JP5959385B2 - 交流電圧生成装置および電圧検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、高圧の交流電圧を生成する交流電圧生成装置およびこの交流電圧生成装置を備えた電圧検出装置に関するものである。

この種の交流電圧生成装置として、下記の特許文献１において従来技術として開示された交流電圧生成装置（高圧矩形波交流電源）が知られている。この交流電圧生成装置は、４つのスイッチ素子（例えばＦＥＴ）で構成されたフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路に接続されたトランスとを備えている。この交流電圧生成装置では、フルブリッジ回路が低電圧をスイッチングするスイッチング動作を繰り返すことにより、トランスの１次巻線間に低電圧の交流電圧を発生させ、トランスがこの低圧の交流電圧を高圧の交流電圧に変換して２次巻線から負荷に出力する。

特開２００２−３５４８３１号公報（第１頁、第４−５図）

ところが、上記の交流電圧生成装置には、以下のような解決すべき課題が存在している。すなわち、この交流電圧生成装置では、生成可能な交流電圧が矩形波の交流電圧だけのため、任意の波形の高圧の交流電圧を生成することができないという解決すべき課題が存在している。

本発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、任意の波形の高圧の交流電圧を生成し得る交流高電圧生成装置、およびこの交流高電圧生成装置を備えた電圧検出装置を提供することを主目的とする。

上記目的を達成すべく請求項１記載の交流電圧生成装置は、交流パルス電圧を出力するパルス電圧生成回路と、前記交流パルス電圧を整流することによって高圧直流電圧を生成する多段倍電圧整流回路と、前記多段倍電圧整流回路の出力端子と基準電位との間に接続された第１放電抵抗と、前記多段倍電圧整流回路の出力端子に一端が接続されたコンデンサと、前記コンデンサの他端と前記基準電位との間に接続された第２放電抵抗と、前記パルス電圧生成回路を制御して前記交流パルス電圧のデューティ比を変化させることにより、高圧直流成分に高圧交流成分が重畳された前記高圧直流電圧を前記多段倍電圧整流回路に生成させる制御回路とを備え、前記コンデンサで前記高圧直流成分を除去して前記高圧交流成分を交流電圧として生成する。

請求項２記載の交流電圧生成装置は、請求項１記載の交流電圧生成装置において、前記第１放電抵抗は、前記高圧直流電圧を分圧して検出電圧として出力する分圧抵抗で構成され、前記制御回路は、前記検出電圧の平均値に基づいて前記パルス電圧生成回路に対する制御を実行して前記交流パルス電圧の前記デューティ比を変化させることにより、前記高圧直流成分の電圧値を予め規定された基準直流電圧値に維持する。

請求項３記載の電圧検出装置は、検出対象に生じている検出対象交流電圧を検出する電圧検出装置であって、前記検出対象に対向して配設される検出電極と、第１の入力端子が基準電圧に規定されると共に、第２の入力端子が前記検出電極に接続されて、当該検出電極と当該第２の入力端子に接続された帰還回路とを含む経路において前記検出対象交流電圧と当該基準電圧との間の交流の電位差に応じた電流値で流れる検出電流を検出電圧信号に変換して出力する演算増幅器を有する電流電圧変換回路と、前記検出電圧信号を積分して前記電位差に応じて振幅が変化する積分信号を出力する積分回路と、前記積分信号を入力してサンプリングすることにより、当該積分信号の波形データを出力するＡ／Ｄ変換回路と、前記交流電圧を前記基準電圧として生成する請求項１または２記載の交流電圧生成装置とを備え、前記制御回路は、前記波形データに基づいて前記パルス電圧生成回路に対する制御を実行することにより、前記電位差が減少するように前記交流パルス電圧の前記デューティ比を変化させる。

請求項１記載の交流電圧生成装置では、交流パルス電圧を出力するパルス電圧生成回路と、交流パルス電圧を整流することによって高圧直流電圧を生成する多段倍電圧整流回路と、第１放電抵抗と、コンデンサと、第２放電抵抗と、制御回路とを備え、制御回路がパルス電圧生成回路を制御して交流パルス電圧のデューティ比を変化させることにより、高圧直流成分に高圧交流成分が重畳された高圧直流電圧を多段倍電圧整流回路に生成させると共に、コンデンサが高圧直流電圧を除去して、高圧交流成分を出力する。

