JP6566105B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

本発明は、電力変換装置に関するものである。
電力変換装置の一形式として、交流電源の電力を任意の交流電力に変換するものがある。この形式の電力変換装置の中には、直流リンク部に比較的小容量のコンデンサを設けて力率の改善を図るものがある（例えば特許文献１を参照）。
特開２００２−５１５８９号公報
しかしながら、特許文献１の電力変換装置によってモータに電力を供給すると、モータ電流の実効値が増大してモータの効率が低下する傾向にある。また、モータのピークトルクも増大傾向にあり、その結果として運転エリアの減少を招いていた。これを対策するには、モータの大型化やインバータ回路を構成するスイッチング素子の大容量化を行うことが考えられるが、それでは装置のサイズアップやコストアップを招いてしまう。すなわち、別の対策が望まれる。
本発明は前記の問題に着目してなされたものであり、電力変換装置において、モータの出力トルクのピークの低下を図ることを目的としている。
前記の課題を解決するため、第１の態様は、
複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を有し、入力される単相の交流電源（20）の電力を該スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換してモータ（30）に供給する電力変換装置であって、
前記交流電源（20）の交流電圧を整流するコンバータ回路（11）と、
コンデンサ（C）を有し、前記コンバータ回路（11）の出力を入力として前記交流電圧の周波数に応じて脈動する直流電圧（vdc）を生成する直流リンク部（12）と、
前記直流リンク部（12）によって生成された直流電圧（vdc）をスイッチング動作により所定の周波数の交流電圧に変換して出力するインバータ回路（13）と、
前記スイッチング動作を制御する制御部（40）を備え、
前記コンデンサ（C）は、前記直流電圧（vdc）の最大値がその最小値の２倍以上になるように容量値が設定され、
前記制御部（40）は、モータ電流ベクトルの絶対値の波形から電源周波数を基本波周波数とする２次調波、４次調波、及び６次調波を抽出して合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現する波形になっているように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御することを特徴とする電力変換装置である。
この構成では、モータトルク（或いは電流）のピークが抑制される。
また、第２の態様は、第１の態様において、
前記制御部（40）は、電源電流（iin）が非導通の期間が存在するように、前記インバータ回路（13）を制御することを特徴とする電力変換装置である。
この構成では、電源電流（iin）に非導通の期間が存在することで、モータ電流実効値が最小化される。
第１の態様によれば、交流電源の電力を任意の交流電力に変換する電力変換装置において、所定の負荷においてモータの出力トルクのピークの低下を図ることが可能になる。
また、第２の態様によれば、電源電流に非導通の期間が存在することで、所定の負荷においてモータ電流実効値を最小化できる。これにより、モータ電流実効値もしくはモータの出力トルクのピークのいずれかを最小化することが可能となる。
図１は、実施形態１に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図２は、電源電圧及び直流電圧の波形の一例を示す。 図３は、電源電流指令値の波形の一例を示す。 図４は、従来の電力変換装置における電源電流指令値の例を示す。 図５は、従来の電力変換装置で駆動した場合におけるモータの出力トルクの波形の一例を示す。 図６は、実施形態１における、モータの出力トルクの波形の一例を示す。 図７は、交流電源の電圧の基本波周波数に基づく基本波、３次調波、及び５次調波を抽出して合成した波形の一例を示す。 図８は、モータトルクのピークの低減が困難な電源電流の波形を例示する。 図９は、図８の電源電流において、交流電源の電圧の基本波周波数に基づく基本波、３次調波、及び５次調波を抽出して合成した波形に対して交流電源の電圧の極性を掛け合わせた波形を示す。 図８の電源電流に対応するモータトルク波形を示す。 図１１は、電源電流指令値の波形の他の例を示す。 図１２は、式（１）〜式（５）におけるパラメータと回路との関係を示す。 図１３は、実施形態１における、ｑ軸電流指令値及びｄ軸電流指令値の波形の一例を示す。 図１４は、従来の電力変換装置におけるｑ軸電流指令値及びｄ軸電流指令値の波形の一例を示す。 図１５は、モータ電流ベクトルの絶対値の波形を例示する。 