JP6583000B2 - 回転電機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電源、上アームスイッチ及び下アームスイッチの直列接続体を複数有してかつ前記直流電源と母線を介して接続されたインバータ、並びに前記インバータに接続された回転電機を備えるシステムに適用される電流検出装置、及び電流検出装置を備える回転電機の制御装置に関する。

この種の電流検出装置としては、下記特許文献１に見られるように、インバータの電圧ベクトルが有効電圧ベクトルとされる期間に、負極側母線に流れる母線電流を回転電機に流れる相電流として検出するものが知られている。

特開２００４−６４９０３号公報

電流検出装置としては、インバータを構成する上，下アームスイッチのいずれかであってかつ少なくとも２相分のスイッチである検出用スイッチのオン期間に、各検出用スイッチの入出力端子間の電位差に基づいて回転電機に流れる少なくとも２相分の相電流を検出するものもある。

ここで、各検出用スイッチのそれぞれの入出力端子間に電流が流れる場合において、各入出力端子間の電位差は、検出用スイッチの個体差及び温度に起因してばらつく。各入出力端子間の電位差がばらつくと、検出された少なくとも２相分の相電流のそれぞれの振幅がばらつくこととなる。振幅がばらついた相電流を回転電機の制御量の制御に用いると、制御量が変動する等、制御量の制御性が低下する懸念がある。

本発明は、各検出用スイッチのオン期間における各検出用スイッチの入出力端子間の電位差に基づいて、回転電機に流れる相電流を検出する電流検出装置において、検出された少なくとも２相分の相電流のそれぞれの振幅のばらつきを低減できる電流検出装置、及び電流検出装置を備える回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

本発明は、直流電源（２１）、上アームスイッチ（Ｓｕｐ〜Ｓｗｐ）及び下アームスイッチ（Ｓｕｎ〜Ｓｗｎ）の直列接続体を複数有してかつ前記直流電源と母線（Ｌｐ，Ｌｎ）を介して接続されたインバータ（２０）、並びに前記インバータに接続された回転電機（１０）を備えるシステムに適用され、前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチのいずれかであってかつ少なくとも２相分のスイッチが検出用スイッチ（Ｓｕｎ〜Ｓｗｎ）とされており、前記各検出用スイッチのオン期間における前記各検出用スイッチの入出力端子間の電位差に基づいて、前記回転電機に流れる少なくとも２相分の相電流を検出するアーム電流検出部（４１；５１）と、前記母線に流れる母線電流を前記回転電機に流れる相電流として検出する母線電流検出部（４４；５０）と、前記母線電流検出部により検出された相電流に基づいて、前記アーム電流検出部により検出された少なくとも２相分の相電流のそれぞれの振幅を揃えるように前記少なくとも２相分の相電流を補正する振幅補正部（４６）と、を備える。

各検出用スイッチのそれぞれの入出力端子間の電位差は、検出用スイッチの個体差に起因してばらつく。これに対し、母線電流検出部は単一の電流検出部であるため、母線電流検出部により検出された相電流は、個体差に起因したばらつきがない。したがって、母線電流検出部により検出された相電流を、アーム電流検出部により検出された少なくとも２相分の相電流のそれぞれの振幅のばらつきを低減するために用いることができる。

そこで上記発明では、母線電流検出部により検出された相電流に基づいて、アーム電流検出部により検出された少なくとも２相分の相電流のそれぞれの振幅を揃えるように上記少なくとも２相分の相電流を補正する。これにより、検出用スイッチの個体差に起因したアーム電流検出部の相電流検出値の振幅のばらつきを低減することができる。さらに上記発明では、上記補正を行うことにより、検出用スイッチの温度に起因したアーム電流検出部の相電流検出値の振幅のばらつきを低減することもできる。

第１実施形態に係るモータ制御システムの全体構成図。 電圧ベクトルと母線電流及びアーム電流により把握可能な相電流との関係を示す図。 アーム電流，母線電流の検出タイミングの一例を示すタイムチャート。 各電圧ベクトルＶ０，Ｖ１，Ｖ２における電流の流通態様を示す回路図。 変調率と有効，ゼロ電圧ベクトルの出現時間との関係を示す図。 電流の検出タイミングの一例を示すタイムチャート。 ＭＯＳＦＥＴの個体差及び温度に起因した電圧降下量のばらつきを示す図。 アーム電流から把握可能な各相電流の推移を示すタイムチャート。 母線電流から把握可能な各相電流の推移を示すタイムチャート。 振幅補正部の詳細を示すブロック図。 第２実施形態に係るモータ制御システムの全体構成図。 シャント電流検出部の詳細を示すブロック図。 その他の実施形態に係る電圧ベクトルと母線電流及びアーム電流により把握可能な相電流との関係を示す図。 その他の実施形態に係るＩＧＢＴの個体差及び温度に起因した電圧降下量のばらつきを示す図。

（第１実施形態）
以下、本発明に係る電流検出装置及びこの装置を備える回転電機の制御装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、モータ制御システムは、モータ１０、インバータ２０、及びモータ１０を制御対象とする制御装置３０を備えている。本実施形態では、モータ１０として、３相の同期機を用いている。同期機としては、例えば永久磁石同期機を用いることができる。なお本実施形態において、モータ１０は車載補機を駆動するために用いられている。車載補機としては、例えば、ラジエータファンや、エアコンのブロワ、ウォーターポンプが挙げられる。

インバータ２０は、上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐと下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとの直列接続体を相数分（３つ）備えている。Ｕ相上，下アームスイッチＳｕｐ，Ｓｕｎの接続点には、モータ１０の図示しないＵ相巻線の第１端が接続されている。Ｖ相上，下アームスイッチＳｖｐ，Ｓｖｎの接続点には、モータ１０の図示しないＶ相巻線の第１端が接続されている。Ｗ相上，下アームスイッチＳｗｐ，Ｓｗｎの接続点には、モータ１０の図示しないＷ相巻線の第１端が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線の第２端同士は、中性点で接続されている。ちなみに本実施形態では、各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いており、より具体的には、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎには、寄生ダイオードが逆並列に接続されている。

Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの入力端子であるドレインには、正極側母線Ｌｐが接続されており、Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの出力端子であるソースには、負極側母線Ｌｎが接続されている。正極側母線Ｌｐには、直流電源であるバッテリ２１の正極端子が接続されており、負極側母線Ｌｎには、バッテリ２１の負極端子が接続されている。なお、正極側母線Ｌｐと負極側母線Ｌｎとは、インバータ２０の入力電圧を平滑化する平滑コンデンサ２２によって接続されている。

負極側母線Ｌｎにおいて各下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとの接続点よりもバッテリ２１の負極端子側には、シャント抵抗２３が設けられている。

制御システムは、シャント抵抗２３の温度を検出する温度検出部としての温度センサ２４を備えている。

制御装置３０は、マイコンを主体として構成され、モータ１０の回転速度を指令回転速度Ｎｔｇｔに制御すべく、インバータ２０を操作する。本実施形態において、制御装置３０は、特開２００４−６４８６０号公報の図１に記載された手法により、ホール素子やレゾルバ等の回転角検出部により検出されるモータ１０の回転角情報を用いることなくモータ１０の回転速度を制御する。以下、この制御について説明する。

振幅設定部３１は、モータ１０の指令回転速度Ｎｔｇｔに基づいて、インバータ２０の電圧ベクトルの振幅である電圧振幅を設定する。本実施形態において、電圧振幅は、ｄ軸電圧Ｖｄの２乗値とｑ軸電圧Ｖｑの２乗値との和の平方根として定義される。ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑは、電圧ベクトルのｄ，ｑ軸成分である。なお、電圧振幅は、例えば、指令回転速度Ｎｔｇｔと電圧振幅とが関係付けられたマップに基づいて設定されればよい。また、指令回転速度Ｎｔｇｔは、例えば、制御装置３０よりも上位の制御装置から制御装置３０に入力される。

電圧位相設定部３２は、指令回転速度Ｎｔｇｔに基づいて、電圧ベクトルの位相の基本値である電圧位相基本値を設定する。電圧ベクトルの位相は、例えば、ｄ軸と電圧ベクトルとのなす角度として定義される。なお、電圧位相基本値は、例えば、指令回転速度Ｎｔｇｔと電圧位相基本値とが関係付けられたマップに基づいて設定されればよい。

基本関数生成部３３は、指令回転速度Ｎｔｇｔに基づいて決定されるモータ１０の電気角速度と、後述する第２偏差算出部３８により補正された電圧位相基本値とに基づいて、モータ１０の３相のそれぞれの印加電圧の正弦波基本関数を生成する。３相のそれぞれの正弦波基本関数は、電気角で位相が互いに１２０°ずつずれた正弦波信号である。

基本関数積分器３４は、基本関数生成部３３により生成された正弦波基本関数を積分期間において積分することにより、基本関数積分値を算出する。上記積分期間は、後述する電流検出装置を構成する電流選択部４７から出力された相電流に基づいて決定される。基本関数積分値は、モータ１０に流れる相電流と正弦波基本関数との位相差の相関値である。

目標積分値設定部３５は、指令回転速度Ｎｔｇｔに基づいて、モータ１０に流れる相電流と正弦波基本関数との目標位相差に対応する正弦波基本関数の積分値である目標積分値を設定する。なお、目標積分値は、例えば、指令回転速度Ｎｔｇｔと目標積分値とが関係付けられたマップに基づいて設定されればよい。

第１偏差算出部３６は、目標積分値設定部３５により設定された目標積分値から、基本関数積分器３４により算出された基本関数積分値を減算することにより、積分値の偏差を算出する。ゲイン乗算部３７は、積分値の偏差にゲインＡを乗算する。第２偏差算出部３８は、電圧位相設定部３２により設定された電圧位相基本値から、積分値の偏差とゲインＡとの乗算値を減算することにより、電圧位相基本値を補正する。補正された電圧位相基本値は、基本関数生成部３３に入力される。

信号生成部３９は、振幅設定部３１により設定された電圧振幅と、基本関数生成部３３により生成された正弦波基本関数とに基づいて、３相変調により、インバータ２０を構成する各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，ＳｗｎをオンオフするＰＷＭ信号である各操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。信号生成部３９は、生成した各操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎに対して出力する。

詳しくは、信号生成部３９は、電圧振幅及び正弦波基本関数に基づいて、電気角で位相が互いに１２０°ずつずれたＵ，Ｖ，Ｗ相指令時比率Ｄｕｔｙｕ，Ｄｕｔｙｖ，Ｄｕｔｙｗを算出する。本実施形態において、各指令時比率Ｄｕｔｙｕ，Ｄｕｔｙｖ，Ｄｕｔｙｗは、正弦波信号であり、バッテリ２１の端子間電圧によって規格化されている。信号生成部３９は、３相のそれぞれにおいて、指令時比率とキャリア信号ＳｉｇＣとの大小比較に基づくパルス幅変調により、操作信号を生成する。本実施形態において、キャリア信号ＳｉｇＣは、漸増速度と漸減速度とが等しい三角波信号である。なお、上アーム側の操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐと、対応する下アーム側の操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎとは、互いに相補的な信号となっている。すなわち、上アームスイッチと、対応する下アームスイッチとは、交互にオンされる。

制御装置３０は、回転速度制御に用いる相電流を検出する電流検出装置を備えている。電流検出装置は、シャント抵抗２３の電圧降下量に基づいて相電流を検出する処理と、少なくとも２相分の下アームスイッチのソース及びドレイン間電圧に基づいて相電流を検出する処理とを行う。本実施形態では、下アームスイッチが検出用スイッチに相当する。

