JP5942226B2 - 通信システム、それに用いられる送信器と受信器、及び通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、送信器から無線送信される信号を受信器により受信する通信システム、それに用いられる送信器と受信器、及び通信方法に関する。

一般的な無線通信は、送信器と受信器が互いに異なるクロックで動作しているため、非同期通信となる。そのため、受信器は、送信器からのベースバンド信号をいずれのタイミングで受信しても対応可能なように、受信したベースバンド信号を１シンボルにつき複数のタイミングでサンプリングするオーバサンプリングをし、シンボルを検出できるタイミングを抽出する。この抽出処理は、シンボル同期処理と称される。また、通信の基本単位であるフレームを認識するのに、フレーム中のヘッダ又はデータ等の始まりを識別する必要がある。この識別処理は、フレーム同期処理と称される。

従来のシンボル同期確立の手法としては、ゼロクロス検出方法が広く知られている。このゼロクロス検出方法においては、ベースバンド信号の先頭に、１と０とを交互に繰り返すプリアンブル（１０１０１０…と続く信号）が配置されている。受信器において、このベースバンド信号はオーバサンプリングされ、プリアンブルの符号反転タイミング、すなわち、ゼロクロスのタイミングが読み取られる。そして、その読み取られたゼロクロスのタイミングに基づいて、シンボルの正確な検出が可能なサンプリングタイミングが求められ、そのサンプリングタイミングがシンボル同期タイミングに設定される。例えば、ゼロクロスと次のゼロクロスの中間に最も近いサンプリングタイミングがシンボル同期タイミングに設定される。

次に、シンボル同期の取れたベースバンド信号について、従来のフレーム同期を確立する手法を図３７に示す。元々、シンボル同期確立処理において、ベースバンド信号をオーバサンプリングして得た値、すなわち、ベースバンド信号のサンプル値は量子化されているとする。従来のフレーム同期を確立する手法では、シンボル同期タイミングに設定されたサンプリングタイミングのサンプル値列について、上記のように量子化された値が、２値化閾値を基準に弁別され、２値に置き換えられる（Ｓ１０１）。そして、そのサンプル値列と、同じく２値である既知のユニークワードとの相関値が算出される（Ｓ１０２）。そして、その算出された相関値が予め設定された相関閾値以上であれば（Ｓ１０３でＹｅｓ）、上記サンプル値列とユニークワードとが一致したと判断され、それらが一致したタイミングがフレーム同期タイミングに設定される。そのようにしてフレーム同期が確立される（Ｓ１０４）。

ところで、無線通信システムにおいては、マルチパスフェージングに起因する受信信号のシンボル間干渉が課題の一つとして挙げられる。この干渉は、図３８に示されるように、送信信号が、複数の異なる経路（マルチパス）を経て各々異なる遅延時間を持って受信アンテナに到来し、それらが受信アンテナで足し合わされることに因る。マルチパス環境では、送信アンテナから直接到来する直接波と障害物で反射された間接波とが受信アンテナに入力されたり、直接波が無く複数の経路を経た複数の間接波のみが受信アンテナに伝わったりする。

このような現象が生じた場合、受信信号波形が歪んでしまうことがある。受信信号波形は、信号の伝送速度が速いほど、歪み易い傾向にある。その理由について、図３９を用いて説明する。同図に示されるように、信号の伝送速度が速いと、信号のシンボル長が短くなることから、シンボル長に対する上記遅延時間の相対的な比率は高くなる。そのため、例えば、異なる経路を経た２つ信号があり、一方の信号に対し、他方の信号がマルチパスフェージングに因り遅延し、信号のシンボル長が遅延時間に近い場合、一方の信号の１番目のシンボルと、他方の信号の０番目のシンボルとの重なり部分が長くなる。その結果、シンボル長に対する受信信号波形の歪みが相対的に大きくなってしまう。同図では、２つの信号だけを取り上げたが、実際には、遅延量の異なる多数のマルチパルス信号が足し合わされるので、上記の歪みはさらに大きくなり得る。このように歪みが大きくなると、上記のシンボル同期確立処理において、本来のゼロクロスのタイミングを検出できず、従って、安定したシンボル同期が得られないという問題が生じ、その結果、上述したフレーム同期確立処理の同期精度にも影響が及ぶことがある。

そこで、マルチパスフェージングの影響を解消する代表的な方策としては、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）等のマルチキャリア伝送技術（例えば、特許文献１を参照）がある。これは、伝送する情報を分割して複数のキャリア（サブキャリア）で並列に送信し各キャリアの伝送速度を落とすことにより、通信速度を維持しつつもマルチパスフェージングの影響を低減することを可能にした技術である。この技術では、各キャリアの伝送速度を遅くすることによりシンボル長が長くされ、図４０に示されるように、マルチパスフェージングに起因するシンボルあたりの遅延がシンボル長よりも相対的に十分に短くされる。従って、マルチパスフェージングの影響を受けたとしても、シンボル長に対する受信信号波形の歪みが相対的に小さくなり、従って、シンボル同期が確立し易くなり、結果として、フレーム同期も安定して確立することができる。

特開２０１０−１０３９００号公報

しかしながら、マルチキャリア伝送では、フーリエ逆変換及びフーリエ変換により周波数軸と時間軸とを変換して処理する複雑な構成が必要になる。そのため、マルチキャリア伝送技術を用いた通信システムでは、コストが高くなってしまい、また、回路規模が増大して回路の小型化が難しい、という欠点もある。

そこで、マルチキャリアの技術を用いずに、シングルキャリアによってマルチパスフェージングに因る波形歪みの影響を低減する方法として、伝送速度を低くする技法があるが、この技法では通信速度が遅くなってしまう。そのため、プリアンブルのみの伝送速度を、通信対象であるデータの伝送速度よりも低くする技法が考えられる。しかしながら、この技法では、プリアンブルから、データのシンボルを正確に検出可能なサンプリングタイミングを求めることは困難である。従って、正確なシンボル同期は難しく、フレーム同期の精度は低下してしまう。

本発明は、この問題を解決するためになされたものである。本発明は、マルチパスフェージング環境下においても、低コストでかつ小規模の回路により同期を高精度に確立できる通信システム、それに用いられる送信器と受信器、及び通信方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明の通信システムは、
送信対象のデータよりも伝送速度が低い第１の同期用ビット列を生成する低速ビット列生成部と、
前記データと伝送速度が同じ第２の同期用ビット列を生成するビット列生成部と、
前記第１の同期用ビット列、前記第２の同期用ビット列、及び前記データをフレーム化して変調することによりベースバンド信号を生成し、前記ベースバンド信号をアップコンバートしてＲＦ信号に変換し、前記ＲＦ信号を無線送信する無線送信部と、
を有する送信器と、
前記無線送信部により無線送信されたＲＦ信号を受信してダウンコンバートすることによりベースバンド信号を抽出する無線受信部と、
前記無線受信部により抽出されたベースバンド信号を、前記データの１シンボルを複数のサンプリングタイミングでサンプリングし、かつＭ（Ｍ：２以上の整数）ビットで量子化するオーバサンプリング部と、
前記オーバサンプリング部により量子化されたベースバンド信号を検波する検波部と、
前記検波部により検波されたベースバンド信号中の前記第１の同期用ビット列を検出し、その検出結果に基づいて、前記ベースバンド信号中の前記第２の同期用ビット列が存在する範囲を予測する低速ビット列検出部と、
前記低速ビット列検出部による予測範囲内の前記ベースバンド信号のサンプル値列について、検波されたサンプル値を２値に置き換えることなく、そのままの値で用いて、前記サンプル値列と予め記憶している既知の前記第２の同期用ビット列との相関値を前記サンプリングタイミング毎に算出し、その算出された相関値に基づいてシンボル同期とフレーム同期とを確立する同期確立部と、
を有する受信器と、
を備えたことを特徴とする。

