TWI646760B - 電轉換裝置 - Google Patents

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*** 艾哈邁德
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Abstract

一種電轉換裝置，包含一具有一輸入側和一輸出側的橋式整流器10，以及一與該橋式整流器之輸出側並聯設置的切換式電容線路16，該切換式電容線路16包含相互串聯之一電容18和一開關20，開關20可以控制電容18的充電和放電。本發明亦揭露一種電轉換的方法，當橋式整流器的輸出電壓高於門檻位準26且持續上升時，閉合開關，使電容充電且橋式整流器的輸出電壓滿足一負載；當橋式整流器的輸出電壓高於門檻位準26且逐漸下降時，斷開開關，使電容與負載相隔離，橋式整流器的輸出電壓仍然滿足該負載；以及當橋式整流器的輸出電壓低於門檻位準26時，閉合開關，使電容的放電供應給該負載。門檻位準26可被動態地控制，例如對一監測電路32的輸出進行回應。

Description

電轉換裝置
本發明關於一種用於電轉換的裝置及方法，例如用於將交流電轉換為直流電。
用於將直流電轉換為交流電的整流配置已廣為人知。此種配置通常包含一被設置成一橋式整流器的二極體網路(network)，該橋式整流器可操作將一輸入交流電壓轉換成一脈衝直流電壓，且其量值會隨著輸入電壓的變化而持續地改變。為了消除輸出電壓量值的一些變動，通常的做法是設置一與該橋式整流器並聯的平滑電容(smoothing capacitor)。此種電容不僅需要高的電容值，通常為幾千微法拉，同時實際尺寸也大。
雖然此種整流器配置的操作令人滿意，但在電源供應給相關聯負載必須切換時，經常會發生問題，尤其是在中、高功率的應用上。再者，為了抑制諧波而需要整合電路也會成為問題。此外，此種配置的功率因數(power factor)傾向於低數值，通常在0.3至0.6左右。
本發明之一目的在於提供一種電轉換裝置及方法，其可克服與習知電轉換技術相關聯的許多缺點或是降低該等缺點的影響。
本發明第一方面係提供了一電轉換裝置，其包含一具有 一輸入側和一輸出側的橋式整流器，以及一與該橋式整流器之輸出側並聯設置的切換式電容線路(switched capacitor line)。該切換式電容線路包含相互串聯的一電容和一開關，使開關可以控制電容充電和放電。
該切換式電容線路視需要可進一步包含一電感。然而，這並非必要。
所述開關較佳包含一雙向開關，例如，包含一對並聯設置且方向相反的單向開關。
本發明更有關於一種電轉換的方法，其包含提供一與一橋式整流器之一輸出側並聯設置的一切換式電容線路，該切換式電容線路包含相互串聯的一電容和一開關，使該開關可以控制電容的充電和放電，其中當該橋式整流器的輸出電壓高於一門檻位準(threshold level)且持續上升時，閉合該開關，使電容進行充電且橋式整流器的輸出電壓滿足一負載；當該橋式整流器的輸出電壓高於該門檻位準且電壓逐漸下降時，斷開開關，使電容與負載相隔離，橋式整流器的輸出電壓仍然滿足該負載；以及當該橋式整流器的輸出電壓低於該門檻位準時，閉合開關，使電容的放電供應給該負載。
所述開關包含一對並聯設置且方向相反的單向開關，例如，控制電流方向的二極體。應當理解的是，依上述方式進行整體操作時，每一個開關不需要總是占據另一開關的相同位置。舉例來說，每個單向開關可以包含一適當的開關裝置，例如但不限於，金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或絕緣閘雙極電晶體(IGBT)。