したがって、この交流電圧生成装置によれば、交流パルス電圧のデューティ比を変化させることによって高圧直流電圧を任意に変化させることができるため、高圧直流電圧を構成する高圧交流成分の波形を任意に変化させることができ、これにより、任意の波形の高圧の交流電圧を生成することができる。

請求項２記載の交流電圧生成装置では、制御回路が、高圧直流電圧を分圧した検出電圧の平均値に基づいて、パルス電圧生成回路に対する制御を実行して交流パルス電圧のデューティ比を変化させることにより、高圧直流成分の電圧値を予め規定された基準直流電圧値に維持する。したがって、この交流電圧生成装置によれば、高圧直流電圧を構成する高圧直流成分が例えば高圧交流成分の周期よりも長い周期で変動した場合に、この高圧直流成分の変動分が周期の長い交流電圧としてコンデンサを通過して、高圧交流成分と共に出力される事態（つまり、高圧の交流電圧がゆっくりと変動する事態）の発生を確実に防止することができる。

請求項３記載の電圧検出装置によれば、基準電圧の波形を任意に変化させることができるため、検出対象に生じている高圧の検出対象交流電圧に正確に追従させることができる結果、検出対象交流電圧を正確に測定することができる。

電圧検出装置１の構成図である。 図１の交流電圧生成装置２３の回路図である。 交流電圧生成装置２３の動作を説明するための波形図である。

以下、交流電圧生成装置およびこの交流電圧生成装置を備えた電圧検出装置の実施の形態について、添付図面を参照して説明する。

最初に、電圧検出装置の構成について、図面を参照して説明する。

図１に示す電圧検出装置１は、非接触型の電圧検出装置であって、フローティング回路部２および本体回路部３を備え、検出対象（測定対象）４に生じている高圧の交流電圧Ｖ１（検出対象交流電圧）を非接触で検出（測定）可能に構成されている。本例では一例として、電圧検出装置１は、高圧（例えば、６００Ｖ以上の電圧）の交流電圧（正弦波形状の交流電圧）が供給されている電線を検出対象４として、この交流電圧（一例として、ＡＣ６００Ｖ）を交流電圧Ｖ１として測定する。

フローティング回路部２は、図１に示すように、一例として、ガード電極１１、検出電極１２、電流電圧変換回路１３、バッファアンプ１４、Ａ／Ｄ変換回路１５および絶縁回路１６を備えている。絶縁回路１６は、本例では一例としてデジタルアイソレータで構成されて、１次側回路に入力されたデジタル信号を、１次側回路と電気的に絶縁された２次側回路から出力する。

ガード電極１１は、導電性材料（例えば金属材料）を用いて、フローティング回路部２における基準電圧部として構成されて、一例として、図１に示すように、その内部に、検出電極１２の後段の回路から絶縁回路１６までの回路、つまり、電流電圧変換回路１３、バッファアンプ１４、Ａ／Ｄ変換回路１５および絶縁回路１６が収容されている。これにより、電流電圧変換回路１３から絶縁回路１６までがガード電極１１に覆われた構成になっている。なお、ガード電極１１で覆うべき部位は、検出電極１２の後段の回路（検出電極１２に接続される回路。本例では電流電圧変換回路１３）から絶縁回路１６の１次側回路まででよい。このため、絶縁回路１６の２次側回路については、ガード電極１１で覆われない構成とすることもできる。また、ガード電極１１には開口部（孔）１１ａが形成されている。検出電極１２は、例えば、平板状に形成されて、ガード電極１１内における開口部１１ａを臨む位置に配設されている。

電流電圧変換回路１３は、図１に示すように、一例として、演算増幅器１３ａ、抵抗１３ｂ，１３ｃおよびコンデンサ１３ｄを備えて、積分回路として構成されている。演算増幅器１３ａは、非反転入力端子（第１の入力端子）が抵抗１３ｂを介してガード電極１１に接続されると共に、反転入力端子（第２の入力端子）が検出電極１２に直接接続され、かつ抵抗１３ｃとコンデンサ１３ｄとの並列回路が帰還回路として反転入力端子と出力端子との間に接続されている。