まず、シャント抵抗２３の電圧降下量に基づいて相電流を検出する処理について説明する。図２に示すように、インバータ２０の電圧ベクトルが有効電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６とされる期間において、シャント抵抗２３には電圧ベクトルに応じた１相分の相電流が流れる。このため、シャント抵抗２３の電圧降下量に基づいて、電圧ベクトルに応じた１相分の相電流を検出できる。キャリア信号ＳｉｇＣの立ち上がり及び立ち下がりからなるキャリア信号ＳｉｇＣの１周期において２種類の有効電圧ベクトルが各２回出現するため、キャリア信号ＳｉｇＣの１周期において２相分の相電流が各２回検出できる。図３には、キャリア信号ＳｉｇＣの１周期において、電圧ベクトルが偶数電圧ベクトルＶ２とされる期間に母線電流ＩＤＣをＷ相電流Ｉｗとして検出し、電圧ベクトルが奇数電圧ベクトルＶ１とされる期間に母線電流ＩＤＣをＵ相電流Ｉｕとして検出する例を示した。

なお図４（ｂ）には、電圧ベクトルが奇数電圧ベクトルＶ１とされる期間におけるシャント抵抗２３の電圧降下量に基づいてＵ相電流Ｉｕが検出できることを示した。また図４（ｃ）には、電圧ベクトルが偶数電圧ベクトルＶ２とされる期間におけるシャント抵抗２３の電圧降下量に基づいてＷ相電流Ｉｗが検出できることを示した。

なお本実施形態では、シャント抵抗２３を流れる電流について、シャント抵抗２３の両端のうちインバータ２０側からバッテリ２１の負極端子側へと流れる電流方向を正と定義する。また、実際の相電流について、インバータ２０側からモータ１０側へと流れる電流方向を正と定義する。このため、図２の母線電流ＩＤＣの欄では、シャント抵抗２３により検出される相電流の符号と、実際の相電流の符号とが異なる場合に負の符号を付している。

シャント抵抗２３の電圧降下量に基づいて相電流を検出すべく、電流検出装置は、図１に示すように、増幅器４３、母線電流検出部としてのシャント電流検出部４４、及びシャントタイミング生成部４５を備えている。増幅器４３は、シャント抵抗２３の電圧降下量を増幅して出力する。

シャント電流検出部４４は、シャントタイミング生成部４５の指示する検出タイミングにおいて、増幅器４３の出力信号を１相分の相電流として検出する。シャントタイミング生成部４５は、信号生成部３９から出力される各操作信号に基づいて、各操作信号と電圧ベクトルとの図２に示す関係から電圧ベクトルを算出する。シャントタイミング生成部４５は、算出した電圧ベクトルが有効電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６のいずれかであると判定した場合、シャント電流検出部４４に対して相電流の検出タイミングを指示する。具体的には例えば、シャントタイミング生成部４５は、有効電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６のいずれかであると判定したタイミングから規定時間Ｔｓｔａ経過したタイミングを検出タイミングとして指示する。規定時間Ｔｓｔａは、電圧ベクトルが切り替えられてから相電流のリンギングが収束するまでの時間である。

続いて、Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐのソース及びドレイン間電圧に基づいて相電流を検出する処理について説明する。図２に示すように、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ６に応じて、オン期間中の下アームスイッチに１〜３相分の相電流が流れる。モータ１０の回転速度制御には少なくとも２相分の相電流が必要となる。このため本実施形態では、電圧ベクトルがゼロ電圧ベクトルＶ０とされる期間において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチのソース及びドレイン間電圧に基づいて、３相分の相電流を検出する。図３には、電圧ベクトルがゼロ電圧ベクトルＶ０とされる期間のうちキャリア信号ＳｉｇＣが極値となるタイミングにおいて、アーム電流検出部４１によりＵ，Ｖ，Ｗ相電流Ｉｒｍｕ，Ｉｒｍｖ，Ｉｒｍｗを検出する例を示した。

なお本実施形態では、下アームスイッチのドレイン電位がソース電位よりも高い場合のソース及びドレイン間電圧の符号を正と定義する。また、実際の相電流について、上述したようにインバータ２０側からモータ１０側へと流れる電流方向を正と定義する。このため、図２のアーム電流の欄では、ソース及びドレイン間電圧の符号と、実際の相電流の符号とが異なる場合に負の符号を付している。

ちなみに図４（ａ）には、電圧ベクトルがゼロ電圧ベクトルＶ０とされる期間におけるＵ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのソース及びドレイン間電圧に基づいてＵ，Ｖ，Ｗ相電流が検出できることを示した。

下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのソース及びドレイン間電圧に基づいて相電流を検出すべく、電流検出装置は、図１に示すように、Ｕ，Ｖ，Ｗ相増幅器４０ｕ，４０ｖ，４０ｗ、アーム電流検出部４１、及びアームタイミング生成部４２を備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相増幅器４０ｕ，４０ｖ，４０ｗは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのソース及びドレイン間電圧を増幅して出力する。

アーム電流検出部４１は、アームタイミング生成部４２の指示する検出タイミングにおいて、各増幅器４０ｕ，４０ｖ，４０ｗの出力信号を３相分の相電流として検出する。アームタイミング生成部４２は、信号生成部３９から出力される各操作信号に基づいて、電圧ベクトルを算出する。アームタイミング生成部４２は、算出した電圧ベクトルがゼロ電圧ベクトルＶ０であると判定した場合、アーム電流検出部４１に対して相電流の検出タイミングを指示する。具体的には例えば、アームタイミング生成部４２は、ゼロ電圧ベクトルＶ０とされる期間が規定時間Ｔｓｔａを２倍した期間以上であると判定されることを条件として、ゼロ電圧ベクトルＶ０とされる期間のうちキャリア信号ＳｉｇＣが極大値となるタイミング及び極小値となるタイミングの少なくとも一方を検出タイミングとして指示する。なお、ゼロ電圧ベクトルＶ０とされる期間が規定時間Ｔｓｔａを２倍した期間以上であるとの条件は、リンギングが発生する期間に検出タイミングが含まれることを回避するために設定される。