図１６は、モータ電流ベクトルの波形から、電源周波数を基本波周波数とする２次、４次、６次調波の各波形を抽出して、その絶対値を求めたものである。 図１７は、実施形態２に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図１８は、実施形態３に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図１９は、実施形態４に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図２０は、実施形態４におけるモータ電流ベクトルの絶対値の波形（電源半周期分の測定値）を例示する。 図２１は、実施形態４における、電流ベクトル指令値の波形（電源半周期分）を例示する。 図２２は、実施形態５に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図２３は、補償量算出部の他の構成例を示す。
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。
《発明の実施形態１》
図１は、本発明の実施形態１に係る電力変換装置（10）の構成を示すブロック図である。電力変換装置（10）は、入力交流電圧（この例では、単相の交流電源（20）から供給された電源電圧（vin））を所定の出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給する。本実施形態では、図１に示すように、電力変換装置（10）は、コンバータ回路（11）、直流リンク部（12）、インバータ回路（13）、及び制御部（40）を備えている。なお、モータ（30）は、例えば、ＩＰＭモータ（Interior Permanent Magnet Motor）によって構成され、本実施形態では、空気調和機の圧縮機（図示を省略）を駆動する。
〈コンバータ回路〉
コンバータ回路（11）は、リアクトル（L）を介して交流電源（20）に接続され、交流電源（20）からの電源電圧（vin）を全波整流する。この例では、コンバータ回路（11）は、ブリッジ状に結線された４個のダイオード（D1,D2,D3,D4）を備えている。すなわち、コンバータ回路（11）は、ダイオードブリッジ回路によって構成されている。
〈直流リンク部〉
直流リンク部（12）は、コンバータ回路（11）の一対の出力ノードの間に接続されたコンデンサ（C）を有し、コンバータ回路（11）の出力（すなわち、全波整流された電源電圧（vin））を入力して直流電圧（vdc）を生成する。直流電圧（vdc）は、電源電圧（vin）の周波数に応じて脈動する。
ここで、電源電圧（vin）の周波数に応じた脈動成分が直流電圧（vdc）に含まれている理由について説明する。直流リンク部（12）のコンデンサ（C）の容量値は、コンバータ回路（11）の出力をほとんど平滑化することができない一方で、インバータ回路（13）のスイッチング動作（後述）に起因するリプル電圧（スイッチング周波数に応じた電圧変動）を抑制することができるように、設定されている。具体的には、コンデンサ（C）は、一般的な電力変換装置においてコンバータ回路の出力の平滑化に用いられる平滑コンデンサ（例えば、電解コンデンサ）の容量値の約０．０１倍の容量値（例えば、数十μＦ程度）を有する小容量コンデンサ（例えば、フィルムコンデンサ）によって構成されている。このようにコンデンサ（C）が構成されているので、直流リンク部（12）においてコンバータ回路（11）の出力がほとんど平滑化されず、その結果、電源電圧（vin）の周波数に応じた脈動成分（この例では、電源電圧（vin）の周波数の２倍の周波数を有する脈動成分）が直流電圧（vdc）に残留することになる。例えば、直流電圧（vdc）は、その最大値がその最小値の２倍以上になるように脈動している。図２に、電源電圧（vin）及び直流電圧（vdc）の波形の一例を示す。
〈インバータ回路〉
インバータ回路（13）は、その一対の入力ノードが直流リンク部（12）のコンデンサ（C）の両端に接続され、直流リンク部（12）によって生成された直流電圧（vdc）をスイッチング動作により出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給する。この例では、インバータ回路（13）は、三相の出力交流電圧をモータ（30）に供給するために、ブリッジ結線された６つのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）と、６つの還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）とを有している。詳しく説明すると、インバータ回路（13）は、２つのスイッチング素子を互いに直列に接続してなる３つのスイッチングレグを備え、３つのスイッチングレグの各々において、上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が、モータ（30）の各相のコイル（ｕ相，ｖ相，ｗ相のコイル）にそれぞれ接続されている。また、６つのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、６つの還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）がそれぞれ逆並列に接続されている。