相較於一般的轉換裝置，前述轉換裝置及方法的優勢在於與其操作相關聯的功率因數有顯著的增加。舉例而言，該功率因數 可以是0.895的等級。然而，此僅為功率因數之一範例，而非可實現之功率因數的上限。
所述電容可能遠小於一般轉換裝置的平滑電容。舉例而言，所述電容的尺寸可以是低至一般平滑電容尺寸的10%。因此，相較於一般的配置，本發明可節省元件的成本以及縮小元件尺寸。
本發明的裝置及方法之另一個優點在於電流波形中所產生的諧波相對較低。因此，對於電器或電子裝置而言，在電源供應的轉換上，由於本發明不需要整合電路來適配或移除此類諧波，因此採用本發明的裝置及方法較為簡單。
所述開關的操作可以使用任何適當的控制配置來操控。當此開關的操作與橋式整流器的輸出同步，整流器的輸出又進一步與橋式整流器的輸入同步，則此開關的操作可與橋式整流器的輸入或輸出同步。或者，來自橋式整流器的輸出電壓可被監測或與門檻位準比較，以決定所需的開關位置，且開關的位置可相應地被調整。
所述開關通常需要能夠在高電位進行切換。如上文所描述的，當來自橋式整流器的輸出達到其峰值時，將所述開關斷開以終止電容的充電，並將電荷維持在電容中。當電容內的電荷變高時，隨即將所述開關閉合，讓所述電容滿足所述負載。
10‧‧‧橋式整流器
10a‧‧‧輸入側
10b‧‧‧輸出側
12‧‧‧電源
14‧‧‧平滑電容
16‧‧‧切換式電容線路
18‧‧‧切換式電容器(電容)
20‧‧‧開關
20a，20b‧‧‧單向開關
22‧‧‧控制配置
24‧‧‧輸出電壓
26‧‧‧門檻位準
28‧‧‧負載(電阻)
30‧‧‧輸出電壓
32‧‧‧監測電路
34‧‧‧電感
36‧‧‧飛輪二極體
38‧‧‧開關
40‧‧‧直流-直流轉換器
本發明將透過實施例並參照附圖進一步詳細說明，其中：圖1為一般電轉換裝置的電路圖；圖2為一波形示意圖，用於輔助理解圖1的電路操作；圖3為依據本發明一實施例所為之一電轉換裝置的電路圖； 圖4a為圖3之電轉換裝置的理論輸出電壓示意圖；圖4b為圖3之電轉換裝置的實際輸出電壓圖；圖5為一系列電路圖，顯示圖3中電轉換裝置之三種操作模式個別的等效操作電路；圖6a為諧波對輸入電流的理論影響示意圖；圖6b為一測試結果圖，顯示諧波對輸入電流的實際影響；圖7為測試結果的比較，顯示三個不同電路配置的輸入電流諧波；圖7a顯示具有660μF平滑電容器14和36Ω負載28之圖1的電裝置的實際輸入電流諧波的測試結果；圖7b顯示具有660μF切換式電容器18和36Ω負載28之圖3的電裝置的實際輸入電流諧波的測試結果；以及圖7c顯示具有68μF切換式電容器18和36Ω負載28之圖3的電裝置的實際輸入電流諧波的測試結果；圖8為依據本發明另一實施例之一電轉換裝置的電路圖；圖9為依據本發明又一實施例之一電轉換裝置的電路圖；圖10為一系列電路圖，顯示圖9中電裝置之三種操作模式個別的等效操作電路；圖11為圖9之電轉換裝置的理論輸出電壓示意圖，顯示一額外儲存元件34在模式3之電壓上的影響；圖12為依據本發明再一實施例之一電轉換裝置的電路圖；圖13為依據本發明再另一實施例之一電轉換裝置的電路圖；以及圖14顯示圖1之電裝置相對於圖13之電裝置的實際輸入電流諧波的測試結果比較；圖14a顯示具有連接於輸出側且提供一電阻性負載之直流-直流轉換器(DC-DC converter)的圖1電裝置的輸入電流諧波測試結果；以及圖14b顯示具有與圖8a相同負載之圖 13的電裝置的輸入電流諧波測試結果。
首先參照圖1，其顯示傳統的交流/直流電轉換電路配置。前述配置包含一橋式整流器10，係由一二極體網路(或具有控制裝置的複數開關)所構成，交流電源12係以常規方式提供一輸入電壓至該整流器10。圖2a係概略地顯示交流電源12的輸出被施加到橋式整流器10的輸入側10a，而圖2b係顯示橋式整流器回應此輸入的輸出(在無任何平滑處理的情況下)。橋式整流器10因而用於將交流電源12轉換成不同大小的直流輸出。