アーム電流検出部４１により検出された相電流は、後述する振幅補正部４６により補正された後、電流選択部４７に入力される。シャント電流検出部４４により検出された相電流も、電流選択部４７に入力される。電流選択部４７は、インバータ２０の出力電圧の変調率Ｍｒに基づいて、アーム電流検出部４１により検出された相電流、及びシャント電流検出部４４により検出された相電流のうち、少なくとも一方をモータ１０の回転速度制御に用いる相電流として選択する。本実施形態において、変調率Ｍｒとは、指令時比率の振幅に相当する。電流選択部４７は、電圧ベクトルが切り替えられた直後において相電流にリンギングが生じることに起因して、相電流の検出精度が低下するのを回避するために設けられている。

電流選択部４７は、変調率Ｍｒが低変調領域にあると判定した場合、振幅補正部４６から出力された３相分の相電流を選択して出力する。低変調領域は、図５に示すように、０以上であってかつ第１規定値Ｍ１未満の領域である。第１規定値Ｍ１は、電圧ベクトルが有効電圧ベクトルとされる時間が、電圧ベクトルが切り替えられてからリンギングが収束するまでの規定時間Ｔｓｔａと等しくなる変調率に設定されている。有効電圧ベクトルとされる時間は、変調率Ｍｒが大きくなるほど長くなる。なお図６（ａ）には、変調率Ｍｒが低変調領域にある場合において、ゼロ電圧ベクトルＶ０とされる期間のうち、キャリア信号ＳｉｇＣが極大値となるタイミングが相電流の検出タイミングＴＤとなることを示した。

電流選択部４７は、変調率Ｍｒが中変調領域にあると判定した場合、３相のそれぞれについて、アーム電流検出部４１により検出された相電流と、シャント電流検出部４４により検出された相電流との平均値を出力する。中変調領域は、図５に示すように、第１規定値Ｍ１以上であってかつ第２規定値Ｍ２未満の領域である。平均値を算出するのは、アーム電流検出部４１により検出された相電流、及びシャント電流検出部４４により検出された相電流のいずれかにノイズが混入する場合であっても、その影響を緩和するためである。なお、第２規定値Ｍ２は、電圧ベクトルがゼロ電圧ベクトルとされる時間が上記規定時間Ｔｓｔａと等しくなる変調率に設定されている。ゼロ電圧ベクトルとされる時間は、変調率Ｍｒが大きくなるほど短くなる。

電流選択部４７は、変調率Ｍｒが高変調領域にあると判定した場合、シャント電流検出部４４により検出された相電流を３相のそれぞれについて順次出力する。高変調領域は、第２規定値Ｍ２以上の領域である。なお図６（ｂ）には、有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２とされる期間のうち、電圧ベクトルが切り替えられてから規定時間Ｔｓｔａが経過したタイミングが、シャント電流検出部４４による相電流の検出タイミングＴＤとなることを示した。

ところで、図７に示すように、各下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎに所定のドレイン電流Ｉｄが流れる場合における各下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのソース及びドレイン間電圧Ｖｄｓは、各下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｍの個体差及び温度に起因してばらつく。図７には、個体差に起因したばらつきをスイッチが高温となる場合について示した。各相のソース及びドレイン間電圧Ｖｄｓがばらつくと、検出された３相分の相電流のそれぞれの振幅がばらつくこととなる。図８には、アーム電流検出部４１により検出されたＵ相電流の振幅と、Ｖ，Ｗ相電流の振幅とがずれている例を示した。振幅がばらついた相電流をモータ１０の回転速度制御に用いると、回転速度が変動する等、回転速度の制御性が低下する懸念がある。

ここで、アーム電流検出部４１により検出された３相分の相電流は、下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの個体差に起因してばらつく。これに対し、シャント電流検出部４４は単一の電流検出部であるため、シャント電流検出部４４により検出された相電流は、図９に示すように個体差に起因したばらつきがない。このため、シャント電流検出部４４により検出された相電流を、アーム電流検出部４１により検出された各相電流のそれぞれの振幅のばらつきを低減するために用いることができる。

そこで本実施形態では、図１に示すように、電流検出装置が振幅補正部４６及びゲイン算出部４８を備えている。ゲイン算出部４８は、図１０に示すように、補正ゲイン算出部４８ａを有している。補正ゲイン算出部４８ａは、１８０°に渡る電気角範囲において、図９に示すようにシャント電流検出部４４により順次検出されたＵ，Ｖ，Ｗ相電流Ｉｓｕ，Ｉｓｖ，Ｉｓｗのピーク値を取得する。本実施形態では、３相のそれぞれのピーク値の符号を、正又は負に合わせる。なおピーク値は、例えばピークホールド回路により検出すればよい。

補正ゲイン算出部４８ａは、アーム電流検出部４１により検出されたＵ，Ｖ，Ｗ相電流Ｉｒｍｕ，Ｉｒｍｖ，Ｉｒｍｗのピーク値を取得する。本実施形態では、３相のそれぞれのピーク値の符号を、シャント電流検出部４４により検出された相電流のピーク値の符号に合わせる。補正ゲイン算出部４８ａは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相について、アーム電流検出部４１から取得した相電流のピーク値Ｉｒｍｕ，Ｉｒｍｖ，Ｉｒｍｗでシャント電流検出部４４から取得した相電流のピーク値Ｉｓｕ，Ｉｓｖ，Ｉｓｗを除算し、その除算値の絶対値を補正ゲインＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗとして算出する。

ゲイン算出部４８は、温度補正部４８ｂを有している。温度補正部４８ｂは、温度センサ２４により検出されたシャント抵抗２３の温度（以下「検出温度Ｔｓ」という。）が高いほど、補正ゲインＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗが低くなるように補正する。

つまり、シャント抵抗２３の温度が高いほど、シャント抵抗２３の抵抗値が大きくなる。このため、所定の母線電流がシャント抵抗２３に流れる場合において、シャント抵抗２３の温度が高いほど、シャント抵抗２３の電圧降下量が大きくなり、シャント電流検出部４４により検出される相電流が大きくなる。したがって、相電流の検出精度を高める上では、検出温度Ｔｓが高いほど、シャント電流検出部４４により検出された相電流を小さくするように補正する必要がある。