前記同期確立部は、前記複数のサンプリングタイミングの前記相関値をそれぞれ算出する複数の相関値算出部を有し、前記複数の相関値算出部は、前記相関値の算出処理を並列的に実行することが好ましい。

前記無線送信部は、前記第２の同期用ビット列を、前記サンプリングタイミングの数以上の回数、連続して送信し、前記同期確立部は、前記予測範囲内で、前記相関値を算出するサンプリングタイミングを、前記第２の同期用ビット列の長さ毎に順に切り替えるタイミング設定部を有することが好ましい。

前記同期確立部は、前記サンプリングタイミング毎に前記相関値が最大値となり前記予測範囲内の最大値候補となるタイミングを検出し、それらのタイミング間隔を計測するタイミング間隔検出部をさらに有し、前記タイミング間隔検出部により計測されたタイミング間隔が規定範囲内でない場合、本来とは異なるタイミングで前記相関値が最大となったサンプリングタイミングの該最大値を前記予測範囲内の最大値候補から除外し、残った前記最大値候補の中で最も大きい最大値候補のサンプリングタイミングをシンボル同期タイミングに設定し、その最大値が得られたタイミングをフレーム同期タイミングに設定することが好ましい。

前記サンプリングタイミングの数をｎとし、ｎ＝ｍ×ｐ（ｍ、ｐ：２以上の整数）とした場合、前記無線送信部は、前記第２の同期用ビット列を、ｍ以上の回数、連続して送信し、前記同期確立部は、前記予測範囲内でｐ個のサンプリングタイミングの前記相関値をそれぞれ算出し該相関値の算出処理を並列的に実行するｐ個の相関値算出部と、前記ｐ個の相関値算出部により前記相関値が算出されるサンプリングタイミングを、前記予測範囲内で前記第２の同期用ビット列の長さ毎に順に切り替えるタイミング設定部を有することが好ましい。

前記同期確立部は、前記相関値が前記予測範囲内で最大となったサンプリングタイミングをシンボル同期タイミングに設定し、該相関値が前記予測範囲内で最大となったタイミングをフレーム同期タイミングに設定することが好ましい。

前記同期確立部は、前記相関値が相関閾値以上であれば、その相関値のサンプリングタイミングをシンボル同期タイミングに設定し、該相関値が相関閾値以上となったタイミングをフレーム同期タイミングに設定することが好ましい。

前記同期確立部は、前記相関値が相関閾値以上であり、かつ前記予測範囲内で最大となったサンプリングタイミングをシンボル同期タイミングに設定し、該相関値が相関閾値以上であって前記予測範囲内で最大となったタイミングをフレーム同期タイミングに設定することが好ましい。

前記同期確立部は、前記相関値の算出処理において、前記サンプル値列と前記第２の同期用ビット列とについて、時系列順で互いに同じ順番のサンプル値とビットの値とを乗算し、それらの乗算結果を、１つのレジスタを用いて累積加算することが好ましい。

本発明の通信方法は、
送信対象のデータよりも伝送速度が低い第１の同期用ビット列を生成する低速ビット列生成ステップと、
前記データと伝送速度が同じ第２の同期用ビット列を生成するビット列生成ステップと、
前記第１の同期用ビット列、前記第２の同期用ビット列、及び前記データをフレーム化して変調することによりベースバンド信号を生成し、前記ベースバンド信号をアップコンバートしてＲＦ信号に変換し、前記ＲＦ信号を無線送信する無線送信ステップと、
を有する送信ステップと、
前記無線送信ステップにより無線送信されたＲＦ信号を受信してダウンコンバートすることによりベースバンド信号を抽出する無線受信ステップと、
前記無線受信ステップにより抽出されたベースバンド信号を前記データの１シンボルを複数のサンプリングタイミングでサンプリングし、かつＭ（Ｍ：２以上の整数）ビットで量子化するオーバサンプリングステップと、
前記オーバサンプリングステップにより量子化されたベースバンド信号を検波する検波ステップと、
前記検波ステップにより検波されたベースバンド信号中の前記第１の同期用ビット列を検出し、その検出結果に基づいて、前記ベースバンド信号中の前記第２の同期用ビット列が存在する範囲を予測する低速ビット列検出ステップと、
前記低速ビット列検出ステップによる予測範囲内の前記ベースバンド信号のサンプル値列について、検波されたサンプル値を２値に置き換えることなく、そのままの値で用いて、前記サンプル値列と予め記憶している既知の前記第２の同期用ビット列との相関値を前記サンプリングタイミング毎に算出し、その算出された相関値に基づいてシンボル同期とフレーム同期とを確立する同期確立ステップと、
を有する受信ステップと、
を含むことを特徴とする。

本発明によれば、マルチパスフェージングによるシンボル間干渉の影響を受け難い第１の同期用ビット列に基づいて第２の同期用ビット列の存在する範囲が予測されるので、第２の同期用ビット列の検出の正確さが増す。従って、その予測範囲内の信号に基づいて同期を確立しようとすることで同期確立精度を向上できる。また、同期確立精度の向上に必要な処理は、ＯＦＤＭ方式等のマルチキャリア技術と比べて簡単で済み、その結果、回路規模を小さくすることができ、また、回路の低コスト化を図ることができる。しかも、予測範囲内の信号のサンプル値列について、サンプル値はそのままの値で用いられ、相関値が算出される。従って、マルチパスフェージングの影響により受信信号波形が歪んだとしても、従来のようにサンプル値を２値化してから相関値を算出する場合と比べ２値化時の丸め込みによる相関値の誤差が無くなる。そのため、その相関値に基づいてなされる同期確立の精度をさらに向上することができる。