〈制御部〉
制御部（40）は、マイクロコンピュータと、それを制御するソフトウエアが格納されたメモリディバイスを用いて構成されている。制御部（40）は、モータ（30）の回転数（ω）が、与えられた指令値（以下、回転数指令値（ω*）という）となるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することによってインバータ回路（13）の出力（出力交流電圧）を制御する。これにより、モータ（30）の駆動が制御される。
このスイッチング動作の制御に際し、本実施形態の制御部（40）は、コンバータ回路（11）への入力電流（以下、電源電流（iin）とも呼ぶ）の波形を制御する。より具体的には、コンバータ回路（11）への電源電流（iin）の波形から交流電源（20）の電圧の基本波周波数に基づく基本波、３次調波、及び５次調波を抽出して合成した波形に対して交流電源（20）の電圧の極性を掛け合わせた波形を見た場合に、電源半周期において極大点が２つ以上出現する波形になっているように、制御部（40）がインバータ回路（13）を制御する。なお、ここで、「電源半周期」とは、交流電源（20）の電圧の周期の半分の期間をいう（以下、同様）。
前記制御を実現するため、制御部（40）は、図１に示すように、速度制御部（41）、電源電流指令生成部（42）、座標変換部（43）、ｄｑ軸電流制御部（44）、ＰＷＭ演算部（45）、電流指令演算部（46）、及び補償量算出部（47）を備えている。
速度制御部（41）は、モータ（30）の回転数（ω）と回転数指令値（ω*）との偏差に基づいて、例えばＰＩＤ演算（比例、積分、微分）を行って、平均モータトルク（Tm）の指令値（以下、平均トルク指令値（Tm *））を生成する。平均トルク指令値（Tm *）は、電流指令演算部（46）に出力されている。
電源電流指令生成部（42）は、電源電圧（vin）の位相角（以下、電源位相（θin））に基づいて、電源電圧（vin）の周波数（例えば５０Ｈｚ）に応じて脈動する指令値（以下、電源電流指令値（|iin *|）という）を生成する。この電源電流指令値（|iin *|）は、交流電源（20）の電圧の基本波周波数に基づく基本波、３次調波、及び５次調波を抽出して合成した波形に対して交流電源（20）の電圧の極性を掛け合わせたものを見た場合に、電源半周期において極大点が２つ以上出現する波形になっているように生成される。図３に、電源電流指令値（|iin *|）の波形の一例を示す。図３の波形は、電源半周期における電源電流指令値（|iin *|）をプロットしたものである。図３に示すように、この電源電流指令値（|iin *|）では、前半と後半のそれぞれに、前記極大点が１つずつ現れている。
参考のため、直流リンク部に比較的小容量のコンデンサを設けて力率の改善を図る従来の電力変換装置（以下、単に「従来の電力変換装置」という）における電源電流の例を図４に示す。従来の電力変換装置における電源電流指令値（|iin *|）は、電源半周期において、大きな単一の極大値を有していたが、本実施形態では、電源半周期において、前記極大点が２つ以上（この例では２つ）出現するように電源電流指令値（|iin *|）を生成する。このように電源電流指令値（|iin *|）を生成することで、図５に示す従来の電力変換装置でモータのトルクに見られた大きな単一の極大値が、本実施形態により図６に示すモータのトルクが抑制された波形（大まかに言えば台形状の波形）を生成できる。なお、図５と図６は、いずれも電源半周期のものである。
次に、図７には、図３の電源電流指令値（|iin *|）を用いた場合において、交流電源（20）の電圧の基本波周波数に基づく基本波、３次調波、及び５次調波を抽出して合成した波形に対して交流電源（20）の電圧の極性を掛け合わせたものを示す。図７より、基本波、３次調波、５次調波を重畳すると、確かに極大値が２つ出現していることがわかる。