そこで本実施形態では、検出温度Ｔｓが高いほど、各補正ゲインＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗを小さくするように補正する。この補正手法としては、例えば以下に説明する手法を採用することができる。

検出温度Ｔｓが基準温度Ｔｒｅｆと同じ場合、温度補正係数Ｋｔ（＞０）を１に設定する。一方、検出温度Ｔｓが基準温度Ｔｒｅｆに対して大きいほど温度補正係数Ｋｔを小さく設定し、検出温度Ｔｓが基準温度Ｔｒｅｆに対して小さいほど温度補正係数Ｋｔを大きく設定する。そして、温度補正係数Ｋｔを各補正ゲインＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗに乗算することにより、各補正ゲインＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗを補正する。

補正された各補正ゲインＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗは、振幅補正部４６に入力される。振幅補正部４６は、アーム電流検出部４１により検出された相電流Ｉｒｍｕ，Ｉｒｍｖ，Ｉｒｍｗに補正ゲインＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗを乗算することにより、相電流Ｉｒｍｕ，Ｉｒｍｖ，Ｉｒｍｗを補正する。これにより、相電流Ｉｒｍｕ，Ｉｒｍｖ，Ｉｒｍｗの振幅のばらつきが低減される。

なお本実施形態では、制御装置３０が記憶部としてのメモリ４９を備えている。メモリ４９には、温度補正部４８ｂから出力された補正ゲインＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗが記憶される。メモリ４９は、アーム電流検出部４１により検出された相電流の補正機会を増やすために設けられている。

つまり、補正ゲインＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗが算出可能な変調率領域は、中変調領域のみであり、低変調領域及び高変調領域では補正ゲインＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗを算出することができない。これは、補正ゲインＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗの算出に、アーム電流検出部４１及びシャント電流検出部４４の双方の相電流検出値が必要なためである。モータ１０の起動時における変調率Ｍｒは低変調領域にあるため、モータ１０の起動時においては補正ゲインＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗを算出できず、アーム電流検出部４１により検出された相電流を補正することができない。

このため、変調率Ｍｒが中変調領域にある場合において、算出された補正ゲインＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗをメモリ４９に記憶させる。これにより、モータ１０の次回の起動時において、メモリ４９に記憶されている補正ゲインＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗを用いてアーム電流検出部４１により検出された相電流を補正することができる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

アーム電流検出部４１により検出された相電流のピーク値と、シャント電流検出部４４により検出された相電流のピーク値とに基づいて、アーム電流検出部４１により検出された３相分の相電流のそれぞれの振幅を揃えるように３相分の相電流を補正した。これにより、下アームスイッチの個体差及び温度に起因した３相分の相電流の振幅のばらつきを低減することができる。したがって、モータ１０の回転速度が変動する等、回転速度の制御性の低下を回避できる。

検出温度Ｔｓが高いほど、各補正ゲインＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗを小さくするように補正した。このため、アーム電流検出部４１により検出された３相分の相電流の振幅を実際の相電流の振幅に近づけることができる。これにより、モータ１０の回転速度制御に用いる相電流の検出精度を高めることができる。

モータ１０の起動時において、アーム電流検出部４１により検出された相電流の補正に、メモリ４９に記憶されている補正ゲインＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗを用いた。このため、モータ１０の起動時においてアーム電流検出部４１により検出された相電流を補正できる。これにより、モータ１０の起動時において、相電流の検出精度の低下を抑制し、回転速度の制御性の低下を抑制できる。

モータ１０に流れる相電流を下アームスイッチを用いて検出した。この構成によれば、バッテリ２１の負極端子側のグランドＧＮＤの電位を、各増幅器４３，４０ｕ，４０ｖ，４０ｗ等の共通の基準動作電位として用いることができる。このため、電流検出装置の回路構成を簡素化することができる。

変調率Ｍｒが中変調領域にあると判定された場合、アーム電流検出部４１により検出された相電流とシャント電流検出部４４により検出された相電流との平均値を回転速度の制御に用いた。これにより、相電流検出値に含まれるノイズが回転速度制御に及ぼす影響を緩和できる。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１１に示すように、シャント電流検出部５０の構成と、アーム電流検出部５１の構成とを変更する。なお図１１において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

図１２を用いて、シャント電流検出部５０について説明する。シャント電流検出部５０は、第１，第２パルス信号ＰＡ，ＰＢの位相差を符号化する符号化回路６０を備えている。符号化回路６０は、１個のＮＡＮＤ回路６１と、偶数個のＮＯＴ回路６２とを備えている。本実施形態において、ＮＡＮＤ回路６１及びＮＯＴ回路６２が反転回路に相当する。ＮＡＮＤ回路６１は、入力端子に第１パルス信号ＰＡが入力される起動用反転回路である。ＮＡＮＤ回路６１とＮＯＴ回路６２とは、リング状に連結されてパルス走行回路６３を構成している。

符号化回路６０は、カウンタ６４と、ラッチ回路６５とを備えている。カウンタ６４は、ＮＡＮＤ回路６１の前段に設けられたＮＯＴ回路６２の出力信号の論理の反転回数に基づいて、パルス走行回路６３内におけるパルス信号の周回回数をカウントして２進数のデジタルデータを生成する。ラッチ回路６５は、カウンタ６４から出力されるデジタルデータをラッチする。

符号化回路６０は、走行位置検出部としてのパルスセレクタ６６と、エンコーダ６７とを備えている。パルスセレクタ６６は、パルス走行回路６３を構成するＮＡＮＤ回路６１及びＮＯＴ回路６２の出力信号を取り込み、取り込んだ出力信号の論理からパルス走行回路６３内を周回中のパルス信号を抽出し、パルス信号の位置を表す信号を生成する。エンコーダ６７は、パルスセレクタ６６の出力信号に対応したデジタルデータを生成する。