この電流電圧変換回路１３は、演算増幅器１３ａが後述する正電圧Ｖｆ＋および負電圧Ｖｆ−の供給を受けて作動することにより、検出対象４の交流電圧Ｖ１とガード電極１１の電圧（基準電圧）との電位差（交流の電位差。つまり、交流電圧Ｖ１の交流成分から基準電圧の交流成分を減算した電圧）Ｖｄｉに起因して、この電位差Ｖｄｉの大きさに応じた電流値で、かつ電位差Ｖｄｉの極性に応じた向きで検出対象４と検出電極１２との間（具体的には、検出電極１２と、抵抗１３ｃおよびコンデンサ１３ｄの並列回路とを含む経路）に流れる検出電流Ｉを積分して、積分信号Ｖ２として出力する。具体的には、電流電圧変換回路１３は、検出対象４の交流電圧Ｖ１とガード電極１１の電圧（基準電圧）との電位差Ｖｄｉの絶対値に比例した電圧値で、かつ電位差Ｖｄｉが正のとき（交流電圧Ｖ１がガード電極１１の電圧以上のとき）に極性が負になり、電位差Ｖｄｉが負のとき（交流電圧Ｖ１がガード電極１１の電圧未満のとき）に極性が正になる積分信号Ｖ２を生成して出力する。

なお、上記の電流電圧変換回路１３では、電位差Ｖｄｉに応じた電流値で検出対象４と検出電極１２との間に流れる検出電流Ｉの電圧信号（検出電圧信号）への変換を実行すると共に、この電圧信号の積分（電位差Ｖｄｉに応じて振幅が変化する積分信号の出力）をも併せて実行する構成を採用しているが、図示はしないが、電流電圧変換回路では、検出対象４と検出電極１２との間に流れる検出電流Ｉの電圧信号（検出電圧信号）への変換のみを実行し、この変換された電圧信号の積分は別途設けた積分回路で実行する構成を採用することもできる。

バッファアンプ１４は、高入力インピーダンス、かつ低出力インピーダンスのアンプで構成されて、電流電圧変換回路１３から出力される積分信号Ｖ２を入力して低インピーダンスで出力する。Ａ／Ｄ変換回路１５は、Ａ／Ｄコンバータで構成されて、バッファアンプ１４から出力される積分信号Ｖ２を所定のサンプリング周期（交流電圧Ｖ１の周期に対して十分に短い周期）でサンプリングして、積分信号Ｖ２の電圧波形を示すデジタルデータ（波形データ）Ｄ１に変換して出力する。

絶縁回路１６は、本例では、上記したようにデジタルアイソレータを使用して構成されている。デジタルアイソレータは、デジタル信号を入出力間で電気的に絶縁して伝達するデバイスであって、例えば、フォトトランジスタやフォトカプラといった光絶縁式アイソレータを用いて構成されたものや、磁気結合式アイソレータを用いて構成されたものが存在する。この絶縁回路１６は、Ａ／Ｄ変換回路１５から出力されるデジタルデータＤ１を電気的に絶縁されたデジタルデータＤ１ａに変換して、配線Ｗ１を介して本体回路部３に出力する。

本体回路部３は、図１に示すように、一例として、主電源回路２１、ＤＣ／ＤＣコンバータ（以下、単に「コンバータ」ともいう）２２、交流電圧生成装置２３および電圧計２４を備えている。主電源回路２１は、例えば、バッテリーを備えて構成されて、本体回路部３の各構成要素２２，２３，２４を作動させるための電源電圧Ｖｃｃ（基準電位としてのグランドＧの電位を基準として生成される正の直流電圧）をそのバッテリーの直流電圧から生成して出力する。一例として、主電源回路２１は、バッテリーから出力される直流電圧（例えば１２Ｖ）から、１０Ｖの電源電圧Ｖｃｃを生成して出力する。

コンバータ２２は、一例として互いに電気的に絶縁された１次巻線および２次巻線を有する絶縁型のトランスと、このトランスの１次巻線を駆動する駆動回路と、トランスの２次巻線に誘起される交流電圧を整流平滑する直流変換部（いずれも図示せず）とを備えて、１次側に対して２次側が電気的に絶縁された絶縁型電源として構成されている。このコンバータ２２では、駆動回路が、入力した電源電圧Ｖｃｃに基づいて作動して、トランスの１次巻線を駆動することにより、トランスの２次巻線に交流電圧を誘起させる。また、直流変換部が、この交流電圧を整流して平滑する。これにより、コンバータ２２は、そのトランスの２次巻線側の内部基準電位（内部グランド）を基準として、上記電圧（正電圧Ｖｆ＋および負電圧Ｖｆ−）をフローティング状態（グランドＧおよび電源電圧Ｖｃｃと電気的に分離された状態）で生成する。このようにして生成された正電圧Ｖｆ＋および負電圧Ｖｆ−は、上記の内部グランドがガード電極１１に電気的に接続された状態で、フローティング回路部２に供給される。なお、正電圧Ｖｆ＋および負電圧Ｖｆ−は、絶対値がほぼ同一で、極性が互いに異なる直流電圧として生成される。

