う場合であれば、ＤＵＴＹ生成部８には、制御条件を設定するマイクロコンピュータ等からモータ６の回転速度指令ωrefが与えられると、推定したモータ６の実際の回転速度との差分に基づいてトルク電流指令Ｉqrefが生成される（Ｓ１）。また、ｄ軸電流指令値は、全界磁（＝０），強め界磁（＋），弱め界磁運転の何れかを行うかに応じて、極性及び値が決定される。

モータ６の各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗからはモータ６のロータ位置θが決定されると、そのロータ位置θを用いるベクトル制御演算によりトルク電流Ｉｑ，励磁電流Ｉｄが算出される（Ｓ２）。トルク電流指令Ｉqrefとトルク電流Ｉｑとの差分に対して例えばＰＩ制御演算が行われ、電圧指令Ｖｑが生成される。励磁電流Ｉｄ側についても同様に処理されて電圧指令Ｖｄが生成され、電圧指令Ｖｑ，Ｖｄが上記ロータ位置θを用いて三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換される（Ｓ３）。そして、これらの三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて、各相デューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹが決定される（Ｓ４）。続くステップＳ５で行われる「３相パルス配置及びデューティ補正処理」については、後述する。

各相デューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹは、ＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）９に与えられ、搬送波とのレベルが比較されることで３相ＰＷＭ信号が生成される。また、３相ＰＷＭ信号を反転させた下アーム側の信号も生成されて、必要に応じてデッドタイムが付加された後、それらが駆動回路１０に出力される。駆動回路１０は、与えられたＰＷＭ信号に従い、インバータ回路３を構成する６つのパワーＭＯＳＦＥＴ５（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−）の各ゲートに、ゲート信号を出力する（上アーム側については、必要なレベルだけ昇圧した電位で出力する）。

次に、ＰＷＭ信号生成部９が３相ＰＷＭ信号を生成する方式について説明する。インバータ回路３がＰＷＭ変調された３相交流を出力する際には、前述したように、上アーム側のＦＥＴ５（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋）に対する通電パターンに応じて特定の相の電流を検出できる。以下は、各相上アーム側のゲート信号について述べるが、例えばＵ相のみがＨレベルとなり、Ｖ相及びＷ相が何れもＬレベルとなる通電パターンの期間では、シャント抵抗４の両端に発生する電圧はＵ相電流に対応する。また、Ｕ相及びＶ相の両方がＨレベルであり、Ｗ相がＬレベルとなる区間では、シャント抵抗４の両端電圧の符号を反転したものがＷ相電流に対応する（図４参照）。

このように、ＰＷＭ信号の通電パターンに応じて２相分の電流を順次検出して記憶すれば、時分割的ではあるが３相分の電流を検出できる。この場合、各相電流を同時に検出してはいないので実際には誤差を生じるが、特別な厳密さが要求されなければ実用上問題はなく、３相分の電流検出値を用いて回路方程式を解くことで、次の周期の通電パターンを算出できる。

また、ＦＥＴ５のオン，オフ状態が変化した直後は電流波形が安定しないので、シャント抵抗４に発生した電圧信号を安定した状態で読み込むために最小待機時間（安定時間）τが必要である（詳細については、特許文献２参照）。また、本実施形態では、基本的に特許文献２に開示されている方式を用いることで、各相のＰＷＭ信号パルスの出力位相を各相のデューティの大きさに応じてシフトさせる。

図２は、ＰＷＭ信号生成部９の内部構成を示すもので、図３は、ＰＷＭ信号生成部９の内部で上アーム側の３相ＰＷＭ信号（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋）のパルスが生成される状態を示すタイミングチャートであり、これらは特許文献２の図２，図３相当図である。図２では、ＤＵＹＴ増減部１１に換えて、パルス位相決定部１４及びデューティ調整部１５が配置されている。ＤＵＴＹ生成部８より入力された各相デューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹは、ＤＵＹＴ調整部１５によって調整値が出力された場合に、加算器１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗを介してデューティが加算（又は減算）される。そして、加算器１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗの出力信号は、パルス生成部１３に入力され、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のキャリア（搬送波）とのレベルが比較された結果、各相のＰＷＭ信号Ｕ±，Ｖ±，Ｗ±が生成される。