また、基本波、３次調波、５次調波が適切な位相でなければ、モータトルクのピークを最小化することはできない。例えば、図８に示す電源電流波形においては、電源電流において交流電源（20）の電圧の基本波周波数に基づく基本波、３次調波、及び５次調波を抽出して合成した波形に対して交流電源（20）の電圧の極性を掛け合わせたものが図９のようになる。また、図８に示す電源電流波形においては、モータトルクは、図１０のようになる。図１０では、従来の電力変換装置を用いた場合（図５参照）よりも、モータトルクのピークが高くなっていることを確認できる。すなわち、モータトルクのピークを低減するためには、高調波を適切に重畳して所望の電源電流波形を生成する必要がある。
なお、電源電流指令生成部（42）は、ゼロクロス近傍の所定の期間（ここではゼロクロス点を含む所定の期間）において、電源電流（iin）が非導通の期間が存在するように電源電流指令値（|iin *|）を生成することも可能である。図１１に、非導通期間が存在する場合の電源電流指令値（|iin *|）を例示する。図１１に示すように、電源電流指令値（|iin *|）の波形の両端において、電源電流指令値（|iin *|）の値がゼロの期間が設けられている。図１１のように、電源電流に非導通の期間が存在することで、図３の例と比べて、図２のVdc0を大きくできるため、d軸電流を小さくすることができ、モータ電流実効値を最小化することが可能になる。つまり、非導通の期間の大きさにより、モータ電流のピークを最小化するか、モータ電流実効値を最小化するかを選択できる。
前記のような電源電流指令値（|iin *|）の生成を行うため、本実施形態の電源電流指令生成部（42）は、予めオフラインで種々の電源位相（θin）について計算（より具体的には設計時に計算）されて、テーブルや関数（以下、テーブル等という）といった形で前記メモリディバイスに格納されている電源電流指令値（|iin *|）の値を、電源位相（θin）を引数にして読み出すように構成されている。このようにして算出された電源電流指令値（|iin *|）の電源半周期における波形は図３又は図１１のようになる。
電流指令演算部（46）は、ｑ軸電流（iq）の指令値（以下、ｑ軸電流指令値（iq *）という）の基になる脈動指令値（ip *）を生成する。脈動指令値（ip *）の生成には、以下に記載の式（１）〜式（８）を利用する。
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これらの式において、vinは電源電圧、iinは電源電流、vdcはコンデンサ（C）における電圧を、それぞれ示している。また、Pinvはインバータ回路（13）の出力電力、Lはリアクトル（L）におけるインダクタンス、Ｃはコンデンサ（C）の静電容量である。また、idはｄ軸電流、iqはｑ軸電流、Tmは平均モータトルク、pnはモータ極対数をそれぞれ示している。なお、これらの式において、各変数の後ろに付与されている「（t）」は、それぞれの変数の値が時刻tにおける値であることを示している。ただし、各式は簡単のために、コンバータ回路（11）とインバータ回路（13）における損失は存在しないものと仮定している。
例えば、式（１）〜式（４）は、電力変換装置（10）を構成する回路（図１参照）の各部における電流や電圧などの関係から導かれる式である。図１２に、これらの式におけるパラメータと回路との関係を示す。式（１）〜式（５）から分かるように、電源電流（iin）の絶対値の目標値（すなわち電源電流指令値（|iin *|））からインバータ電力（Pinv）を導出できる。また、インバータ電力（Pinv）とモータ出力（式（６）の右辺を参照）とは、ほぼ等しいので式（６）が成立する。また、平均モータトルク（Tm）は、式（７）のように表せる。式（７）から分かるように、ｄ軸電流（id）が一定の条件では、平均モータトルク（Tm）がｑ軸電流（iq）に比例することとなる。
したがって、式（８）の通り、ｑ軸電流（iq）は、インバータ電力（Pinv）にほぼ比例することとなる。以上から、例えば、インバータ電力（Pinv）を、平均値が１となるように正規化し、平均トルク指令値（Tm *）に掛けることで、ｑ軸電流（iq）の基になる指令値（すなわち、脈動指令値（ip *））を演算できる。
補償量算出部（47）は、電源電流指令値（|iin *|）と、電源電流（iin）の絶対値の偏差が小さくなるように、補償量（以下、ｑ軸電流指令補償量（icomp *））を算出して出力している。この例では、補償量算出部（47）は、電源電流指令値（|iin *|）と電源電流（iin）の絶対値との偏差に基づいて、例えばＰＩ演算（比例、積分）を行って、ｑ軸電流指令補償量（icomp *）を求めている。
このｑ軸電流指令補償量（icomp *）は、脈動指令値（ip *）と加算され、加算結果がｑ軸電流指令値（iq *）としてｄｑ軸電流制御部（44）に出力されている。図１３に、本実施形態における、ｑ軸電流指令値（iq *）及びｄ軸電流指令値（id *）の波形の一例を示す。この波形は、電源半周期における値をプロットしたものである。また、参考のため、図１４には、従来の電力変換装置におけるｑ軸電流指令値（iq *）及びｄ軸電流指令値（id *）の波形の一例を示す。図１４の波形も、電源半周期のものである。