交流電圧生成装置２３は、一例として、図２に示すように、パルス電圧生成回路３１、多段倍電圧整流回路３２、第１放電抵抗３３、コンデンサ３４、第２放電抵抗３５および制御回路３６を備え、任意の波形の交流電圧（電圧信号）Ｖ３を生成して、フローティング回路部２のガード電極１１に印加する。

パルス電圧生成回路３１は、一例として、１次巻線４１ａおよび２次巻線４１ｂを有するトランス４１と、駆動回路４２とを備えている。駆動回路４２は、一例として、４つのスイッチング素子４２ａ，４２ｂ，４２ｃ，４２ｄがフルブリッジ接続されて構成されている。また、駆動回路４２における電源電圧ＶｃｃとグランドＧとの間に直列接続された２つのスイッチング素子４２ａ，４２ｂの接続点と、同じく電源電圧ＶｃｃとグランドＧとの間に直列接続された２つのスイッチング素子４２ｃ，４２ｄの接続点との間に、１次巻線４１ａが接続されている。この構成により、駆動回路４２は、スイッチング素子４２ａ，４２ｄの組と、他のスイッチング素子４２ｂ，４２ｃの組とが、制御回路３６から出力される後述の駆動信号Ｓａ，Ｓｂ（図３参照）により、交互にオン・オフ制御されることで、１次巻線４１ａ間に電源電圧Ｖｃｃを極性を変化させつつ印加する。これにより、パルス電圧生成回路３１は、２次巻線４１ｂから交流パルス電圧Ｖｐ（例えば、振幅が２０Ｖの交流パルス電圧。図３参照）を出力する。なお、図示はしないが、駆動回路４２については、２つのスイッチング素子をハーフブリッジ接続して構成したり、プッシュプル接続して構成したりすることもできる等、種々の公知の構成を採用することができる。

多段倍電圧整流回路３２は、一例として、図２に示すように、複数のダイオードと複数のコンデンサとを組み合わせて形成されたコッククロフト・ウォルトン回路で構成されている。この多段倍電圧整流回路３２は、パルス電圧生成回路３１で生成された交流パルス電圧Ｖｐを整流することにより、高圧直流電圧Ｖｈを生成して出力端子３２ａから出力する。本例では一例として、多段倍電圧整流回路３２は、振幅が２０Ｖの交流パルス電圧Ｖｐを整流して、最大で１２００Ｖ程度の高圧直流電圧Ｖｈを生成可能に構成されている。

第１放電抵抗３３は、多段倍電圧整流回路３２の出力端子３２ａとグランドＧとの間に接続されている。また、第１放電抵抗３３は、一例として直列接続された２つの抵抗３３ａ，３３ｂを有して構成されて、高圧直流電圧Ｖｈを分圧して検出電圧Ｖｄｅとして出力する。また、第１放電抵抗３３は、多段倍電圧整流回路３２の負荷としても機能して、多段倍電圧整流回路３２を構成する各コンデンサに蓄積された電荷を徐々に放電する。本例では、一例として、駆動信号Ｓａ，Ｓｂのデューティ比（０〜０．５）が約０．２５の状態で各スイッチング素子４２ａ，４２ｂ，４２ｃ，４２ｄがスイッチング動作をしているときに、多段倍電圧整流回路３２がパルス電圧生成回路３１から供給されるエネルギーと、第１放電抵抗３３によって放電されるエネルギーとがほぼ一致するように、第１放電抵抗３３の抵抗値（本例では、抵抗３３ａ，３３ｂの合成抵抗値）が予め規定されている。

コンデンサ３４は、一端が多段倍電圧整流回路３２の出力端子３２ａに接続されている。第２放電抵抗３５は、コンデンサ３４の他端とグランドＧとの間に接続されて、高圧直流電圧Ｖｈに含まれる後述の高圧交流成分Ｖｈａｃの電位（平均電位）をグランドＧの電位に規定する。また、コンデンサ３４と第２放電抵抗３５との接続点（コンデンサ３４の他端）は、交流電圧生成装置２３の出力端子Ｐｏに接続されている。