為了使橋式整流器10的直流輸出有更佳的使用，通常會提供一與該橋式整流器10之輸出側10b並聯的平滑電容14。該平滑電容14的電容值通常很大。平滑電容14充電和放電，藉以將輸出訊號平滑化成例如圖2c所示的形式。應當理解的是，雖然包含有平滑電容14之轉換電路的輸出為直流輸出形式，但仍然有明顯的輸出漣波(ripple)，其尺寸在某程度上是由平滑電容14所決定。
利用此通用形式電路的電轉換已被使用多年。使用此類電路的一個缺點為電路的功率因數低，舉例來說，一般在0.3至0.6左右。此外，大平滑電容14的存在導致在電源中產生大電流諧波，如果沒有補償或抑制，將會干擾其他電路的操作。
依據本發明一實施例所為之電轉換電路配置係顯示於圖3。乍看之下圖3的電路非常類似於圖1的電路。然而，他們之間有一個重要的區別。具體來說，圖1配置中的大平滑電容14被省略，並使用一切換式電容線路16予以替換。該切換式電容線路16結合有一遠小於傳統平滑電容14的電容18。舉例而言，在配置上顯示的電 容18值小於100μF。然而，應當理解的是，本發明並不以此為限制，其可使用其他電容值之元件。此外，本發明的電轉換電路配置包含一雙向開關20。該開關20可操作以控制電容18充電與放電的時序。
眾所周知，傳統電轉換電路中存在的大平滑電容14會導致顯著電流諧波的產生，其對於其他電路或裝置的操作會有負面的影響，因此需要將其移除。藉由避免使用此種電容，電流諧波的產生會顯著地減少。
由於開關20能控制充電和放電，因此該開關20較佳為一雙向開關。在圖例的配置中，該雙向開關包含一對方向相反的單向開關接腳，各該單向開關接腳包括一單向開關20a，20b以及一適當地定位的二極體或其類似元件。一控制配置22用以控制該開關20的操作，控制各該單向開關20a與20b的位置，進而控制該電容18的充電和放電。
圖4a顯示橋式整流器10回應來自於電源12之位於輸入側的一交流訊號應用的典型輸出電壓24。應當理解的是，如前文所述，輸出電壓24為不同大小的直流訊號形式。圖4a還顯示一門檻位準26。在圖4a中顯示三個操作模式。在模式1中，橋式整流器的輸出電壓24大於門檻位準26且持續上升；在模式2中，橋式整流器的輸出電壓24高於門檻位準26但逐漸下降；而在模式3中，橋式整流器的輸出電壓24低於門檻位準26。
圖4a還顯示圖3之電裝置的輸出電壓30。控制配置22係用於控制該等開關20a及20b的位置，使得：在模式1中，橋式整流器10的輸出滿足該負載28(圖3中以電阻表示)，且該開關20a閉合，使得電容18開始充電。開關20b 在此模式下為斷開，但是開關20a及20b之位置的最終結果是使該開關20為閉路。圖5a顯示在模式1中操作的等效電路。
在模式2中，橋式整流器10的輸出持續滿足該負載28，但是該等開關20a及20b皆斷開，使得電容18保持在充電的狀態。由於該等開關20a及20b皆斷開，該開關20的總體狀態為開路。圖5b顯示在模式2中操作的等效電路。
在模式3中，該開關20b為閉合，使得電容18的放電滿足負載28。在此模式下該開關20a仍然斷開，但由於該開關20b為閉合，整體來說該開關20的總體效應為閉路。圖5c顯示在模式3中操作的等效電路。
該控制配置22透過持續地監測橋式整流器的輸出電壓24、判斷橋式整流器的輸出電壓24是上升或下降、以及將橋式整流器的輸出電壓24與預定的輸出門檻位準26進行比較，以方便地確定三個操作模式中何者較合適，並相應地控制該等開關20a及20b。然而，假設該電源電壓的頻率和大小皆穩定，該等開關20a及20b操作的週期性循環可使用其他的控制策略。此外，如下所述，當電源電壓是變動的，可使用其他的控制策略。