符号化回路６０は、信号処理部６８を備えている。信号処理部６８は、ラッチ回路６５から出力されたデジタルデータを上位ビット，エンコーダ６７から出力されたデジタルデータを下位ビットとして取り込み、下位ビットのデータから上位ビットのデータを減じる。これにより、信号処理部６８は、第１，第２パルス信号ＰＡ，ＰＢの位相差を表す２進数のデジタルデータＤＯを生成する。信号処理部６８により生成されたデジタルデータＤＯは、電流選択部４７に入力される。なお、ラッチ回路６５及びパルスセレクタ６６は、第２パルス信号ＰＢを受けて動作する。

パルス走行回路６３は、第１パルス信号ＰＡの論理がＨになると、パルス信号の周回動作を開始し、第１パルス信号ＰＡの論理がＨとされる期間に渡ってパルス信号を周回させる。その周回回数は、カウンタ６４によりカウントされ、第２パルス信号ＰＢの論理がＨとなったタイミングで、そのカウント結果がラッチ回路６５にラッチされる。

第２パルス信号ＰＢの論理がＨになると、パルスセレクタ６６が、パルス走行回路６３内でのパルス信号の周回位置を検出し、エンコーダ６７がその周回位置に対応したデジタルデータを生成する。その結果、信号処理部６８は、エンコーダ６７からのデジタルデータとラッチ回路６５にラッチされたデジタルデータとに基づいて、第１パルス信号ＰＡの立ち上がりから第２パルス信号ＰＢの立ち上がりまでの時間Ｔｃに対応した２進数のデジタルデータＤＯを生成して出力する。

ここで、パルス走行回路６３を構成するＮＡＮＤ回路６１及びＮＯＴ回路６２に電源供給を行う電源ライン７０には、シャント抵抗２３における電圧降下量に応じたアナログ電圧信号Ｖｉｎが印加される信号入力端子Ｔｉｎが接続されている。すなわち、電圧信号Ｖｉｎが各回路６１，６２の電源電圧として印加される。

各回路６１，６２の反転動作時間は、電源電圧により変化する。このため、信号処理部６８から出力されるデジタルデータＤＯは、電圧信号Ｖｉｎの電圧レベルに応じて変化し、上記時間Ｔｃを一定にすれば、電圧信号Ｖｉｎに対応したデジタルデータが得られる。

本実施形態において、図１１に示すシャントタイミング生成部４５は、第１パルス信号ＰＡの立ち上がりから第２パルス信号ＰＢの立ち上がりまでの時間Ｔｃが常に一定になるように、第１パルス信号ＰＡ及び第２パルス信号ＰＢを出力する。シャントタイミング生成部４５が第１パルス信号ＰＡを出力するタイミングは、電圧ベクトルが有効電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６のいずれかに切り替えられたと判定されたタイミングに基づいて設定される。具体的には例えば、第１パルス信号ＰＡを出力するタイミングは、電圧ベクトルが有効電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６のいずれかに切り替えられたと判定されたタイミングから上記規定時間Ｔｓｔａ経過したタイミングに設定されてもよい。また例えば、第１パルス信号ＰＡを出力するタイミングは、電圧ベクトルが有効電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６のいずれかに切り替えられたと判定されたタイミング直後のタイミングに設定されてもよい。この設定は、図１２に示す構成によれば、積分により電圧信号Ｖｉｎが平均化されるため、リンギングが発生する期間の制約を受けないことに基づくものである。

なお、アーム電流検出部５１も、シャント電流検出部５０が備える符号化回路６０を備えている。アーム電流検出部５１は、シャント電流検出部５０と同様の手法により、下アームスイッチのソース及びドレイン間電圧を電圧信号Ｖｉｎとして取り込み、３相分の相電流を検出する。ここで、アームタイミング生成部４２が第１パルス信号ＰＡを出力するタイミングは、電圧ベクトルがゼロ電圧ベクトルＶ０に切り替えられたと判定されたタイミングに基づいて設定される。具体的には例えば、第１パルス信号ＰＡを出力するタイミングは、電圧ベクトルがゼロ電圧ベクトルＶ０に切り替えられたと判定されたタイミングから上記規定時間Ｔｓｔａ経過したタイミングに設定されてもよい。また例えば、第１パルス信号ＰＡを出力するタイミングは、電圧ベクトルがゼロ電圧ベクトルＶ０に切り替えられたと判定されたタイミング直後のタイミングに設定されてもよい。

以上説明した本実施形態によれば、電圧信号Ｖｉｎを増幅するアナログ増幅器を用いることなく、電圧信号Ｖｉｎの微小な変化を数値化して相電流を検出することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・検出温度Ｔｓに基づく各補正ゲインＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗの補正手法としては、上記第１実施形態に例示したものに限らず、例えば以下に説明する手法であってもよい。検出温度Ｔｓが基準温度Ｔｒｅｆと同じ場合、温度補正量を０に設定する。一方、検出温度Ｔｓが基準温度Ｔｒｅｆに対して大きいほど温度補正量を小さく設定し、検出温度Ｔｓが基準温度Ｔｒｅｆに対して小さいほど温度補正量を大きく設定する。そして、温度補正量を各補正ゲインＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗに加算することにより、各補正ゲインＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗを補正する。

・温度補正部４８ｂにおける検出温度Ｔｓに基づく各補正ゲインＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗの補正は必須ではない。

・上記第１実施形態では、補正ゲインの算出に用いるアーム電流検出部４１及びシャント電流検出部４４のそれぞれの相電流のピーク値を、同じ符号としたがこれに限らず、異なる符号としてもよい。具体的には例えば、シャント電流検出部４４により検出された相電流の負のピーク値で、アーム電流検出部４１により検出された相電流の正のピーク値を除算することにより補正ゲインを算出してもよい。なお、相電流の正のピーク値と負のピーク値とは、電気角６０°毎に交互に出現する。このため、１２０°に渡る電気角範囲においてシャント電流検出部４４により順次検出されたＵ，Ｖ，Ｗ相電流Ｉｓｕ，Ｉｓｖ，Ｉｓｗのピーク値を補正ゲインの算出に用いてもよい。