制御回路３６は、一例としてＤＳＰ（デジタル信号処理部）で構成されて、入力した検出電圧Ｖｄｅをその電圧波形を示すデジタルデータ（不図示）に変換する。また、制御回路３６は、この変換したデジタルデータとフローティング回路部２から出力されるデジタルデータＤ１ａとに基づいて、駆動信号Ｓａ，Ｓｂ（図３に示すように、互いの位相が１８０°異なり、かつ同じデューティ比の信号）をそのデューティ比を制御しつつ生成してパルス電圧生成回路３１に出力する。このようにして、制御回路３６は、駆動信号Ｓａ，Ｓｂのデューティ比を制御することによってパルス電圧生成回路３１を制御して、パルス電圧生成回路３１によって生成される交流パルス電圧Ｖｐのデューティ比を変化させることが可能になっている。

以上の構成により、交流電圧生成装置２３は、単体として、例えば、制御回路３６が交流パルス電圧Ｖｐのデューティ比の制御を実行して、交流パルス電圧Ｖｐのデューティ比を例えば図３に示すように周期的に変化させることにより、高圧直流成分Ｖｈｄｃに高圧交流成分Ｖｈａｃが重畳された高圧直流電圧Ｖｈ（図３参照）を多段倍電圧整流回路３２に生成させることが可能であり、また、この高圧直流成分Ｖｈｄｃをコンデンサ３４でカットして高圧交流成分Ｖｈａｃのみを出力端子Ｐｏから出力することにより、任意の波形の高圧交流電圧Ｖ３（つまり、高圧交流成分Ｖｈａｃ。図３参照）を出力端子Ｐｏから出力することが可能になっている。

本例では一例として、交流電圧生成装置２３が電圧検出装置１のフィードバックループ内に組み込まれているため、交流電圧生成装置２３の制御回路３６は、検出電圧Ｖｄｅに関する上記のデジタルデータに基づいて、高圧直流電圧Ｖｈを算出すると共に、この高圧直流電圧Ｖｈの平均値（高圧直流成分Ｖｈｄｃ）を所定の周期で算出し、この平均値が予め規定された基準直流電圧値で一定になるように（基準直流電圧値に維持されるように）駆動信号Ｓａ，Ｓｂのデューティ比を制御する直流成分制御処理を実行する。制御回路３６は、この直流成分制御処理を実行して、高圧直流電圧Ｖｈの平均値を基準直流電圧値に維持しているときには、駆動信号Ｓａ，Ｓｂのデューティ比を平均して約０．２５に維持する。

また、制御回路３６は、この直流成分制御処理と共に、フローティング回路部２から出力されるデジタルデータＤ１ａがゼロに近づくように（つまり、フローティング回路部２の基準電圧であるガード電極１１の電圧（高圧交流電圧Ｖ３）が検出対象４の交流電圧Ｖ１に近づくように、すなわち電位差Ｖｄｉが減少するように）、直流成分制御処理の実行の周期よりも十分に短い周期で駆動信号Ｓａ，Ｓｂのデューティ比を制御する交流成分制御処理を実行する。具体的には、この交流成分制御処理では、制御回路３６は、デジタルデータＤ１ａで示される積分信号Ｖ２の電圧値の極性が負のとき（交流電圧Ｖ１がガード電極１１の電圧以上のとき）には、駆動信号Ｓａ，Ｓｂのデューティ比を増加させて高圧交流電圧Ｖ３を上昇させ、デジタルデータＤ１ａで示される積分信号Ｖ２の電圧値の極性が正のとき（交流電圧Ｖ１がガード電極１１の電圧未満のとき）には、駆動信号Ｓａ，Ｓｂのデューティ比を減少させて高圧交流電圧Ｖ３を低下させる交流成分制御処理を実行する。

次いで、電圧検出装置１による検出対象４の交流電圧Ｖ１についての検出動作（測定動作）について説明する。なお、交流電圧Ｖ１は、ＡＣ６００Ｖであるため、振幅は約１７００Ｖであることから、上記の高圧直流電圧Ｖｈの平均値に対する基準直流電圧値は、ＤＣ９００Ｖ程度の一定の電圧に予め規定されているものとする。

まず、検出電極１２が検出対象４に非接触の状態で対向するように、フローティング回路部２（または電圧検出装置１全体）を検出対象４の近傍に位置させる。これにより、図１に示すように、検出電極１２と検出対象４との間に静電容量Ｃ０が形成された状態になる。この場合、静電容量Ｃ０の容量値は、検出電極１２と検出対象４の距離に反比例して変化するが、フローティング回路部２を一旦配設した後は、温度などの環境が一定の条件下においては一定の値になる。