本発明の一実施形態に係る通信システムのブロック図。 上記通信システムのベースバンド信号のフレーム構成図。 上記通信システムの受信器によるユニークワード及びデータへのサンプリングタイミングを示す図。 上記受信器による低速ユニークワード及びユニークワードへのサンプリングタイミングを示す図。 上記受信器の低速ユニークワード検出回路のブロック図。 上記受信器の同期確立回路のブロック図。 上記低速ユニークワード検出回路の相関値算出方法を示す図。 上記同期確立回路の相関値算出方法を示す図。 上記通信システムの送信器におけるベースバンド信号の送信処理のフローチャート。 上記受信器におけるベースバンド信号の受信処理のフローチャート。 上記同期確立回路におけるベースバンド信号への同期確立処理のフローチャート。 上記受信器における受信信号に対する相関値の変動を示す図。 （ａ）乃至（ｄ）は上記同期確立回路の相関値算出手法について説明するための図。 （ａ）乃至（ｄ）は上記同期確立回路の相関値算出手法について説明するための別の図。 上記実施形態の第１の変形例に係る通信システムの受信器における受信信号に対する相関値の変動を示す図。 本変形例の比較例に係る通信システムの受信器における受信信号に対する相関値の変動を示す図。 上記実施形態の第２の変形例に係る通信システムの同期確立回路のブロック図。 上記同期確立回路における複数のサンプリングタイミングの相関値算出処理の概念図。 上記同期確立回路におけるベースバンド信号への同期確立処理のフローチャート。 上記実施形態の第３の変形例に係る通信システムのベースバンド信号のフレーム構成図。 上記通信システムの同期確立回路のブロック図。 上記同期確立回路におけるベースバンド信号への同期確立処理のフローチャート。 上記同期確立回路における相関値算出対象のサンプリングタイミングを順次切り替えたときにサンプリングタイミング毎に相関値が正しいタイミングで最大となった場合のタイミング間隔を示す図。 上記同期確立回路における相関値算出対象のサンプリングタイミングを順次切り替えたときに相関値が誤ったタイミングで最大となった場合のタイミング間隔を示す図。 上記実施形態の第４の変形例に係る通信システムの同期確立回路のブロック図。 上記同期確立回路におけるベースバンド信号への同期確立処理のフローチャート。 上記実施形態の第５の変形例に係る通信システムの同期確立回路のブロック図。 上記通信システムのベースバンド信号のフレーム構成図。 上記実施形態の第６の変形例に係る通信システムの同期確立回路のブロック図。 上記同期確立回路におけるベースバンド信号への同期確立処理のフローチャート。 上記同期確立回路により同期が確立される場合の相関値変動を示す図。 上記同期確立回路により同期が確立されない場合の相関値変動を示す図。 上記実施形態の第７の変形例に係る通信システムの同期確立回路のブロック図。 上記同期確立回路におけるベースバンド信号への同期確立処理のフローチャート。 上記同期確立回路により同期が確立される場合の相関値変動を示す図。 上記実施形態の第８の変形例の通信システムにおける相関値算出方法を説明するための図。 従来のフレーム同期処理のフローチャート。 マルチパスフェージングが通信に与える影響について説明するための図。 伝送速度の速い信号がマルチパスに起因して遅延したときの受信器による受信信号を示す図。 伝送速度の遅い信号がマルチパスに起因して遅延したときの受信器による受信信号を示す図。

図１は、本発明の一実施形態に係る通信システムの構成を示す。その通信システム１は、無線方式で通信する送信器２と受信器３とにより構成される。送信器２は、送信対象のデータを変調してシンボル列を生成し、そのシンボル列で構成されるベースバンド信号をアップコンバートしてＲＦ信号に変換し、そのＲＦ信号を無線送信する。ベースバンド信号は、所定データ長のフレーム単位で伝送される。フレームのデータ長は、複数パターンあってもよい。受信器３は、送信器２から送信されたＲＦ信号を受信し、その受信されたＲＦ信号をダウンコンバートすることによりベースバンド信号を取得し、その取得したベースバンド信号を検波し、データを読み取る。

ところで、送信器２と受信器３との間の通信は無線式であることから、当初、受信器３は、送信器２から信号が送信されるタイミングを知得できておらず、非同期の状態にある。そのため、受信器３においてベースバンド信号からデータを読み取るためには、ベースバンド信号を検波するだけでなく、送信器２と受信器３との間でシンボル同期及びフレーム同期を確立する必要がある。

そこで、本実施形態では、図２に示されるように、フレームＦ１の先頭に同期確立用の低速ユニークワードＵ１（第１の同期用ビット列）及びユニークワードＵ２（第２の同期用ビット列）が付加されている。低速ユニークワードＵ１は、伝送速度がデータＤ１よりも低くなるように設定され、ユニークワードＵ２は、伝送速度がデータＤ１と略同じとなるように設定されている。低速ユニークワードＵ１は、ユニークワードＵ２と比べると、伝送速度が低く、シンボル長が長い。送信器２は、低速ユニークワードＵ１、ユニークワードＵ２及び送信対象のデータＤ１をフレーム化して変調し、ベースバンド信号とする。低速ユニークワードＵ１及びユニークワードＵ２は、図示のように０と１とを交互に繰り返す信号に限定されない。受信器３は、ベースバンド信号を検波し、その検波したベースバンド信号中の低速ユニークワードＵ１を検出し、その検出結果に基づいて、ベースバンド信号中のユニークワードＵ２が存在する範囲を予測する。そして、受信器３は、その予測した範囲内に存在するベースバンド信号と予め記憶している既知のユニークワードＵ２との相関値に基づいてシンボル同期とフレーム同期とを確立する。以下、単に同期と称する場合は、シンボル同期及びフレーム同期を総じて指すものとする。以下、図１の説明に戻るが、適宜、図２を再び参照する。

送信器２は、低速ユニークワードＵ１を生成する低速ユニークワード生成回路２１（低速ビット列生成部）と、ユニークワードＵ２を生成するユニークワード生成回路２２（ビット列生成部）と、送信回路２３（無線送信部）とを有する。低速ユニークワード生成回路２１は、低速ユニークワードＵ１の伝送速度をデータＤ１の伝送速度の１／ｋ（ｋ：１よりも大きい数）に設定する。この設定により、低速ユニークワードＵ１のシンボル周波数はデータＤ１のシンボル周波数の１／ｋ倍とされ、低速ユニークワードＵ１のシンボル長はデータＤ１のシンボル長のｋ倍とされる。シンボル周波数は、１秒間に伝送されるシンボルの数のことである。すなわち、伝送速度が低く設定されることにより、シンボル周波数が低くなり、一方、伝送速度が高く設定されることにより、シンボル周波数が高くなる。ユニークワード生成回路２２は、ユニークワードＵ２の伝送速度をデータＤ１の伝送速度と略同じに設定するので、ユニークワードＵ２とデータＤ１との間でシンボル周波数及びシンボル長は互いに等しくなる。送信回路２３は、低速ユニークワードＵ１、ユニークワードＵ２及びデータＤ１をフレーム化し、それらを変調することによりベースバンド信号を生成する。また、送信回路２３は、そのベースバンド信号をアップコンバートしてＲＦ信号に変換し、そのＲＦ信号をアンテナ２４から受信器３に無線送信する。

受信器３は、送信回路２３により無線送信されたＲＦ信号を受信アンテナ３０を介して受信してダウンコンバートし、ベースバンド信号を取得する受信回路３１（無線受信部）を備える。また、受信器３は、受信回路３１により取得されたベースバンド信号をＡＤ変換するＡＤコンバータ３２（サンプリング部）を備える。さらに、受信器３は、ＡＤコンバータ３２を通過したベースバンド信号への同期を確立する同期回路３３と、同期回路３３により同期が確立されたベースバンド信号を処理する信号処理回路３４とを備える。

ＡＤコンバータ３２は、ベースバンド信号をＡＤ変換する際、ユニークワードＵ２及びデータＤ１のシンボル周波数よりも高いサンプリング周波数で、ベースバンド信号をオーバサンプリングする。そして、ＡＤコンバータ３２は、そのオーバサンプリングにより得られるベースバンド信号のサンプル値を、Ｍ（Ｍ：２以上の整数）ビットで量子化する。