パルス生成部１３に対しては、パルス位相決定部１４より選択されて出力される各相毎に異なる波形のキャリアを使用する。図３（ａ）〜（ｃ）に示すように、例えばＵ相キャリアは鋸歯状波であり、Ｖ相キャリアは三角波，Ｗ相キャリアはＵ相に対して逆相となる鋸歯状波である。３相のうち何れの相に対して三角波，上昇鋸波，下降鋸波となる各キャリアを割り当てるかを切り換えるパルス位相決定部１４については後述する。キャリア周期は、例えば１００μsecとする。

パルス生成部１３では、各相デューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹと各相キャリアとのレベルをそれぞれ比較して、（デューティ）＞（キャリア）となる期間にハイレベルパルスを出力する。その結果、図３（ｄ）に示すように、Ｖ相キャリアの振幅最小位相（三角波の谷）を基準位相とすると、Ｕ相のＰＷＭ信号パルスＵ＋は、基準位相から遅れ方向側（図中左側；後半）に増減するようにパルス幅が変化し、Ｗ相のＰＷＭ信号パルスＷ＋は、基準位相から進み方向側（図中右側；前半）に増減するようにパルス幅が変化し、Ｖ相のＰＷＭ信号パルスＶ＋は、基準位相から遅れ，進みの両方向側（中央）に増減するようにパルス幅が変化する。以上の処理が、図５に示すステップＳ５の「３相パルス配置」に対応する。

また、パルス位相決定部１４は、上述のように３種類の波形をそれぞれ何れの割り当てたか（すなわち、各相デューティパルスの配置変更情報）を示す情報、すなわち各相デューティパルスの配置変更情報を、デューティ調整部１５に出力する。そして、デューティ調整部１５は、上記配置変更情報に基づいて対象とする相のデューティパルスを増減させるように調整する。

次に、本実施形態の特徴的な作用について図６から図１１を参照して説明する。図６は、パルス位相決定部１４及びデューティ調整部１５によって行われる処理を示すフローチャートである。パルス位相決定部１４は、先ず前回の周期で決定されて記憶されているデューティの最大，中間，最小を取得すると（Ｓ１１）、今回の周期における各相デューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹの大小関係を評価して最大，中間，最小を決定する（Ｓ１２）。

続くステップＳ１３では、ステップＳ１１，Ｓ１２の処理結果を比較して、今回デューティが最大となる相が前回と切り換わったか否かを判断する。ここで、最大相が切り換わらなければ（ＮＯ）、各相のパルス配置位置は従前通りとする（変更なし；Ｓ１９）。すなわち、デューティが最大の相は中央に、中間又は最小となる相は前半又は後半に配置される。そして、デューティが最大となる相のキャリアを三角波に、中間と最小となる相については、上昇鋸波，下降鋸波の何れでも良い（Ｓ１８）。但し、ステップＳ１３で最大相が切り換わり「ＹＥＳ」と判断した場合は、以下に説明するルールが適用される。

３相のデューティは、３相変調であれば電圧位相角に応じて図７に示すように発生するので、各相のデューティの大小関係（最大・中間・最小）が変化するタイミングは６回ある。また、最大デューティ相が変化するタイミングは３回である。例えば、図中Ａの区間では、各相のデューティの大小関係とキャリア、及びデューティパルスの発生位置が下記のように規定されているとする。
最大相→Ｖ（三角波） パルスを中央に配置
中間相→Ｕ（上昇鋸波） パルスを後半に配置
最小相→Ｗ（下降鋸波） パルスを前半に配置
次に、位相角度が進んで区間Ｂの位置になると、各相デューティの大小関係はＵ，Ｖ，Ｗの順になる。したがって、最大相であるＵ相は三角波キャリアと比較されることになるが、Ｖ相とＷ相とについては、パルスの配置位置の変化が最も少なくなるようにキャリア波形を切り換える。