次いで、電圧検出装置１の起動状態において、本体回路部３の交流電圧生成装置２３では、制御回路３６が、上記した直流成分制御処理および交流成分制御処理を繰り返し実行している。この場合、制御回路３６が、この直流成分制御処理を繰り返すことにより、検出電圧Ｖｄｅに関するデジタルデータに基づいて算出される高圧直流電圧Ｖｈの平均値（高圧直流成分Ｖｈｄｃの電圧値）を基準直流電圧値（ＤＣ９００Ｖ）に維持している。

この状態において、検出対象４の交流電圧Ｖ１と、ガード電極１１の電圧（高圧交流電圧Ｖ３）との電位差Ｖｄｉの極性が正のとき（つまり、交流電圧Ｖ１が高圧交流電圧Ｖ３以上のとき）には、検出対象４から検出電極１２を介して電流電圧変換回路１３に検出電流Ｉが流れ込んでいる状態である。この場合、電流電圧変換回路１３は、上記のガード電極１１（基準電圧）に対して極性が負になる積分信号Ｖ２を出力する。Ａ／Ｄ変換回路１５は、この積分信号Ｖ２をデジタルデータＤ１に変換し、絶縁回路１６は、このデジタルデータＤ１を電気的に絶縁されたデジタルデータＤ１ａに変換して本体回路部３に出力する。

本体回路部３の交流電圧生成装置２３では、制御回路３６は、上記した交流成分制御処理を実行することにより、フローティング回路部２から出力されるデジタルデータＤ１ａで示される積分信号Ｖ２の電圧の極性が負であることを検出して、駆動信号Ｓａ，Ｓｂのデューティ比を増加させる。これにより、交流パルス電圧Ｖｐのデューティ比も同様にして増加して、パルス電圧生成回路３１から多段倍電圧整流回路３２に供給されるエネルギーが、第１放電抵抗３３によって放電されるエネルギーよりも多くなる。このため、多段倍電圧整流回路３２から出力される高圧直流電圧Ｖｈの電圧値、ひいては交流電圧生成装置２３から出力される高圧交流電圧Ｖ３（つまり、高圧交流成分Ｖｈａｃ）が上昇して、交流電圧Ｖ１に近づく（電位差Ｖｄｉが減少する）。

一方、検出対象４の交流電圧Ｖ１と、ガード電極１１の電圧（高圧交流電圧Ｖ３）との電位差Ｖｄｉの極性が負のとき（つまり、交流電圧Ｖ１が高圧交流電圧Ｖ３未満のとき）には、電流電圧変換回路１３から検出対象４に検出電極１２を介して検出電流Ｉが流出している状態である。この場合、電流電圧変換回路１３は、上記のガード電極１１（基準電圧）に対して極性が正になる積分信号Ｖ２を出力する。Ａ／Ｄ変換回路１５は、この積分信号Ｖ２をデジタルデータＤ１に変換し、絶縁回路１６は、このデジタルデータＤ１を電気的に絶縁されたデジタルデータＤ１ａに変換して本体回路部３に出力する。

制御回路３６は、上記した交流成分制御処理を実行することにより、フローティング回路部２から出力されるデジタルデータＤ１ａで示される積分信号Ｖ２の電圧の極性が正であることを検出して、駆動信号Ｓａ，Ｓｂのデューティ比を減少させる。これにより、交流パルス電圧Ｖｐのデューティ比も同様にして減少して、パルス電圧生成回路３１から多段倍電圧整流回路３２に供給されるエネルギーが、第１放電抵抗３３によって放電されるエネルギーよりも少なくなる。このため、多段倍電圧整流回路３２から出力される高圧直流電圧Ｖｈの電圧値、ひいては交流電圧生成装置２３から出力される高圧交流電圧Ｖ３（つまり、高圧交流成分Ｖｈａｃ）が低下して、交流電圧Ｖ１に近づく（電位差Ｖｄｉが減少する）。

この電圧検出装置１では、このようにして、電流電圧変換回路１３、バッファアンプ１４、Ａ／Ｄ変換回路１５、絶縁回路１６および本体回路部３の交流電圧生成装置２３がフィードバックループを構成して、高圧交流電圧Ｖ３の電圧値を上昇または低下させるフィードバック制御動作を実行することにより、ガード電極１１の電圧（高圧交流電圧Ｖ３（高圧交流成分Ｖｈａｃ））を交流電圧Ｖ１に追従させる。電圧計２４は、高圧交流電圧Ｖ３の実効値（基準電圧。ガード電極１１の電圧）をリアルタイムで計測（検出）して表示する。したがって、この電圧計２４に表示される数値を観測することにより、検出対象４の交流電圧Ｖ１が検出（測定）される。