ここで、ＡＤコンバータ３２のサンプリング処理について図３を参照して説明する。図３には、サンプリング対象がユニークワードＵ２である場合と、サンプリング対象がデータＤ１である場合を示す。これら２つの場合のサンプリング処理は共通する。ＡＤコンバータ３２は、ユニークワードＵ２及びデータＤ１の各々の１シンボルＳｂを複数のタイミングでサンプリング可能な複数のサンプリングタイミングでもって、ベースバンド信号Ｂ１全体をサンプリングする。詳しくは、ＡＤコンバータ３２は、ベースバンド信号Ｂ１の信号値を、１シンボルＳｂにつき、例えば４つのサンプリングタイミング（０）〜（３）でサンプリングする（４倍サンプリング）。それらのサンプリングタイミング（０）〜（３）は時間的に等間隔にずれており、４倍サンプリングの場合、その間隔はシンボルＳｂの周期の１／４であり、すなわち、ベースバンド信号Ｂ１がシンボルＳｂの周波数の４倍の周波数でサンプリングされる。１シンボルＳｂに対するサンプリングタイミングの数は、上記４つに限定されず、複数であればよい。本実施形態では、サンプリングタイミング（０）〜（３）の中から、シンボルＳｂの値を正確に捉え得るサンプリングタイミングが検出され、そのサンプリングタイミングがシンボル同期タイミングに設定され、それにより、シンボル同期が確立される。

図４に示されるように、低速ユニークワードＵ１のシンボル長Ｔ１はデータＤ１及びユニークワードＵ２のシンボル長Ｔ２のｋ倍である。従って、上述した４倍サンプリング処理により、低速ユニークワードＵ１は、１シンボルにつき４×ｋ個のサンプリングタイミングでサンプリングされる。なお、低速ユニークワードＵ１及びユニークワードＵ２は、図示されたビット数に限定されない。以下、図１の説明に戻る。

同期回路３３は、受信回路３１により受信されたベースバンド信号を検波する検波回路３５（検波部）と、検波回路３５により検波されたベースバンド信号中の低速ユニークワードＵ１を検出する低速ユニークワード検出回路３６（低速ビット列検出部）とを有する。検波回路３５は、ＡＤコンバータ３２により量子化されたベースバンド信号のサンプル値列を遅延検波等により検波（復号）する。低速ユニークワード検出回路３６は、低速ユニークワードＵ１の検出結果に基づいて、ベースバンド信号におけるユニークワードＵ２が存在する範囲を予測する。また、同期回路３３は、低速ユニークワード検出回路３６により予測された範囲内に存在するベースバンド信号と予め記憶している既知のユニークワードＵ２との相関値を算出する同期確立回路３７（同期確立部）を有する。同期確立回路３７は、その算出された相関値に基づいてシンボル同期及びフレーム同期を確立する。

図５は、低速ユニークワード検出回路３６の構成を示す。低速ユニークワード検出回路３６は、ビット列抽出回路（以下、抽出回路という）３６ａ、記憶回路３６ｂ、相関値算出回路（以下、算出回路という）３６ｃ、閾値設定回路３６ｄ、比較回路３６ｅ及び予測回路３６ｆを有する。

抽出回路３６ａは、検波回路３５により検波されたサンプル値列から、４×ｋ個のサンプリングタイミングのサンプル値列をサンプリングタイミング毎に抽出する。その抽出されるサンプル値列のサンプル値の数は、低速ユニークワードＵ１のビット数と同じ数に設定されている。記憶回路３６ｂは、既知の低速ユニークワードＵ１のビット列を予め記憶している。

算出回路３６ｃは、抽出回路３６ａにより抽出されたサンプル値列と、記憶回路３６ｂに予め記憶されている低速ユニークワードＵ１のビット列との相関値をサンプリングタイミング毎に算出する。算出回路３６ｃは、抽出回路３６ａにより抽出されたサンプル値列と、記憶回路３６ｂに記憶されている低速ユニークワードＵ１とにおいて、時系列順で同じ順番のサンプル値とビット値とを乗算し、それらの乗算結果の総和を算出し相関値とする。このとき、実際の演算においては、サンプル値列と低速ユニークワードＵ１との乗算に相当する信号処理が実行される。算出回路３６ｃにより算出される相関値は、抽出回路３６ａにより抽出されるサンプル値列が低速ユニークワードＵ１のビット列に近づくほど、高くなる。記憶回路３６ｂに予め記憶されている低速ユニークワードＵ１の各ビットの値は、０又は１の２値で構成される理想値である。この２値の０と１とは、それぞれ、算出回路３６ｃにおける所定の信号処理にて、絶対値が同じで正負の符号が異なる２値、例えば−１と＋１と同じ扱いになるように変換される。この変換処理のなされた値がビットの値として算出回路３６ｃによる相関値算出処理に用いられる。

閾値設定回路３６ｄは、不図示の操作部又はインタフェース部からの入力に基づき、相関値の閾値を予め設定している。その設定された閾値（以下、第１設定閾値という）は、取り得る最大の相関値（理想相関値）の絶対値に１以下の係数、例えば０．７を乗じた値となるように信号処理で制御される。第１設定閾値をそのような値とする理由は、受信信号波形が歪んで相関値が小さくなったとしても、第１設定閾値は、低速ユニークワードＵ１の相関値とノイズの相関値との区別が可能なレベルであれば、理想相関値と完全に一致していなくてもよいからである。比較回路３６ｅは、算出回路３６ｃにより算出された相関値と第１設定閾値とをサンプリングタイミング毎に比較し、その算出された相関値が第１設定閾値以上であるか否かを判断する。比較回路３６ｅにより、相関値が第１設定閾値以上であると判断されたとき、予測回路３６ｆは、低速ユニークワードＵ１が検出されたと認識し、ベースバンド信号中のユニークワードＵ２が存在する範囲を予測する。

図６は、同期確立回路３７の構成を示す。同期確立回路３７は、ビット列抽出回路（以下、抽出回路という）３７ａ、記憶回路３７ｂ、相関値算出回路（以下、算出回路という）３７ｃ、最大値抽出回路（以下、抽出回路という）３７ｄ、同期検出回路３７ｅ及び同期設定回路３７ｆを有する。

抽出回路３７ａは、予測回路３６ｆによる予測範囲内のベースバンド信号のサンプル値列から、各サンプリングタイミング（０）〜（３）のサンプル値列をサンプリングタイミング毎に抽出する。その抽出されるサンプル値列のサンプル値数は、ユニークワードＵ２のビット数と同じである。記憶回路３７ｂは、既知のユニークワードＵ２を予め記憶している。

ところで、抽出回路３７ａにより抽出される各サンプリングタイミング（０）〜（３）のサンプル値列は、サンプリングタイミング毎に、ユニークワードＵ２を１シンボルにつき１回サンプリングして得たサンプル値列である。算出回路３７ｃは、それらのサンプル値列と、記憶回路３７ｂに予め記憶されているユニークワードＵ２のビット列との相関値をサンプリングタイミング毎に算出する。この算出処理において、算出回路３７ｃは、上記サンプル値列とユニークワードＵ２とにおいて、時系列順で同じ順番のサンプル値とビット値とを乗算し、それらの乗算結果の総和を算出して相関値とする。このとき、実際の演算においては、上記サンプル値列とユニークワードＵ２との乗算に相当する信号処理が実行される。算出回路３７ｃにより算出される相関値は、上記サンプル値列がユニークワードＵ２に近いほど、高くなる。記憶回路３７ｂに予め記憶されているユニークワードＵ２の各ビットの値は、０又は１の２値で構成される理想値である。この２値の０と１とは、それぞれ、算出回路３７ｃにおける所定の信号処理にて、絶対値が同じで正負の符号が異なる２値、例えば−１と＋１と同じ扱いになるように変換される。この変換処理のなされた値がビットの値として算出回路３７ｃによる相関値算出処理に用いられる。