図１３、図１４から分かるように、本実施形態のｑ軸電流指令値（iq *）は、従来の電力変換装置で、電源半周期において見られた大きな単一の極大値が、抑制された波形（大まかに言えば台形状の波形）となっている。なお、この例では、ｄ軸電流指令値（id *）は、一定値である。
座標変換部（43）は、ｕ相電流（iu）、ｗ相電流（iw）、及びモータ（30）の回転子（図示を省略）の電気角（モータ位相（θm））に基づいて、いわゆるｄｑ変換を行ってモータ（30）のｄ軸電流（id）及びｑ軸電流（iq）を導出する。なお、ｕ相電流（iu）及びｖ相電流（iv）は、例えば、電流センサを設けて直接その値を検出することができる。
ｄｑ軸電流制御部（44）は、ｄ軸電流指令値（id *）、ｑ軸電流指令値（iq *）、ｄ軸電流（id）、及びｑ軸電流（iq）に基づいて、ｄ軸電圧指令値（vd *）及びｑ軸電圧指令値（vq *）を導出する。具体的には、ｄｑ軸電流制御部（44）は、ｄ軸電流指令値（id *）とｄ軸電流（id）との偏差、及びｑ軸電流指令値とｑ軸電流（iq）との偏差がそれぞれ小さくなるように、ｄ軸電圧指令値（vd *）及びｑ軸電圧指令値（vq *）を導出する。
ＰＷＭ演算部（45）は、インバータ回路（13）におけるスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオン／オフを制御するための制御信号（G）を生成する。具体的には、ＰＷＭ演算部（45）は、モータ位相（θm）、直流電圧（vdc）、ｄ軸電圧指令値（vd *）、ｑ軸電圧指令値（vq *）、ｄ軸電圧（vd）、及びｑ軸電圧（vq）に基づいて、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の各々に供給される制御信号（G）のデューティー比を設定する。制御信号（G）が出力されると、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）は、ＰＷＭ演算部（45）によって設定されたデューティー比でスイッチング動作（オンオフ動作）を行う。この制御信号（G）は周期的に更新され、インバータ回路（13）におけるスイッチング動作が制御される。
〈電力変換装置の動作〉
電力変換装置（10）が動作を開始すると、コンバータ回路（11）が、電源電圧（vin）を全波整流して直流リンク部（12）へ出力する。直流リンク部（12）は、コンバータ回路（11）の出力を入力として、電源電圧（vin）の周波数の２倍の周波数で脈動する直流電圧（vdc）を生成する。なお、直流電圧（vdc）は、ゼロクロス近傍の所定の期間（以下、ゼロクロス近傍期間（P0）という）において一定値（以下、ゼロクロス電圧値（vdc0））となっているとみなすことができる（図２参照）。このゼロクロス近傍期間（P0）は、電源電圧（vin）がゼロとなる時点を含む期間であり、直流電圧（vdc）の脈動波形の谷間に相当する期間である。
また、電力変換装置（10）では、電源電流指令生成部（42）が、電源位相（θin）に基づいて、電源電圧（vin）の周波数（例えば５０Ｈｚ）に応じて脈動する指令値を生成する。電源電流指令値（|iin *|）が生成されると、電流指令演算部（46）において、脈動指令値（ip *）が生成される。一方、補償量算出部（47）では、電源電流指令値（|iin *|）と、電源電流（iin）の絶対値との偏差が小さくなるように、ｑ軸電流指令補償量（icomp *）が算出される。これにより、ｑ軸電流指令値（iq *）が算出される。
このようにしてｑ軸電流指令値（iq *）が算出されると、ｄｑ軸電流制御部（44）は、ｄ軸電流指令値（id *）、ｑ軸電流指令値（iq *）等に基づき、ｄ軸電圧指令値（vd *）及びｑ軸電圧指令値（vq *）を生成する。それにより、ＰＷＭ演算部（45）によって制御信号（G）が生成され、インバータ回路（13）において、制御信号（G）に応じたスイッチング動作が行われる。その結果、インバータ回路（13）からは、モータ（30）に所定の交流電力が供給され、該モータ（30）が駆動する。
このとき、ｑ軸電流（iq）の最大値は、従来の電力変換装置よりも抑制されている。このようにｑ軸電流（iq）のピークが抑制されると、モータ（30）の出力トルクのピークも抑制される。このときの電源電流（iin）の波形から交流電源（20）の電圧の周波数に基づく基本波、３次調波、及び５次調波を抽出して合成した波形に対して交流電源（20）の電圧の極性を掛け合わせた波形を見ると、電源半周期において極大点が２つ以上出現する波形（すなわち図７に示した波形と同様の波形）になっている。