このように、この電圧検出装置１の交流電圧生成装置２３では、交流パルス電圧Ｖｐを出力するパルス電圧生成回路３１と、交流パルス電圧Ｖｐを整流することによって高圧直流電圧Ｖｈを生成する多段倍電圧整流回路３２と、第１放電抵抗３３と、コンデンサ３４と、第２放電抵抗３５と、制御回路３６とを備え、制御回路３６がパルス電圧生成回路３１を制御して交流パルス電圧Ｖｐのデューティ比を変化させることにより、高圧直流成分Ｖｈｄｃに高圧交流成分Ｖｈａｃが重畳された高圧直流電圧Ｖｈを多段倍電圧整流回路３２に生成させると共に、コンデンサ３４が高圧直流電圧Ｖｈを除去して高圧交流成分Ｖｈａｃを高圧交流電圧Ｖ３としてガード電極１１に出力（印加）する。

したがって、この交流電圧生成装置２３によれば、交流パルス電圧Ｖｐのデューティ比を変化させることによって高圧直流電圧Ｖｈを任意に変化させることができるため、高圧直流電圧Ｖｈを構成する高圧交流成分Ｖｈａｃの波形を任意（図３に示すような正弦波形状だけでなく、図示はしないが、三角波形状や鋸歯形状（ランプ波形形状）や台形波形状）に変化させることができ、これにより、ガード電極１１に出力（印加）する高圧交流電圧Ｖ３の波形を任意に変化させることができる。

また、この交流電圧生成装置２３を備えた電圧検出装置１によれば、ガード電極１１に出力（印加）する高圧交流電圧Ｖ３の波形を任意に変化させることができるため、検出対象４に生じている高圧の交流電圧Ｖ１に正確に追従させることができる結果、交流電圧Ｖ１を正確に測定することができる。

また、この交流電圧生成装置２３では、制御回路３６が、高圧直流電圧Ｖｈを分圧した検出電圧Ｖｄｅの平均値に基づいて、パルス電圧生成回路３１に対する制御を実行して交流パルス電圧Ｖｐのデューティ比を変化させることにより、高圧直流成分Ｖｈｄｃの電圧値を予め規定された基準直流電圧値に維持する。

したがって、この交流電圧生成装置２３によれば、高圧直流電圧Ｖｈを構成する高圧直流成分Ｖｈｄｃが例えば高圧交流成分Ｖｈａｃの周期よりも長い周期で変動した場合に、この高圧直流成分Ｖｈｄｃの変動分が周期の長い交流電圧としてコンデンサ３４を通過して、高圧交流成分Ｖｈａｃと共に出力される事態（つまり、高圧交流成分Ｖｈａｃがゆっくりと変動する事態）の発生を確実に防止することができる。

なお、上記の例では、電流電圧変換回路１３を構成する演算増幅器１３ａの非反転入力端子を抵抗１３ｂを介してガード電極１１に接続し、反転入力端子を検出電極１２に直接接続する構成を採用しているが、演算増幅器１３ａの非反転入力端子をガード電極１１に直接接続し、反転入力端子を検出電極１２に抵抗値（例えば、抵抗１３ｃの抵抗値と比較して十分に小さな抵抗値。例えば数Ω〜数十Ω程度）の抵抗を介して間接に接続する構成を採用することもできる。また、上記の例では交流電圧生成装置２３を電圧検出装置１に適用しているが、交流電圧生成装置２３はこの電圧検出装置１以外の他の測定装置や計測装置に使用することができる。また、交流電圧生成装置２３を単独で使用して、任意の波形の高圧交流電圧Ｖ３を生成する波形生成装置に適用することもできる。

また、上記の交流電圧生成装置２３の構成では、フローティング回路部２において、Ａ／Ｄ変換回路１５が電流電圧変換回路１３から出力される積分信号Ｖ２（上記の例ではバッファアンプ１４から出力される積分信号Ｖ２）をデジタルデータＤ１に変換し、絶縁回路１６がこの変換されたデジタルデータＤ１を本体回路部３に出力する構成を採用しているが、フローティング回路部２において、電流電圧変換回路１３から出力される積分信号Ｖ２を絶縁回路１６がアナログ信号のまま本体回路部３に出力する構成を採用することもできる。この構成においても、本体回路部３側において、例えば制御回路３６が、この積分信号Ｖ２をデジタルデータに変換することにより、変換したデジタルデータと、検出電圧Ｖｄｅの電圧波形を示すデジタルデータとに基づいて、駆動信号Ｓａ，Ｓｂのデューティ比を制御することができる。また、制御回路３６が、フローティング回路部２から出力されたアナログ信号としての積分信号Ｖ２と、アナログ信号としての検出電圧Ｖｄｅとに基づいて、駆動信号Ｓａ，Ｓｂのデューティ比を制御する構成を採用することもできる。