抽出回路３７ｄは、算出回路３７ｃにより算出された相関値のうち、予測回路３６ｆによる予測範囲内で最大となった相関値を抽出する。同期検出回路３７ｅは、抽出回路３７ｄにより抽出された相関値のサンプリングタイミングをシンボル同期タイミングとして検出する。また、同期検出回路３７ｅは、相関値が上記予測範囲内で最大となったタイミングをフレーム同期タイミングとして検出する。

同期設定回路３７ｆは、同期検出回路３７ｅによりシンボル同期タイミングとして検出されたサンプリングタイミングを、検波回路３５により検波されたベースバンド信号のシンボル同期タイミングに設定する。また、同期設定回路３７ｆは、同期検出回路３７ｅによりフレーム同期タイミングとして検出されたタイミングを、検波回路３５により検波されたベースバンド信号のフレーム同期タイミングに設定する。このようにして、同期設定回路３７ｆは、算出回路３７ｃにより算出された相関値に基づいてシンボル同期タイミング及びフレーム同期タイミングを設定し、同期を確立する。

同期設定回路３７ｆは、同期確立後、シンボル同期タイミングの検波後の各サンプル値を、検波後のベースバンド信号の各シンボル値として抜き出し、出力する。例えば、サンプリングタイミング（０）〜（３）のうち、サンプリングタイミング（１）がシンボル同期タイミングに設定された場合、同期設定回路３７ｆは、サンプリングタイミング（１）でサンプリングされる各サンプル値を、シンボル値として出力する。従って、同期設定回路３７ｆから出力される信号は、検波後のベースバンド信号をシンボル周波数の１倍の周波数でサンプリングしたサンプル値列（ベースバンド信号を１倍サンプリングしたサンプル値列）となる。同期設定回路３７ｆは、他のサンプリングタイミングのサンプル値列、すなわち、上記の例におけるサンプリングタイミング（０）、（２）、（３）のサンプル値列については出力しない。従って、同期設定回路３７ｆの出力に対する後段の処理は、１つのサンプリングタイミングに対してのみでよくなり、処理負荷が軽減される。

図７は、算出回路３６ｃによる相関値の算出手法を示す。算出回路３６ｃは、抽出回路３６ａにより抽出されたサンプル値列について、Ｍビットで量子化されているサンプル値を−１又は１の２値に置き換え、サンプル値列と低速ユニークワードＵ１との相関値を算出する。この算出処理においては、検波後のサンプル値を２値化により硬判定した結果が用いられる。本実施形態においては、上記算出処理で、回路規模縮小化のため硬判定を実施しているが、検波後のサンプル値を２値化せずにそのままの値で用いる軟判定であってもよい。低速ユニークワードＵ１は、図示のビット数に限定されない。

図８は、算出回路３７ｃによる相関値の算出手法を示す。算出回路３７ｃは、抽出回路３７ａにより抽出されたサンプル値列について、Ｍビットで量子化されているサンプル値を−１又は１の２値に置き換えることなく、そのままの値で用いて、サンプル値列とユニークワードＵ２のビット列との相関値を算出する。この算出処理では、検波後のサンプル値を軟判定することにより量子化された検波後のサンプル値がそのまま用いられることから、そのサンプル値が２値のいずれであるかについての確かさがそのまま用いられる。ユニークワードＵ２は、図示のビット数に限定されない。

次に、通信システム１における通信処理について、図１及び図２に加えて、図９及び図１０を参照して説明する。図９は、送信器２の各回路の連携による信号の送信ステップを示し、図１０は、受信器３の各回路の連携による受信ステップを示す。

図９に示されるように、低速ユニークワード生成回路２１は、低速ユニークワードＵ１を生成し（Ｓ１１；低速ビット列生成ステップ）、ユニークワード生成回路２２は、ユニークワードＵ２を生成する（Ｓ１２；ビット列生成部）。その後、送信回路２３は、低速ユニークワードＵ１、ユニークワードＵ２及びデータＤ１をフレーム化し、変調してベースバンド信号を生成する（Ｓ１３；無線送信ステップ）。そして、送信回路２３は、ベースバンド信号をアップコンバートしてＲＦ信号に変換し、そのＲＦ信号を無線送信する（Ｓ１４；無線送信ステップ）。その無線送信の際、低速ユニークワードＵ１、ユニークワードＵ２及びデータＤ１は、この順に送信される。

図１０に示されるように、受信回路３１は、ＲＦ信号を受信し、その受信したＲＦ信号をダウンコンバートして、ベースバンド信号を取得し（Ｓ２１；無線受信ステップ）、ＡＤコンバータ３２は、その取得されたベースバンド信号をＡＤ変換する（Ｓ２２）。検波回路３５は、そのＡＤ変換後のベースバンド信号を検波する（Ｓ２３；検波ステップ）。そして、低速ユニークワード検出回路３６が、Ｓ２３で検波されたベースバンド信号中の低速ユニークワードＵ１を検出したとする（Ｓ２４でＹｅｓ）。そのとき、低速ユニークワード検出回路３６は、その検出結果に基づいて、ベースバンド信号におけるユニークワードＵ２が存在する範囲を予測する（Ｓ２５；低速ビット列検出ステップ）。同期確立回路３７は、Ｓ２５による予測範囲内に存在するベースバンド信号とユニークワードＵ２のビット列との相関値を算出し、その算出された相関値に基づいてシンボル同期及びフレーム同期を確立する（Ｓ２６；同期確立ステップ）。

次に、同期確立回路３７の各回路の連携による同期確立処理について、図２、図３、図５及び図６に加えて、図１１を参照して説明する。図１１は、その同期確立処理の手順を示す。ここで、ユニークワードＵ２のビット数をＮとする。

抽出回路３７ａは、予測回路３６ｆによる予測範囲内のベースバンド信号のサンプル値列から、各サンプリングタイミング（０）〜（３）につき、Ｎビットのサンプル値列を順次抽出する（Ｓ３１）。算出回路３７ｃは、Ｓ３１で抽出されたサンプル値列と、記憶回路３７ｂに予め記憶されているユニークワードＵ２のビット列との相関値を算出する（Ｓ３２）。相関値の算出はサンプリングタイミング毎に実行される。

抽出回路３７ｄは、Ｓ３２で算出された相関値のうち、上記予測範囲内で最大となった相関値を抽出する（Ｓ３３）。同期検出回路３７ｅは、Ｓ３３で抽出された相関値のサンプリングタイミングをシンボル同期タイミングとして検出する。また、同期検出回路３７ｅは、相関値が上記予測範囲内で最大となったタイミングをフレーム同期タイミングとして検出する（Ｓ３４）。同期設定回路３７ｆは、検波回路３５による検波後のサンプル値列に対して、Ｓ３４で検出されたシンボル同期タイミング及びフレーム同期タイミングを設定し、同期を確立する（Ｓ３５；同期確立ステップ）。