圖4b顯示當以一110V(rms)的交流輸入電壓測試時，圖3之電裝置的實際輸出電壓。在本例中該門檻位準26被設置為48V。
圖6a為將施加的輸入電流供應至圖3之電轉換電路的示意圖。應當理解的是，前述輸入電流包括與上文定義的三種模式相對應的部分。在模式1，施加的輸入電流是高的。其顯示在圖6a為一方波形式。實際上通常不會是這種情況，某種程度上會取決於負載28 的性質。如前所述，在此模式中，開關20a是閉合的，而電容18會進行充電，而且負載28予以供電。在模式2，當開關20a及20b都斷開，供應電流呈部分正弦曲線，反映了輸入電壓的性質。在模式3，當開關20b閉合，負載28可從電容18的放電獲得滿足，而所供應的電流為零。圖6a是為輸入電流的理論表示，而圖6b則顯示在一測試配置中，諧波對輸入電流的實際影響。
透過正確地確認各種模式的持續時間，就能夠計算rms輸入電流值。在一個範例中，當電源供應為110V(rms)且負載28為一36Ω的電阻性負載時，可以計算出rms輸入電流值約為3.9A。伏特-安培值和平均瞬時功率值的計算或測定使得功率因數得以被計算為約0.94。使用這些數值的電路被構建和測試，以與一測得之0.936的功率因數來確認計算的正確性。對於一般電轉換電路得到的0.3至0.6的功率因數值，前述功率因數值展現了顯著的提升。需要強調的是，本裝置並未受限於上述的供給電壓。相反地，本裝置可施加的最大供給電壓僅受限於所使用的開關元件的額定值。
圖7顯示三個測試結果的比較，每個測試結果來自不同的電路配置，呈現相對於圖1中的裝置，在電流諧波上可能的改善：圖7a顯示圖1之電裝置的實際輸入電流諧波的測試結果，圖1的電裝置具有660μF的平滑電容14和36Ω的電阻性負載28。
圖7b顯示圖3之電裝置的實際輸入電流諧波的測試結果，圖3的電裝置具有660μF的切換式電容18和36Ω的電阻性負載28。此圖顯示出相對於圖7a，使用一個切換式電容在電流諧波和功率因數上的改善。
圖7c顯示圖3之電裝置的實際輸入電流諧波的測試結 果，圖3的電裝置具有68μF的切換式電容18和36Ω的電阻性負載28。此圖顯示出相對於圖7b，使用一個較小電容值的切換式電容18在電流諧波和功率因數上的改善。
圖7中顯示的所有測試結果，其負載28均相同。
本發明之配置的優勢在於其能實現功率因數的顯著增加，且能抑制電流諧波的產生。這些效果不需要將開關整合到供應至負載28的電流裡，便可達成。因此，當本發明使用於將開關進行整合而可能會產生問題的中或高功率的應用時，具有特別的優勢。雖然本發明的優勢不需要將開關整合到電源中就能實現，但必要時，本發明還是可以結合使用此種電源。
應理解的是，門檻位準26的選擇某種程度上取決於本發明的應用，但門檻位準26也會影響電容18的尺寸。門檻位準26越高，需要越大尺寸的電容18，而較低的門檻位準26需要較小尺寸的電容18。
圖8顯示圖3之電路的改良。圖8所顯示的電路中，一監測電路32用來監測電源12，監測電路32的輸出供給至控制單元22並用於控制開關20的操作。透過使用此種配置，可以改變門檻位準26的大小，例如回應監測電路32所偵測之電源的12變化。因此，此種配置允許動態的控制門檻位準26，從而控制作為一整體之裝置的操作，例如使功率因數或功率通量達到最大化。當負載並非固定及/或不是純電阻性的，此配置就會是獨特的優勢。
雖然圖8顯示監測電路32是用來監測電源12，但應理解的是，它可額外地或者是也能夠監測整流器的輸出，以及用於適當門檻位準26的測定，及/或用於開關20的控制。