また、上記の交流電圧生成装置２３の構成では、制御回路３６は、入力した検出電圧Ｖｄｅの電圧波形を示すデジタルデータと、フローティング回路部２から出力されるデジタルデータＤ１ａとに基づいて、駆動信号Ｓａ，Ｓｂのデューティ比を制御（フィードバック制御）しているが、交流電圧生成装置２３を単体で使用して、任意の波形の高圧交流電圧Ｖ３（つまり、高圧交流成分Ｖｈａｃ）を生成させる場合には、制御回路３６が、予め規定されたパターンで駆動信号Ｓａ，Ｓｂのデューティ比を制御して、高圧交流電圧Ｖ３（つまり、高圧交流成分Ｖｈａｃ）を生成させる構成（検出電圧ＶｄｅやデジタルデータＤ１ａに基づく駆動信号Ｓａ，Ｓｂのデューティ比の制御を行わない構成。オープンループ制御する構成）を採用することもできる。

１ 電圧検出装置
４ 検出対象
１２ 検出電極
１３ 電流電圧変換回路
１５ Ａ／Ｄ変換回路
２３ 交流電圧生成装置
３１ パルス電圧生成回路
３２ 多段倍電圧整流回路
３３ 第１放電抵抗
３４ コンデンサ
３５ 第２放電抵抗
３６ 制御回路
３２ａ 出力端子
３４ コンデンサ
Ｇ 基準電位
Ｖ１ 交流電圧
Ｖｄｅ 検出電圧
Ｖｈ 高圧直流電圧
Ｖｐ 交流パルス電圧

Claims (3)

1. 交流パルス電圧を出力するパルス電圧生成回路と、
   前記交流パルス電圧を整流することによって高圧直流電圧を生成する多段倍電圧整流回路と、
   前記多段倍電圧整流回路の出力端子と基準電位との間に接続された第１放電抵抗と、
   前記多段倍電圧整流回路の出力端子に一端が接続されたコンデンサと、
   前記コンデンサの他端と前記基準電位との間に接続された第２放電抵抗と、
   前記パルス電圧生成回路を制御して前記交流パルス電圧のデューティ比を変化させることにより、高圧直流成分に高圧交流成分が重畳された前記高圧直流電圧を前記多段倍電圧整流回路に生成させる制御回路とを備え、前記コンデンサで前記高圧直流成分を除去して前記高圧交流成分を交流電圧として生成する交流電圧生成装置。
2. 前記第１放電抵抗は、前記高圧直流電圧を分圧して検出電圧として出力する分圧抵抗で構成され、
   前記制御回路は、前記検出電圧の平均値に基づいて前記パルス電圧生成回路に対する制御を実行して前記交流パルス電圧の前記デューティ比を変化させることにより、前記高圧直流成分の電圧値を予め規定された基準直流電圧値に維持する請求項１記載の交流電圧生成装置。
3. 検出対象に生じている検出対象交流電圧を検出する電圧検出装置であって、
   前記検出対象に対向して配設される検出電極と、
   第１の入力端子が基準電圧に規定されると共に、第２の入力端子が前記検出電極に接続されて、当該検出電極と当該第２の入力端子に接続された帰還回路とを含む経路において前記検出対象交流電圧と当該基準電圧との間の交流の電位差に応じた電流値で流れる検出電流を検出電圧信号に変換して出力する演算増幅器を有する電流電圧変換回路と、
   前記検出電圧信号を積分して前記電位差に応じて振幅が変化する積分信号を出力する積分回路と、
   前記積分信号を入力してサンプリングすることにより、当該積分信号の波形データを出力するＡ／Ｄ変換回路と、
   前記交流電圧を前記基準電圧として生成する請求項１または２記載の交流電圧生成装置とを備え、
   前記制御回路は、前記波形データに基づいて前記パルス電圧生成回路に対する制御を実行することにより、前記電位差が減少するように前記交流パルス電圧の前記デューティ比を変化させる電圧検出装置。

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