本実施形態において、低速ユニークワードＵ１は、ユニークワードＵ２及びデータＤ１と比べて、伝送速度が遅く、シンボル長が長くなる。そのため、低速ユニークワードＵ１の受信信号波形がマルチパスフェージングに起因して歪んでしまったとしても、シンボル長に対する受信信号波形の歪みをユニークワードＵ２よりも相対的に小さくすることができる。従って、マルチパスフェージングによる低速ユニークワードＵ１への影響を少なくすることができる。その結果として、低速ユニークワードＵ１を正確に検出することができ、その検出に基づいて、ユニークワードＵ２が存在する範囲を予測することで、ユニークワードＵ２の検出の正確さが増す。従って、その予測範囲内のベースバンド信号と既知のユニークワードＵ２との相関値を基に同期を確立しようとすることで、図１２に示すように予測範囲Ａ１外で相関値が予測範囲Ａ１内の最大値Ｃ_ｍａｘと同じになっても、そのタイミングでの誤同期を防止できる。そのため、誤同期の確率を低減することができ、同期確立精度を向上させることができる。また、図１２では、フレームＦ１受信中の誤同期が防止される例を示したが、その例と同様に、フレームＦ１を受信していないときの雑音等に起因する誤同期も防止できる。また、同期確立精度の向上に必要な処理は、ＯＦＤＭ方式等のマルチキャリア技術と比べて簡単で済み、その結果、回路規模を小さくすることができ、また、回路の低コスト化を図ることができる。なお、予測範囲Ａ１は、ユニークワードＵ２全体が存在し得る範囲であるが、実際に相関値が最大となるは、ユニークワードＵ２を全て受信し終えたタイミングとなる。そのため、上記図１２では、予測範囲Ａ１を、ユニークワードＵ２の最後のシンボル付近に示す。

また、サンプリングタイミング（０）〜（３）のうち、いずれかのサンプリングタイミングの相関値が予測範囲Ａ１内で最大になれば、そのサンプリングタイミングがシンボル同期タイミングに設定される。そして、その相関値が最大になったタイミングがフレーム同期タイミングに設定される。従って、シンボル同期もフレーム同期も同時に確立することができ、それらの同期確立に必要な時間を短縮することができ、処理を高速化することができる。また、シンボル同期を確立するのに、ベースバンド信号の先頭に、１と０とを交互に繰り返す信号を配置してゼロクロスを検出する必要がなくなる。従って、１と０とを交互に繰り返す信号が不要になると共に、ゼロクロス検出回路を設けなくて済む。また、ノイズの影響により相関値が減少した場合であっても、同期を確立することができる。

また、検波後のベースバンド信号のサンプル値列において、サンプル値はＭビットで量子化されており、算出回路３７ｃにより、２値化されずにそのままの値で用いられ、相関値が算出される。従って、マルチパスフェージングに起因して受信ベースバンド信号波形が歪んだとしても、量子化されたサンプル値を２値に変換してから相関値を算出する場合と比べ、２値化時の丸め込みによる相関値の誤差が無くなる。従って、相関値に基づいてなされる同期確立の精度向上を図ることができる。また、同期確立の精度向上に必要な処理は、ＯＦＤＭ方式等のマルチキャリア技術と比べて簡単で済み、従って、回路規模を小さくすることができ、また、回路の低コスト化を図ることができる。

算出回路３７ｃの算出手法による効果をさらに説明する。その算出手法の比較対象として、サンプル値を、閾値を０として１又は−１の２値に置き換え、いわゆる硬判定をしてから算出した相関値の例を２つ、図１３（ａ）（ｂ）に示す。これらの例において、ユニークワードＵ２のビット列は１、−１、１の３ビット構成とする。ユニークワードＵ２の各ビットの値及びビット数はこれに限定されない。以下、サンプル値を２値に置き換えて相関値を算出する方法を２値化算出手法と呼ぶこととする。

図１３（ａ）は、抽出されたサンプル値列が、受信信号中のユニークワードＵ２のサンプル値列であって、例えば０．８、−０．３、−０．１である場合を示す。この例において、サンプル値−０．１は、理想値が１であり、理想値と比べて符号が反転しているが、閾値との差は０．１だけである。しかしながら、サンプル値−０．１は、０を閾値とした−１又は１への２値化により−１に丸め込まれて、閾値との差は１と見なされる。その結果、抽出されたサンプル値列の相関値は１．０になる。

一方、図１３（ｂ）は、抽出されたサンプル値列が、受信信号中のユニークワードＵ２ではない他の信号のサンプル値列であって、例えば０．８、−０．３、−０．７である場合を示す。この場合の相関値も１．０になる。

これらの結果に示されるように、２値化算出手法では、ユニークワードＵ２を受信したときの相関値と、他の信号を受信したときの相関値との差が小さくなることがあり、上記の例が示す通り、時には０になる。従って、受信信号においてユニークワードＵ２と他の信号とを識別し難いことがあり、誤同期の生じる虞がある。

これに対して、算出回路３７ｃの算出手法では、図１３（ａ）（ｂ）と同じ条件であっても、図１３（ｃ）（ｄ）に示されるように、相関値は、それぞれ、１．０、０．４となり、それぞれの場合の相関値の差が０．６になる。この結果に表されるように、本実施形態の演算手法では、ユニークワードＵ２を受信したときの相関値と、他の信号を受信したときの相関値との差が大きくなる。そのため、受信信号においてユニークワードＵ２と他の信号とを識別し易くなり、同期精度が高くなる。

ところで、２値化算出手法においては、図１４（ａ）（ｂ）に示されるように、サンプル値が例えば０．８、−０．３、０．１であっても、又は０．９、−０．９、０．９であっても、相関値は３．０になり、同じになる。相関値の第１設定閾値を例えば２．０とした場合、図１４（ａ）（ｂ）のサンプリングタイミングでは共に相関値が第１設定閾値以上となることから、いずれのサンプリングタイミングが良いかを判断できない。後者のサンプリングタイミングのサンプル値列の方がユニークワードＵ２に近いので、そのサンプル値列が抽出されたタイミングを同期タイミングに設定する方がより適切である。しかしながら、両者のサンプル値列の相関値が等しいので、それは難しい。

一方、本実施形態の演算手法においては、図１４（ｃ）（ｄ）に示されるように、上記２例の場合の相関値はそれぞれ、１．２、２．７になり、いずれのサンプリングタイミングを選択すれば良いかを判断することができる。このように、本実施形態の演算手法では、サンプル値列に応じて、細かく相関値が算出されるので、その相関値に基づいて、より適切なタイミングを同期タイミングとして設定でき、従って、同期精度がさらに高くなる。

なお、上記の図１４（ａ）（ｃ）はそれぞれ、図１３（ａ）（ｃ）において−０．１のサンプル値が、代わりに、０．１であって、より理想値１に近かった場合を示している。図１４（ａ）に示されるように、２値化算出手法の場合、サンプル値が０．２だけしか理想値に近づいていないにも係らず、相関値は、２．０（＝３．０−１．０）も増える。一方、図１４（ｃ）に示されるように、本実施形態の演算手法の場合には、相関値が１．２になり、相関値の増加分は０．２（＝１．２−１．０）にとどまる。