例えば、図７に示す区間ＡからＢへの移行においては、Ｗ相は区間Ａにおいて下降鋸波をキャリアとしてパルスは前半配置であるが、そこから後半配置に切り換えると変化が大きくなる。そこで、区間Ｂにおいても前半配置とする。一方、Ｖ相は区間Ａにおいて三角波キャリアでパルスは中央配置であるが、区間Ｂにおいては、上昇鋸波キャリアで後半配置に変更する。

図８は、上述した配置位置変更ルールを電圧位相角全般に亘って示したテーブルである。パルスを中央に配置する相、前半に配置する相、後半に配置する相が切り換わっていくが、同じタイミングで切り換わるのは２相に限定され、さらに配置位置の変更は、中央から前半或いは後半となり、ＰＷＭ半周期分に限定される。これによりＰＷＭ配置位置変更により電流リップルの増大と騒音悪化を抑えることができる。尚、図８には３電気角周期分のパターンを示しているが、パターンの変化は２周期分に亘り、３周期目では最初のパターンに戻っている。

そして、図６に示すフローチャートのステップＳ１４，Ｓ１５，Ｓ２０は、上記のルールに従ったものである。ステップＳ１４では、今回の最大相が前回の前半相であったか否かを判断し、「ＹＥＳ」であればステップＳ１５に、「ＮＯ」であればステップＳ２０に移行する。ステップＳ１５では、配置位置を以下のように決定する。
前回前半相 → 中央相
全回中央相 → 前半相
前回後半相 → 後半相
また、ステップＳ２０では、配置位置を以下のように決定する。
前回後半相 → 中央相
全回前半相 → 前半相
前回中央相 → 後半相
ステップＳ１５，Ｓ２０の実行後は、今回の各相パルスの配置位置を記憶する（Ｓ１６，Ｓ２１）。

次に、配置位置変更に伴い、各相のデューティ調整を行うデューティ調整部１５について説明する。前述のように各相パルス配置位置を変更しても、ＰＷＭ周期内における各相の印加電圧の変化は発生してしまう。図９（ａ）は、Ｗ相パルスの配置位置を後半から中央に変化させた場合の各相パルス状態とＷ相電流を示している。この時、配置変更に伴いＷ相の正側印加電圧期間が増加するため、Ｗ相電流は、配置切り換えのタイミングで正側にリップルを生じてしまう。

そこで、デューティ調整部１５は、配置変化に応じて各相デューティを増減調整することで、上記のようなリップルのレベルを抑制する。パルス位相決定部１４による変更ルールにより、パルス位置の前半から後半へ，或いは後半から前半への配置変更は禁止されている。つまり、パルス位置の変更は、中央から前半或いは後半へか、その逆パターンに限定される。デューティ調整部１５の調整ルールは、次のように規定される。
（１）変更によりパルスの発生位置が近付く相は、デューティを減少させる
（２）変更によりパルスの発生位置が遠ざかる相は、デューティを増加させる。
尚、「発生位置が近付く」とは、より厳密に言えば、前回のパルスのオフタイミング（立下り）と次回のパルスのオンタイミング（立ち上り）との間隔が短くなることであり、「発生位置が遠ざかる」とは、前記オフタイミングと前記オンタイミングとの間隔が長くなることである。