また、本実施形態では、モータ電流ベクトルの絶対値の波形は、図１５のようになる。また、図１６は、モータ電流ベクトルの波形から、電源周波数を基本波周波数とする２次、４次、６次調波の各波形を抽出して、その絶対値を求めたものである。なお、モータ電流ベクトルとは、ｄ軸電流ベクトルとｑ軸電流ベクトルの合成ベクトルであり、モータ電流ベクトルの絶対値は、前記合成ベクトルの絶対値である。また、モータ電流ベクトルの絶対値は、モータ（30）における三相交流を、それと等価な二相交流へ変換して得た電流ベクトル（Iα,Iβ）の絶対値として捕らえてもよい。
図１５、図１６から分かるように、本実施形態では、制御部（40）の制御によって、モータ電流ベクトルの絶対値の波形から電源周波数を基本波周波数とする２次調波、４次調波、及び６次調波を抽出して合成した波形は、電源半周期において極大点が２つ以上出現する波形となっている。
〈本実施形態における効果〉
以上のように、本実施形態では、前記のような極大値を有する電源電流指令値（|iin *|）を生成することによって、モータの出力トルクのピークが低下する。それにともない、モータ電流の実効値も低下し、モータ効率の向上が可能になる。
《発明の実施形態２》
図１７は、本発明の実施形態２に係る電力変換装置（10）の構成を示すブロック図である。本実施形態では、電流指令演算部（46）に代えて、乗算器（49）が設けられている。この乗算器（49）には、平均トルク指令値（Tm *）と、電源位相（θin）の正弦値の絶対値（すなわち、|sinθin｜）とが入力され、これらの乗算結果を脈動指令値（ip *）として出力している。
また、本実施形態でも、電源電流指令生成部（42）及び補償量算出部（47）が設けられている。本実施形態の電源電流指令生成部（42）は、実施形態１の電源電流指令生成部（42）と同じ構成であり、実施形態１と同様にして電源電流指令値（|iin *|）を生成する。また、本実施形態の補償量算出部（47）も実施形態１の補償量算出部（47）と同じ構成であり、電源電流（iin）と電源電流指令値（|iin *|）とに基づいて、ｑ軸電流指令補償量（icomp *）を生成している。そして、本実施形態では、脈動指令値（ip *）にｑ軸電流指令補償量（icomp *）を加算することによって、電源電流（iin）が電源電流指令値（|iin *|）に追従しない分を補償している。
以上の構成により、本実施形態でも、従来の電力変換装置で、電源半周期において見られた大きな単一の極大値が、抑制された波形（大まかに言えば台形状の波形）となっている。つまり、本実施形態でも、電源電流（iin）の波形から交流電源（20）の電圧の周波数に基づく基本波、３次調波、及び５次調波を抽出して合成した波形に対して交流電源（20）の電圧の極性を掛け合わせると、電源半周期において極大点が２つ以上出現する波形となる。なお、図示は省略するが、本実施形態でも、制御部（40）の制御によって、モータ電流ベクトルの絶対値の波形から電源周波数を基本波周波数とする２次調波、４次調波、及び６次調波を抽出して合成した波形は、電源半周期において極大点が２つ以上出現する波形となる。
以上のようにして、従来よりもモータ電流実効値を低減することができる。
《発明の実施形態３》
本発明の実施形態３では、電源電流指令値（|iin *|）をオンラインで調整（すなわち電力変換装置（10）の動作中に調整）する例を説明する。図１８は、本発明の実施形態３に係る電力変換装置（10）の構成を示すブロック図である。本実施形態の電力変換装置（10）は、実施形態１の電力変換装置（10）にピーク演算部（50）、実効値演算部（51）、セレクタ（52）、及び電源電流指令調整部（53）が追加されている。
ピーク演算部（50）は、ｕ相電流（iu）及びｗ相電流（iw）のピーク値を求めるように構成されている。また、実効値演算部（51）は、ｕ相電流（iu）及びｗ相電流（iw）の実効値を演算するように構成されている。セレクタ（52）は、ｕ相電流（iu）やｗ相電流（iw）を、ピーク演算部（50）及び実効値演算部（51）の何れに入力するかを切り換えるものである。このセレクタ（52）は、例えば、モータ電流のピークの低減、もしくはモータ電流実効値の低減のどちらを目的とした動作点かによって切り替わる。
電源電流指令調整部（53）は、モータトルク（或いは電流）のピーク、若しくは電流実効値のピークが小さくなるように、電源電流指令値（|iin *|）を構成するパラメータを調整し、調整結果（以下、調整後の電源電流指令値（|iin **|）という）を電流指令演算部（46）及び補償量算出部（47）に出力する。ここで、電源電流指令値（|iin *|）を構成するパラメータとは、電源電流（iin）の波形を決めるためのパラメータである。より具体的には、前記パラメータは、電源電流指令値（|iin *|）を生成する際に前記基本波に重畳する高調波（３次調波及び５次調波）や、非導通期間の長さを指している。このように、電源電流指令値（|iin *|）を構成するパラメータを調整するのは、モータ（30）のトルク波形が電源電流（iin）に依存するからである（式（５）、式（６）を参照）。