この２例を比べて分かるように、２値化算出手法では、サンプル値が閾値付近で少し変わるだけで、相関値が大幅に上昇することがあり、そのため、それほど適切でないタイミングが同期タイミングに設定されてしまい、同期精度が低下する虞がある。一方、本実施形態の演算手法では、サンプル値に応じて適正に相関値が算出されることから、より適切なタイミングを同期タイミングに設定することができ、同期精度がさらに向上する。

次に、上記実施形態の各変形例について図面を参照して説明する。上記実施形態と同一の構成には同一の符号を付し、その構成について説明する際は、適宜、図１乃至図６を再び参照する。以下、上記実施形態と相違する構成及び処理についてのみ説明する。

（第１の変形例）
図１５は、第１の変形例に係る通信システムの受信器３による受信信号、及びその受信信号とユニークワードＵ２のビット列との相関値を示す。本変形例において、ユニークワードＵ２は、疑似ランダム信号、例えば１５ビットのＭ系列により構成される。Ｍ系列のビット数はこれに限定されない。送信器２の送信回路２３は、ユニークワードＵ２であるＭ系列を連続して繰り返し送信し、例えば３回続けて送信する。連続送信されるＭ系列は互いに同じ信号である。受信器３の受信回路３１は、Ｍ系列を連続して３回受信する。受信器３の記憶回路３７ｂは、送信回路２３から送信されるＭ系列と同一のＭ系列全体又はその一部をユニークワードＵ２として予め記憶しており、算出回路３７ｃは、そのＭ系列と、受信回路３１による受信信号のサンプル値列との相関値を算出する。

Ｍ系列は、１と０の２値で構成されており、０の数が１の数よりも１つだけ多い。この２値の０と１とは、それぞれ、算出回路３７ｃにおける所定の信号処理にて、絶対値が同じで正負の符号が異なる２値、例えば−１と＋１と同じ扱いになるように変換される。その変換後のＭ系列の各ビットの総和を求めると、その総和は−１になる。そして、Ｍ系列と、そのＭ系列を巡回シフトさせたＭ系列とについては、互いに同じ順のビット同士を乗算すると、その乗算により得られるビット列が、元のＭ系列をさらに巡回シフトさせたものと同じになるという特性がある。そのため、そのビット列の各ビットの総和も−１になる。

予測回路３６ｆは、低速ユニークワードＵ１の検出時に、ベースバンド信号中の２つ目のＭ系列が存在する範囲を予測する。ここで、その予測範囲をＡ２とする。その予測範囲Ａ２内のベースバンド信号の受信中、ベースバンド信号内のＭ系列が理想的な値のままであれば、２つ目のＭ系列の受信時に、ベースバンド信号とユニークワードＵ２とが一致し、Ｍ系列の上記特性により、相関値は１５になる。一方、その受信時の前後では、相関値は、Ｍ系列とそのＭ系列を巡回シフトさせたものとをビット毎に乗算して得たビット列の各ビットの総和になることから、その相関値は−１になる。なお、予測範囲Ａ２は、２つ目のＭ系列全体が存在し得る範囲であるが、実際に相関値が最大となるのは、そのＭ系列を全て受信し終えたタイミングであるので、上記図１５では、予測範囲Ａ２を、２つ目のＭ系列の最後のシンボル付近に示す。

ここで、本変形例の比較例を図１６に示す。図１６に示されるように、送信器がＭ系列を１回だけ送信し、その前後にはその他の信号を送信した場合、受信器によるＭ系列の受信タイミングＡ３での相関値は１５になる。しかしながら、その受信時の前後では相関値が乱れ、Ｍ系列の受信時以外でも相関値が大きくなってしまう可能性がある。

このような例と比べて、本変形例では、受信器３がユニークワードＵ２（Ｍ系列）を受信したときの相関値と、その他の信号を受信したときの相関値（一致度）との差が確実に大きくなる。特に、受信器３が３つのユニークワードＵ２を連続して受信する場合に、２つ目のユニークワードＵ２を受信したときの相関値と、その前後の他の信号を受信したときの相関値との差が確実に大きくなる。従って、マルチパスフェージング又は雑音等に起因してその差が多少小さくなったとしても、ユニークワードＵ２の存在を予測する範囲を例えば２つ目のユニークワードＵ２が存在し得る範囲に限定することで、ユニークワードＵ２と他の信号とを確実に判別できる。そのため、同期精度の向上を図ることができる。

（第２の変形例）
図１７は、第２の変形例に係る通信システム１の同期確立回路３７の構成を示す。その同期確立回路３７は、例えば４つのタイミング別相関値算出回路（以下、算出回路という）３７ｇを有する。それらの算出回路３７ｇは、予測回路３６ｆ（上記図５を参照）による予測範囲内で、複数のサンプリングタイミング、詳しくはサンプリングタイミング（０）〜（３）の相関値をそれぞれ算出し、それらの相関値の算出処理を並列的に実行する。

算出回路３７ｇは、それぞれ、サンプリングタイミング（０）〜（３）に対応付けられ、上記の抽出回路３７ａ、記憶回路３７ｂ及び算出回路３７ｃにより構成される。抽出回路３７ａは、レジスタ３７ｈを有する。抽出回路３７ａは、それぞれ、予測回路３６ｆによる予測範囲内から、サンプリングタイミング（０）〜（３）のうち、算出回路３７ｇに対応付けられたサンプリングタイミングのサンプル値列だけを抽出し、レジスタ３７ｈに格納する。記憶回路３７ｂは、図示のように、各算出回路３７ｇにそれぞれ設けられていてもよいし、１つの記憶回路３７ｂをそれらの算出回路３７ｇで共用されていてもよい。算出回路３７ｃは、それぞれ、レジスタ３７ｈに格納されたサンプル値列と、記憶回路３７ｂに予め記憶されているユニークワードＵ２のビット列との相関値を算出する。

本変形例における同期確立処理について図１８及び図１９を参照して説明する。図１８は、その同期確立処理の一部を成す相関値算出処理を示す。同図では、各サンプリングタイミング（０）〜（３）に対応付けられた算出回路３７ｇのレジスタ３７ｈを、それぞれ、レジスタ（０）〜（３）として表記する。図１９は、上記同期確立処理全体の手順を示す。その同期確立処理は、上記図１１に示した同期確立処理において、Ｓ３１、Ｓ３２の処理をＳ４１、Ｓ４２の処理に変更したものである。

本変形例における同期確立処理では、４つの抽出回路３７ａが、予測回路３６ｆによる予測範囲内から、各サンプリングタイミング（０）〜（３）のＮビットのサンプル値列をサンプリングタイミング毎に並列的に順次抽出する。それらの抽出回路３７ａは、抽出した各サンプリングタイミング（０）〜（３）のサンプル値列をそれぞれレジスタ（０）〜（３）に格納する（図１８の（ａ）、図１９のＳ４１）。４つの算出回路３７ｃは、それら格納されたサンプリングタイミング（０）〜（３）のサンプル値と、記憶回路３７ｂに記憶されているユニークワードＵ２のビット列との相関値をサンプリングタイミング毎に並列的に算出する（図１８の（ｂ）、図１９のＳ４２）。