圖9顯示圖8電路的改良。在圖9的配置中，一電感34或其他能量儲存裝置係連接至電容18，同時一飛輪二極體(freewheeling diode)36跨接於電容18並與電感34串聯。圖9的配置係以如前文所述大致上相同的方式操作。即：在模式1中，橋式整流器10的輸出滿足負載28(圖9所表示的電阻28)，且將開關20a閉合使得電容18進行充電。在圖9的實施例中，此模式也會將能量儲存於電感34。在此模式下開關20b係斷開。圖10a顯示模式1中等效的電路操作。模式1因此將能量儲存於一個或多個能量儲存裝置裡。
在模式2中，橋式整流器10的輸出持續滿足負載28，但是開關20a及20b皆被斷開，以便電容18保持在充電的狀態。在圖9的實施例中，於此模式下，電感的能量被部分地或完全地轉移至電容。圖10b顯示在模式2中等效的電路操作。
在模式3中，將開關20b閉合，使得電容18進行放電以滿足負載28。在圖9的實施例中，除了來自電容的能量，來自電感的儲存能量也能被用來供應負載。在此模式下，開關20a仍然保持斷開。圖10c顯示在模式3中等效的電路操作。
如圖11所示，圖9的配置可能導致模式3之負載28的跨電位超過交流電源的尖峰電位。或者是，使用適當尺寸的電感34，能量的傳遞速率可被設計為儲存元件中有較少的能量，從而導致模式3中的尖峰電位小於交流電的尖峰電位。
發明人認為圖9的配置特別地適合與高頻電源一同使用，例如飛機上使用的高頻電源，因為較高的頻率允許使用較小的電感。
依據本發明又一實施例的一電轉換電路配置係顯示於圖12。圖12的電路相似於圖9的電路，但是顯示於圖9的飛輪二極體36被省略且由另一開關裝置38予以替代，同樣由控制配置22操作。圖12之配置的操作大致上與參照圖9所述的上文相同，除了開關38是由控制配置22所控制，以便在模式1中斷開以及在模式2和模式3中閉合，從而以大致上與圖9配置的飛輪二極體36相同的方式操作。
依據本發明又一實施例的一電轉換電路配置係顯示於圖13。在圖13的配置中，一直流-直流轉換器40係並聯的連接於整流器10的輸出10b，並且也與切換式電容線路16並聯。該直流-直流轉換器40的設置目的在於協助整流器輸出電壓的穩定，藉以維持輸出到負載28的電壓為一平穩的直流電壓。根據直流-直流轉換器40的拓撲結構，負載兩端的平穩直流輸出可大於或小於門檻位準26。
圖14顯示兩測試結果的比較，顯示圖13之裝置相較於圖1之裝置在電流諧波上可能的改善：圖14a顯示圖1的電裝置的實際輸入電流諧波的測試結果，圖1的電裝置具有一660μF平滑電容以及一連接至整流器10的輸出10b和供給給負載28的直流-直流轉換器。
圖14b顯示圖13的電裝置的實際輸入電流諧波的測試結果，圖13的電裝置具有一68μF的切換式電容18和一與圖14a相同的負載28。用於圖14a所示之測試的直流-直流轉換器與圖13中的直流-直流轉換器40相同。圖14b顯示電流諧波和功率因數相對於圖14a的改進。
顯示於圖14的測試的負載28都是相同的，且由一運行Linux操作系統同時進行一嚴格壓力測試的筆記型電腦所組成。兩測試 所使用的直流-直流轉換器的輸出設定為19V。
雖然圖9、圖12和圖13的電路皆使用圖8所示之改良，但應理解的是，基於包括圖9、圖12和圖13的變化，以及基於圖3的電路的實施例也都是可能的。
雖然本發明的特定實施例係參照附圖描述於前文，但應理解的是，在不背離本發明隨附之申請專利範圍所定義的範圍內所為之修改或變更的寬廣範圍都是本發明的範疇。
要感謝的是，與本申請案相關之標的的開發工作，尤其是圖8到圖13顯示的實施例，以及本發明的測試，都是由英國艾維布里奇(Ivybridge)的Fairford Electronics公司的友善協助，協同完成。

Claims (13)