ここで、図９に示す具体例で説明すると、図９（ａ）において、Ｗ相パルスの配置は、切り換えの前後で後半から中央へ変更されているので、上記のルール（１）に相当する。つまり、後半→中央に切り換わったため、発生位置が近づいている。したがって、図９（ｂ）に示すように、デューティ調整部１５はＷ相パルスのデューティを減少させる。また、Ｕ相パルスの配置は中央から後半に変更されているので、上記のルール（２）に相当する。したがって、図９（ｂ）に示すように、デューティ調整部１５は、Ｕ相パルスのデューティを、切り換えを行う前に増加させる。この結果、図９（ｂ）に示すようにＵ相，Ｗ相の電流は、何れも切り換えの前後における振幅の変化量が小さくなり、リップルが抑制されている。これにより、モータ６の駆動騒音の増加を抑制できる。

尚、デューティ調整部１５で前述のルールに従って調整される増減値は、配置変更が前半（後半）→中央配置の場合は、変更前デューティの１／４程度を目安とし、実験的に騒音が最も軽減できる値を選定することが望ましい。例えば、デッドタイムの設定値が幾つになるかにもよる。

図６に示すステップＳ２２は、上述した図９のケースに対応したデューティ調整処理である。一方、ステップＳ１７は、ステップＳ１５のように配置変更した場合であるから、今回の中央相には調整ルール（２）が適用され、前半相には調整ルール（１）が適用される。そして、後半相については調整しない。
尚、図９（ｂ）に示すＵ相パルスのように、パルス配置の変更を行う以前にデューティを調整するには、そのための時間余裕を持たせる必要がある。例えば、
・キャリア周期１００μｓに対して、デューティの切り換え周期は２００μｓにする。
・デューティの切り換えはキャリアの谷で行い、デューティ値の更新はキャリアの山で行うようにする。
などの手法を採用すれば良い。

また図１０は、特許文献２の図９相当図であり、電気角が３００度で、Ｕ，Ｖ相のデューティが等しく８９％、Ｗ相デューティが１１％の場合である。このとき、Ｗ相は三角波の谷から遅れ側（図中右側）に１１％付近までパルスが発生する。この時、デッドタイムτ＝１０μsecに設定されていても、デューティ１１％のパルス幅は１１μsecであるため、やはり２回の検出タイミングＡ，Ｂにおいて、２相の電流が問題なく検出できる。これに対し、特許文献２の手法でＷ相を中央配置とすることを仮定すると図１１のようになり、三角波谷から両側へ５．５μsecずつ延びるパルスが発生するため、τ時間以下となって、２相の電流が検出できない。

尚、図１０及び図１１では、１回目の電流検出タイミングＡを、実際に検出対象となる相を明確にするため、図３等の図示よりも進み側にずらした状態で示している。
以上のように本実施形態によれば、ＰＷＭ信号生成部９は、モータ６の相電流に基づいてロータ位置を決定すると、ロータ位置に追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成し、電流検出部７は、インバータ回路３の直流側に接続されるシャント抵抗４に発生した信号とＰＷＭ信号パターンとに基づいてモータ６の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。ＰＷＭ信号生成部９は、具体的には、３相のＰＷＭ信号のうちデューティが最大となる相は、キャリア周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させ、デューティが最小となる相は、キャリア周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向にデューティを増減させ、デューティが前記２相の中間となる相は、キャリア波周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させる。

これにより、電流検出部７が、キャリア周期内で固定された２点のタイミングで２相の電流を検出可能となるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。そして、デューティ調整部１５は、ＰＷＭ信号パターンのデューティについて、各相のデューティの増減方向を変化させる切り換えの前後において、デューティを増減して補正する。

具体的には、デューティの増減方向が、双方向から進み方向又は遅れ方向（中央相から前半相又は後半相）に切り換わる相と、進み方向又は遅れ方向から双方向（前半相又は後半相から中央相）に切り換わる相とを補正の対象として、切り換え後のデューティパルスによるオンタイミングが、切り換え前のデューティパルスのオフタイミングに近付く相については切り換え後のデューティを減少させ、前記オンタイミングが前記オフタイミングよりも遠ざかる相については切り換え前のデューティを増加させる。したがって、パルス発生位置の変更による電流リップル及びモータ駆動騒音の増加を抑制しながら、低変調率から高変調率まで電流検出率を向上させることができる。