・上記第１実施形態では、補正ゲインの算出に相電流のピーク値を用いたがこれに限らず、ピーク値でないものを用いてもよい。具体的には例えば、シャント電流検出部４４により検出された相電流がピーク値となるタイミングから所定の電気角だけ進んだタイミングの相電流で、アーム電流検出部４１により検出された相電流がピーク値となるタイミングから上記所定の電気角だけ進んだタイミングの相電流を除算することにより補正ゲインを算出する。ここで上記所定の電気角は、９０°未満の角度に設定される。なお、上記所定の電気角だけ進んだタイミングは、例えば、モータ１０の回転速度が一定であると判定されていることを条件として、ピーク値を検出したタイミングから規定時間経過したタイミングとして把握すればよい。また、モータ１０の回転角情報を検出する回転角検出部が制御システムに備えられる場合、上記所定の電気角だけ進んだタイミングは、例えば、回転角検出部により検出された回転角情報に基づいて把握すればよい。

・アーム電流検出部４１において、電圧ベクトルが奇数電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５とされる期間において、２相分の下アームスイッチのソース及びドレイン間電圧に基づいて、２相分の相電流を検出してもよい。この場合、２相分の相電流を検出した後、「Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０」の関係を用いて、残りの１相分の電流を算出すればよい。なお図４（ｂ）には、電圧ベクトルが奇数電圧ベクトルＶ１とされる期間におけるＶ，Ｗ相下アームスイッチＳｖｎ，Ｓｗｎのソース及びドレイン間電圧に基づいてＶ，Ｗ相電流が検出できることを示した。

・上記第１実施形態において、３相分の下アームスイッチのうち２相分の下アームスイッチを相電流検出用としてもよい。

・下アームスイッチに代えて、上アームスイッチのソース及びドレイン間電圧に基づいて相電流を検出してもよい。この場合、検出可能な相電流と電圧ベクトルとの関係は、図１３に示すものとなる。なお図１３では、上アームスイッチのドレイン電位がソース電位よりも高い場合のソース及びドレイン間電圧の符号を正と定義する。また、実際の相電流について、上述したようにインバータ２０側からモータ１０側へと流れる電流方向を正と定義する。

・変調率Ｍｒが図５に示した高変調領域にある場合、３相変調から２相変調に切り替えて各操作信号を生成してもよい。２相変調は、上，下アームスイッチの操作状態を所定期間毎に相ごとに順次固定しつつ、固定された相以外の２相を構成する上，下アームスイッチを指令時比率Ｄｕｔｙｕ，Ｄｕｔｙｖ，Ｄｕｔｙｗ及びキャリア信号ＳｉｇＣとの大小比較に基づくパルス幅変調によりオンオフするように、指令時比率Ｄｕｔｙｕ，Ｄｕｔｙｖ，Ｄｕｔｙｗを変更するものである。具体的には例えば、電気角１２０°毎に相ごとに、上アームスイッチのオフ固定及び下アームスイッチのオン固定が順次行われるように指令時比率Ｄｕｔｙｕ，Ｄｕｔｙｖ，Ｄｕｔｙｗを変更する。この場合、奇数電圧ベクトルとされる時間を長くできるため、高変調領域においても、アーム電流検出部４１により２相分の相電流を検出できる。

・指令時比率の算出手法としては、上記第１実施形態の図１に例示したものに限らない。例えば、「拡張誘起電圧モデルに基づく突極型永久磁石同期モータのセンサレス制御、T.IEE Japan,Vol.122-D,No.12,2002」の図４に記載された手法で指令時比率を算出してもよい。詳しくは、まず、モータ１０の現在の回転速度Ｎｒを指令回転速度Ｎｔｇｔにフィードバック制御するための操作量として、γ−δ推定回転座標系におけるγ，δ軸電流の指令値を算出する。そして、算出したγ，δ軸電流の指令値、現在のγ，δ軸電流、現在の回転速度Ｎｒに基づいて、γ，δ軸指令電圧を算出する。そして、γ，δ軸指令電圧をモータ１０の電気角θに基づいて３相の指令時比率に変換する。ここで、電気角θは、拡張誘起電圧オブザーバを用いて推定されればよい。また、現在の回転速度Ｎｒは、拡張誘起電圧オブザーバにより推定された電気角θに基づいて算出されればよい。

・インバータ２０を構成するスイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。この場合、ＩＧＢＴにフリーホイールダイオードを逆並列に接続すればよい。なお図１４には、ＩＧＢＴに所定のコレクタ電流Ｉｃが流れる場合におけるＩＧＢＴのコレクタ及びエミッタ間電圧Ｖｃｅが、ＩＧＢＴの個体差及び温度に起因してばらつく例を示した。

また、インバータ２０を構成するスイッチング素子としては、電圧制御形のものに限らず、バイポーラトランジスタ等の電流制御形のものであってもよい。

・上記第２実施形態において、ＮＡＮＤ回路６１及びＮＯＴ回路６２が、リング状ではなく、直列に接続されていてもよい。

・負極側母線Ｌｎに代えて、正極側母線Ｌｐにシャント抵抗を設けてもよい。具体的には、正極側母線Ｌｐにおいて各上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐとの接続点よりもバッテリ２１の正極端子側にシャント抵抗を設ければよい。

・母線電流を検出する母線電流検出部としては、シャント抵抗に限らない。

・モータの制御量としては、回転速度に限らず、例えばトルクであってもよい。

・モータとしては、各相巻線の第２端同士が中性点で接続されてＹ結線されているものに限らず、Δ結線されているものであってもよい。またモータとしては、３相のものに限らず、４相以上のものであってもよい。さらにモータとしては、車載補機を駆動するために用いられるものに限らず、車両の走行動力源となる車載主機として用いられるものであってもよい。加えてモータとしては、永久磁石同期機に限らず、例えば巻線界磁型同期機やシンクロナスリラクタンスモータであってもよい。加えてモータとしては、同期機に限らず、誘導機等、他の回転電機であってもよい。