  1. 一種電轉換裝置，包含：一橋式整流器，具有一輸入側及一輸出側；一切換式電容線路，並聯於該橋式整流器之該輸出側，該切換式電容線路包含相互串聯之一電容以及一開關，該開關控制該橋式整流器之該輸出側與該電容之一端點之間的電性接觸，使該開關控制該電容的充電及放電；以及一控制配置，以控制該開關之作動；其中，該開關為一雙向開關，該控制配置之操作係使當該橋式整流器之一輸出電壓高於一門檻位準且持續上升期間，該開關被閉合以使該電容充電且該橋式整流器之該輸出電壓滿足一負載；當該橋式整流器之該輸出電壓高於該門檻位準且逐漸下降期間，該開關被斷開以使該電容與該負載絕緣，而該橋式整流器之該輸出電壓仍然滿足該負載；以及當該橋式整流器之該輸出電壓低於該門檻位準期間，該開關被閉合以使該電容的放電滿足該負載。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之電轉換裝置，其中該門檻位準是固定的。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之電轉換裝置，其中該門檻位準是變動的。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之電轉換裝置，更包含一監測配置，用以監測供給至該輸入側之一電源及/或該輸出側之一輸出，其中該門檻位準係回應該監測配置之操作而被動態地控制。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之電轉換裝置，更包含與該電容串聯設置的一額外的能量儲存元件。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之電轉換裝置，更包含一串聯連接於該能量儲存元件的飛輪二極體。
  7. 如申請專利範圍第5項所述之電轉換裝置，其中該能量儲存元件包含一電感。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之電轉換裝置，更包含一直流對直流轉換器，以提供一穩定的直流輸出波形。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之電轉換裝置，其中該雙向開關包含一對並聯設置且方向相反的單向開關。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之電轉換裝置，其中各該單向開關包含一合適的開關裝置，諸如，但不限於一金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或一絕緣閘雙極電晶體(IGBT)。
  11. 一種電轉換方法，包含提供並聯於一橋式整流器之一輸出側的一切換式電容線路，該切換式電容線路包含相互串聯之一電容以及一開關，該開關控制該橋式整流器之該輸出側與該電容之一端點之間的電性接觸，使該開關能夠控制該電容的充電及放電，其中該開關包含一雙向開關且其操作係使當該橋式整流器之一輸出電壓高於一門檻位準且持續上升期間，該開關被閉合以使該電容進行充電且該橋式整流器之該輸出電壓滿足一負載；當該橋式整流器之該輸出電壓高於該門檻位準且逐漸下降期間，該開關被斷開以使該電容與該負載絕緣，而該橋式整流器之該輸出電壓仍然滿足該負載；以及當該橋式整流器之該輸出電壓低於該門檻位準期間，該開關被閉合以使該電容的放電滿足該負載。
  12. 如申請專利範圍第11項所述之電轉換方法，更包含交流輸入及/或直流輸出的測量，以動態地產生用以控制該開關的該門檻位準。
  13. 如申請專利範圍第11項所述之電轉換方法，其中該切換式電容線路及該橋式整流器形成申請專利範圍第1項至第10項中任一項所述之電轉換裝置的一部分。
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