（第２実施形態）
図１２から図１４は第２実施形態であり、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。図１２は図２相当図であり、ＰＷＭ信号生成部２１は、ＰＷＭ信号生成部９におけるパルス位相決定部１４を、パルス位相決定部２２に置き換えたものである。第２実施形態は、特許文献２の第４実施形態を適用したものであり、パルス位相決定部２２は三角波のキャリアのみをパルス生成部１３に出力する。

図１３及び図１４は、特許文献２の図１６及び図１７相当図である。但し、これらの図では、各相をＵ，Ｖ，Ｗの具体的な例示ではなく、デューティの大小関係に応じてパルスの配置位置が決められる前半配置相，中央配置相，後半配置相で示している。この様に１種類のキャリアのみを用いてロジックにより各相デューティパルスの配置位置を決定する方式を用いた場合も、第１実施形態と同様の効果が得られる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
電流検出部７が、キャリア周期内で２相の電流を検出するタイミングは、必ずしもキャリアのレベルが最小又は最大を示す位相を基準とする必要はなく、２相の電流を検出可能な範囲でキャリアの任意の位相に基づいて設定すれば良い。

また、電流を検出するタイミングは、ＰＷＭキャリアの周期に一致させる必要はなく、例えばキャリア周期の２倍や４倍の周期で検出を行っても良い。したがって、電流検出部７に入力する電流検出タイミング信号は、キャリアそのものである必要はなく、例えばキャリアに同期して所定の周期を有するパルス信号であっても良い。
シャント抵抗４を、正側母線２ａに配置しても良い。また、電流検出素子はシャント抵抗４に限ることなく、例えばＣＴ（Current Transformer）等を設けても良い。
スイッチング素子はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴに限ることなく、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴや、ＩＧＢＴ，パワートランジスタ等を使用しても良い。
デューティの増減値については、変更前デューティの１／４程度を目安とするものに限らず、個別の設計に応じて適宜変更すれば良い。

図面中、３はインバータ回路、４はシャント抵抗（電流検出素子）、５はパワーＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）、６はモータ、７は電流検出部（電流検出手段）、９はＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）、１３はパルス生成部、１４はパルス位相決定部、１５はデューティ調整部（デューティ補正手段）、２１はＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）、２２はパルス生成部を示す。

Claims (3)

1. ３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を３相交流に変換するインバータ回路を介してモータを駆動するモータ制御装置において、
   前記インバータ回路の直流側に接続され、電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、
   前記モータの相電流に基づいてロータ位置を決定し、前記ロータ位置に追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   前記電流検出素子に発生した信号と前記ＰＷＭ信号パターンとに基づいて、前記モータの相電流を検出する電流検出手段と、
   前記ＰＷＭ信号パターンのデューティを補正するデューティ補正手段とを備え、
   前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記３相のＰＷＭ信号のうち、デューティが最大となる相については、搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させ、
   デューティが最小となる相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向にデューティを増減させ、
   デューティが前記２相の中間となる相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させることで、前記電流検出手段が、前記ＰＷＭ信号の搬送波周期内で固定された２点のタイミングで２相の電流を検出可能となるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成し、
   前記デューティ補正手段は、前記各相のデューティの増減方向を変化させる切り換えの前後において、デューティを増減して補正することを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記デューティ補正手段は、デューティの増減方向が、前記双方向から前記進み方向又は遅れ方向に切り換わる相と、前記進み方向又は遅れ方向から前記双方向に切り換わる相を、補正の対象とすることを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
3. 前記デューティ補正手段は、前記切り換え後のデューティパルスによるオンタイミングが、切り換え前のデューティパルスのオフタイミングに近付く相については、切り換え後のデューティを減少させ、
   前記オンタイミングが前記オフタイミングよりも遠ざかる相については、切り換え前のデューティを増加させることを特徴とする請求項２記載のモータ制御装置。

Images