前記パラメータの具体的な調整法としては、例えば、山登り法を利用することが考えられる。すなわち、セレクタ（52）でピーク演算部（50）が選択されている場合には、相電流（iu,iw）のピークがより小さくなるように、前記高調波の振幅や前記非導通期間の長さを山登り法で調整し、セレクタ（52）で実効値演算部（51）が選択されている場合には、電流の実効値のピークがより小さくなるように、前記高調波の振幅や前記非導通期間の長さを山登り法で調整するのである。これにより、目的に応じて、電源電流指令値（|iin *|）の波形を変えることが可能になる。
このようにして得られた、調整後の電源電流指令値（|iin **|）も、概ね電源電流指令値（|iin *|）と同様の波形を有し、交流電源（20）の電圧の周波数に基づく基本波、３次調波、及び５次調波を抽出して合成した波形に対して交流電源（20）の電圧の極性を掛け合わせた波形を見ると、電源半周期において極大点が２つ以上出現する波形となっている。そして、本実施形態では、電流指令演算部（46）や補償量算出部（47）は、電源電流指令値（|iin *|）に代えて、調整後の電源電流指令値（|iin **|）を用いてそれぞれ動作する。
したがって、本実施形態でも、モータの出力トルクのピークが低下し、それにともない、モータ電流の実効値も低下し、モータ効率の向上が可能になる。すなわち、本実施形態においても、実施形態１等と同様の効果を得ることが可能になる。
なお、電力変換装置（10）の動作中に前記パラメータを調整する代わりに、前記メモリディバイス内に複数種類の前記テーブル等（実施形態１を参照）を設けておいて、それらのテーブル等を、ピーク演算部（50）の演算結果や実効値演算部（51）の演算結果に応じて切り換えるようにしてもよい。その場合には、ピーク演算部（50）の出力や実効値演算部（51）の出力は、電源電流指令生成部（42）に接続し、電源電流指令生成部（42）において、ピーク演算部（50）の出力などに応じて前記テーブル等を切り換えればよい。これにより、インバータ回路（13）の負荷に応じて、電源電流指令値（|iin *|）の波形を変えることが可能になる。
なお、図示は省略するが、本実施形態でも、制御部（40）の制御によって、モータ電流ベクトルの絶対値の波形から電源周波数を基本波周波数とする２次調波、４次調波、及び６次調波を抽出して合成した波形は、電源半周期において極大点が２つ以上出現する波形となる。
《発明の実施形態４》
図１９は、実施形態４に係る電力変換装置（10）の構成を示すブロック図である。本実施形態では、制御部（40）の構成が実施形態１等と異なっている。本実施形態の制御部（40）は、速度制御部（41）、座標変換部（43）、ｄｑ軸電流制御部（44）、ＰＷＭ演算部（45）、及び高調波成分演算部（54）を備えている。座標変換部（43）とＰＷＭ演算部（45）は、実施形態１が備えるものと同じ構成である。
速度制御部（41）は、回転数指令値（ω*）と回転数（ω）との差分に基づいて、いわゆるＰＩ演算を行って、その結果を出力している。ここでは、速度制御部（41）の出力を速度指令値（Ia**）と命名する。
高調波成分演算部（54）は、電源位相（θin）が入力されており、その情報を用いて、電源周波数を基本波周波数とする２次調波、４次調波、及び６次調波に相当する信号を合成した波形を有する信号を生成して出力する。高調波成分演算部（54）の出力と、速度制御部（41）出力（速度指令値（Ia**）と命名する）とは加算され、その加算結果（電流ベクトル指令値（Ia*）と命名する）は、ｄｑ軸電流制御部（44）に入力されている。本実施形態では、電流ベクトル指令値（Ia*）は、モータ電流ベクトルの絶対値の指令値として用いられる。
ｄｑ軸電流制御部（44）には、モータ（30）における電流ベクトルの位相の指令値（以下、電流位相指令（β*）という）と電流ベクトル指令値（Ia*）とが入力されている。ｄｑ軸電流制御部（44）は、これらの入力を用いて、ｄ軸電圧指令値（vd*）及びｑ軸電圧指令値（vq*）を生成している。
ここで、図２０に本実施形態におけるモータ電流ベクトルの絶対値の波形（電源半周期分の測定値）を例示する。また、図２１に、モータ電流ベクトルの絶対値の波形から電源周波数を基本波周波数とする２次調波、４次調波、及び６次調波を抽出して合成した波形を示す。図２１に示すように、本実施形態でも、制御部（40）の制御によって、モータ電流ベクトルの絶対値の波形から電源周波数を基本波周波数とする２次調波、４次調波、及び６次調波を抽出して合成した波形は、電源半周期において極大点が２つ以上出現する波形となる。