１０…モータ、２０…インバータ、２１…バッテリ、３０…制御装置、４１…アーム電流検出部、４４…シャント電流検出部、Ｌｐ，Ｌｎ…母線。

Claims (9)

1. 直流電源（２１）、上アームスイッチ（Ｓｕｐ〜Ｓｗｐ）及び下アームスイッチ（Ｓｕｎ〜Ｓｗｎ）の直列接続体を複数有してかつ前記直流電源と母線（Ｌｐ，Ｌｎ）を介して接続されたインバータ（２０）、並びに前記インバータに接続された回転電機（１０）を備えるシステムに適用され、
   前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチのいずれかであってかつ少なくとも２相分のスイッチが検出用スイッチ（Ｓｕｎ〜Ｓｗｎ）とされており、
   前記各検出用スイッチのオン期間における前記各検出用スイッチの入出力端子間の電位差に基づいて、前記回転電機に流れる少なくとも２相分の相電流を検出するアーム電流検出部（４１；５１）と、
   前記母線に流れる母線電流を前記回転電機に流れる相電流として検出する母線電流検出部（４４；５０）と、
   前記母線電流検出部により検出された相電流に基づいて、前記アーム電流検出部により検出された少なくとも２相分の相電流のそれぞれの振幅を揃えるように前記少なくとも２相分の相電流を補正する振幅補正部（４６）と、を備え、前記振幅補正部により補正された少なくとも２相分の相電流に基づいて、前記回転電機の制御量を制御する回転電機の制御装置において、
   前記インバータの出力電圧の変調率が低変調領域にあると判定した場合、前記振幅補正部により補正された相電流を前記制御量の制御に用いる相電流として選択し、前記変調率が前記低変調領域よりも高い高変調領域にあると判定した場合、前記母線電流検出部により検出された相電流を前記制御量の制御に用いる相電流として選択し、前記変調率が、前記低変調領域と前記高変調領域とに挟まれた中変調領域にあると判定した場合、前記振幅補正部により補正された相電流と前記母線電流検出部により検出された相電流との平均値を前記制御量の制御に用いる相電流として選択する電流選択部（４７）を備える回転電機の制御装置。
2. 前記振幅補正部は、前記母線電流検出部により検出された相電流に加えて前記母線電流検出部の温度に基づいて、前記少なくとも２相分の相電流を補正する請求項１に記載の回転電機の制御装置。
3. 前記母線電流検出部は、少なくとも２相分の相電流のピーク値を順次検出し、
   前記振幅補正部は、前記母線電流検出部により検出された少なくとも２相分の相電流のピーク値と、前記母線電流検出部の検出対象となる少なくとも２相分について前記アーム電流検出部により検出された相電流のピーク値とに基づいて、前記少なくとも２相分の相電流を補正する請求項１又は２に記載の回転電機の制御装置。
4. 前記母線電流検出部の検出対象となる少なくとも２相分のそれぞれについて、前記母線電流検出部により検出された相電流のピーク値を前記アーム電流検出部により検出された相電流のピーク値で除算することにより補正ゲインを算出するゲイン算出部（４８）を備え、
   前記振幅補正部は、前記母線電流検出部の検出対象となる少なくとも２相分のそれぞれについて前記アーム電流検出部により検出された相電流に前記補正ゲインを乗算することにより、前記少なくとも２相分の相電流を補正する請求項３に記載の回転電機の制御装置。
5. 前記回転電機は３相のものであり、
   前記母線電流検出部は、前記回転電機の少なくとも１２０°以上に渡る電気角範囲内において３相分の相電流のピーク値を順次検出し、
   前記ゲイン算出部は、前記電気角範囲内において前記アーム電流検出部により順次検出された３相分の相電流のピーク値を前記補正ゲインの算出に用いる請求項４に記載の回転電機の制御装置。
6. 前記ゲイン算出部により算出された前記補正ゲインを記憶する記憶部（４９）を備え、
   前記振幅補正部は、前記回転電機の起動時において、前記少なくとも２相分の相電流の補正に、前記記憶部に記憶されている前記補正ゲインを用いる請求項５に記載の回転電機の制御装置。
7. 前記検出用スイッチは、前記下アームスイッチである請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
8. 前記アーム電流検出部は、少なくとも２相分の前記検出用スイッチが同時にオンされている期間における前記検出用スイッチの入出力端子間の電位差に基づいて、前記回転電機に流れる少なくとも２相分の相電流を検出する請求項１〜７のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
9. 前記アーム電流検出部及び前記母線電流検出部のそれぞれは、
   入力信号の論理を反転して出力してかつ反転動作時間が電源電圧に応じて変化する反転回路（６１，６２）が複数接続されるとともに、前記反転回路の１つが反転動作を外部から制御可能な起動用反転回路として構成され、前記起動用反転回路の動作開始に伴ってパルス信号を走行させるパルス走行回路（６３）と、
   前記パルス走行回路内の前記各反転回路の電源ライン（７０）に接続され、検出対象となる相電流に応じたアナログ電圧信号を前記各反転回路の電源電圧として印加する信号入力端子（Ｔｉｎ）と、
   前記各反転回路からの出力信号に基づいて前記パルス走行回路内での前記パルス信号の走行位置を検出し、検出した走行位置に応じたデータを生成する走行位置検出部（６６）と、
   前記走行位置検出部から出力されたデータを含む２進数のデジタルデータをＡＤ変換結果として出力する信号処理部（６８）と、を含むＡＤ変換回路を有し、
   前記走行位置検出部は、前記パルス走行回路の走行動作が開始されてから所定時間経過したタイミングで前記パルス信号の走行位置を検出する請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。

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