したがって、本実施形態でも、モータの出力トルクのピークが低下する。また、それにともない、モータ電流の実効値も低下し、モータ効率の向上が可能になる。
《発明の実施形態５》
図２２は、実施形態５に係る電力変換装置（10）の構成を示すブロック図である。本実施形態は、実施形態２の電力変換装置（10）に変更を加えたものである。具体的には、図２２に示すように、制御部（40）にｄ軸電流指令生成部（55）が追加されている。
ｄ軸電流指令生成部（55）は、ｑ軸電流指令値（iq *）を用いて、ｄ軸電流指令値（id *）を生成している。より具体的にｄ軸電流指令生成部（55）は、ｑ軸電流指令値（iq *）が含んでいる、電源周波数を基本波周波数とする２次調波、４次調波、及び６次調波を用いて、所定の定数値を変調してｄ軸電流指令値（id *）を生成している。
こうすることで、実施形態２の例よりも、より確実に、電源半周期において、モータ電流ベクトルの絶対値の波形から電源周波数を基本波周波数とする２次調波、４次調波、及び６次調波を抽出して合成した波形で、極大点が２つ以上出現するようにできる。したがって、本実施形態においても、モータの出力トルクのピークを低下させることができる。また、それにともない、本実施形態においても、モータ電流の実効値も低下し、モータ効率の向上が可能になる。
《その他の実施形態》
なお、補償量算出部（47）の構成は例示であり、前記の構成には限定されない。図２３に補償量算出部（47）の他の構成例を示す。図２３の例では、電源電流指令値（|iin *|）と直流電圧（vdc）の指令値（vdc *）から電力の指令値（Pin *）を生成し、電源電流（iin）と直流電圧（vdc）とから現在の電力（Pin）を求めている。そして、この例では、現在の電力（Pin）と電力の指令値（Pin *）との偏差に基づいてＰＩ演算（比例、積分）を行って、ｑ軸電流指令補償量（icomp *）を求めている。このｑ軸電流指令補償量（icomp *）も各実施形態のｑ軸電流指令補償量（icomp *）と同様に、電源電流指令値（|iin *|）と電源電流（iin）の絶対値との偏差の縮小に使用できる。
また、電力変換装置（10）の用途は、空気調和機には限定されない。その他にも、電力変換装置（10）から電力供給を受けるモータを有した種々の機器に適用できる。
また、ｕ相電流（iu）やｖ相電流（iv）等の相電流の値は、例えば、直流リンク電流(idc)から算出してもよい。
また、電力変換装置としてはマトリックスコンバータを用いてもよい。
本発明は、電力変換装置として有用である。
１０ 電力変換装置
１１ コンバータ回路
１２ 直流リンク部
１３ インバータ回路
２０ 交流電源
４０ 制御部
iin 電源電流
iin * 電源電流指令値
vdc 直流電圧

Claims (2)

  1. 複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を有し、入力される単相の交流電源（20）の電力を該スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換してモータ（30）に供給する電力変換装置であって、
    前記交流電源（20）の交流電圧を整流するコンバータ回路（11）と、
    コンデンサ（C）を有し、前記コンバータ回路（11）の出力を入力として前記交流電圧の周波数に応じて脈動する直流電圧（vdc）を生成する直流リンク部（12）と、
    前記直流リンク部（12）によって生成された直流電圧（vdc）をスイッチング動作により所定の周波数の交流電圧に変換して出力するインバータ回路（13）と、
    前記スイッチング動作を制御する制御部（40）を備え、
    前記コンデンサ（C）は、前記直流電圧（vdc）の最大値がその最小値の２倍以上になるように容量値が設定され、
    前記制御部（40）は、モータ電流ベクトルの絶対値の波形から電源周波数を基本波周波数とする２次調波、４次調波、及び６次調波を抽出して合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現する波形になっているように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御することを特徴とする電力変換装置。
  2. 請求項１において、
    前記制御部（40）は、電源電流（iin）が非導通の期間が存在するように、前記インバータ回路（13）を制御することを特徴とする電力変換装置。
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