本変形例においては、相関値算出処理がサンプリングタイミング毎に独立してなされるので、処理のアルゴリズムをシンプル化することができ、開発が容易になる。また、相関値算出処理がサンプリングタイミング毎に並列的になされるので、ユニークワードＵ２は１つで済み、また、全サンプリングタイミングの相関値算出に要する時間を短縮することができ、処理全体の高速化を図ることができる。

（第３の変形例）
図２０は、第３の変形例の通信システム１におけるベースバンド信号のフレーム構成を示す。後述するが、本変形例では、受信器３の同期確立回路３７が１ユニークワードＵ２の長さ毎に、相関値を算出するサンプリングタイミングを切り替える。そこで、同期確立回路３７が全てのサンプリングタイミング（０）〜（３）の相関値を算出できるようにするため、送信器２の送信回路２３は、１フレームＦ１にサンプリングタイミング（０）〜（３）の数以上、ユニークワードＵ２を挿入する。１シンボルＳｂあたりのサンプリングタイミングの数をｎ（ｎ：２以上の整数、本変形例では４）とすると、ｎ個以上のユニークワードＵ２が１フレームＦ１に挿入される。送信器２は、それらのユニークワードＵ２を連続して送信する。

本変形例でも、ユニークワードＵ２が上記第１の変形例と同様にＭ系列により構成され、Ｍ系列の特性を利用して同期精度の向上を図るため、ｎ個のユニークワードＵ２の前後に１つずつユニークワードＵ２が追加される。その結果、送信回路２３は、１フレームＦ１で、計（ｎ＋２）個（本変形例では６個）のユニークワードＵ２を連続して送信する。

図２１は、本変形例における同期確立回路３７の構成を示す。その同期確立回路３７は、上記図６に示した構成に、タイミング設定回路（以下、設定回路という）３７ｉ（タイミング設定部）を追加したものである。本変形例では、予測回路３６ｆ（上記図５を参照）が、低速ユニークワードＵ１の検出時に、ベースバンド信号の中で、上記６つのユニークワードＵ２のうち、２つ目から５つ目のユニークワードＵ２が存在する範囲を予測する。設定回路３７ｉは、予測回路３６ｆによる予測範囲Ａ２（上記図２０を参照）の中で、サンプリングタイミング（０）〜（３）のうち、抽出回路３７ａによりサンプル値を抽出するサンプリングタイミングを、１ユニークワードＵ２の長さ毎に順に切り替える。この長さは、１ユニークワードＵ２の送信に掛かる期間である。また、設定回路３７ｉは、算出回路３７ｃにより相関値を算出するサンプリングタイミングを上記長さ毎に切り替える。

図２２は、本変形例における同期確立処理の手順を示す。その同期確立処理は、上記図１１に示した同期確立処理において、Ｓ３１、Ｓ３２の処理をＳ５１〜Ｓ５６の処理に変更したものである。

設定回路３７ｉは、サンプリングタイミングを変数ｉとし、ｉ＝０に設定する（Ｓ５１）。抽出回路３７ａは、予測回路３６ｆによる予測範囲Ａ２の中で、サンプリングタイミング（ｉ）のＮビットのサンプル値列を、１シンボルＳｂ分ずつ順次シフトして抽出する（Ｓ５２）。算出回路３７ｃは、その抽出したサンプリングタイミング（ｉ）のサンプル値列と、記憶回路３７ｂに予め記憶されたユニークワードＵ２のビット列との相関値を算出する（Ｓ５３）。Ｓ５２でのシフト量が１ユニークワードＵ２の長さに相当し（Ｓ５４でＹｅｓ）、かつ、変数ｉが２以下、すなわち（ｎ−２）以下であれば（Ｓ５５でＹｅｓ）、設定回路３７ｉは、変数ｉをインクリメントし（Ｓ５６）、処理はＳ５２に戻る。変数ｉが３、すなわち（ｎ−１）になれば（Ｓ５５でＮｏ）、Ｓ３３の処理に進む。

本変形例においては、サンプリングタイミング（０）〜（３）と同じ数だけ受信するユニークワードＵ２から、それぞれ、異なるサンプリングタイミング（０）〜（３）のサンプル値列を抽出することができる。従って、抽出されたサンプル値列から同期確立に必要な相関値を算出する算出回路３７ｃは、サンプリングタイミングの数だけ設ける必要はなく、１つで済む。そのため、回路規模を小さくすることができ、また、製造コストの低減を図ることができる。

（第４の変形例）
図２３に示すように、上記第３の変形例において、相関値算出対象のサンプリングタイミングを順次切り替えたとき、サンプリングタイミング（０）〜（３）の全てについて相関値が略正しいタイミングで最大になったとする。その場合、サンプリング（０）〜（３）における相関値が最大になるタイミングの間隔をそれぞれＴ_Ａ、Ｔ_Ｂ、Ｔ_Ｃとすると、Ｔ_Ａ≒Ｔ_Ｂ≒Ｔ_Ｃとなる。

一方、図２４に示すように、例えばサンプリングタイミング（１）について相関値が誤ったタイミングで最大になった場合、Ｔ_Ａ≠Ｔ_Ｂ≠Ｔ_Ｃとなる。ここで、仮にその相関値が予測回路３６ｆによる予測範囲内でも最大であったとする。その場合、その相関値に基づいて誤ったタイミングで同期が確立されてしまう。第４の変形例は、そのような誤同期を防止可能な構成とされている。

図２５は、第４の変形例に係る通信システム１の同期確立回路３７の構成を示す。その同期確立回路３７は、上記図２１に示した第３の変形例の構成に、タイミング間隔検出回路（以下、検出回路という）３７ｊ（タイミング間隔検出部）を追加した構成を有する。その検出回路３７ｊは、各サンプリングタイミング（０）〜（３）について（サンプリングタイミング毎に）、相関値が最大値となり予測回路３６ｆによる予測範囲内の最大値候補となるタイミングを検出し、それらのタイミング間隔を計測する。

ここで、検出回路３７ｊにより計測されたタイミング間隔が規定範囲内になかったとする。その場合、同期検出回路３７ｅは、各サンプリングタイミング（０）〜（３）のうち、本来とは異なるタイミングで相関値が最大となったサンプリングタイミングの最大の相関値を上記予測範囲内の最大値候補から除外する。上記規定範囲には、タイミング間隔の上限値と下限値とが設定されている。ここで、除外対象の最大値の一検出例を説明する。例えば、上記図２４に示す場合、Ｔ_Ａ、Ｔ_Ｂが規定範囲に収まらず、Ｔ_ｃが規定範囲に収まり、（Ｔ_Ａ＋Ｔ_Ｂ）／２≒Ｔ_Ｃとなる。そのため、Ｔ_Ａの終点となってＴ_Ｂの始点となるタイミングで得られた最大値、すなわち、サンプリングタイミング（１）の最大の相関値が除外対象に該当することを検出できる。除外対象の最大値は、上記検出方法に限定されず、タイミング間隔に基づいて検出できる。

抽出回路３７ｄは、残った最大値候補の中で最も大きい最大値候補を上記予測範囲内での最大値として抽出する。同期検出回路３７ｅは、抽出回路３７ｄにより抽出された最大値のサンプリングタイミングをシンボル同期タイミングとして検出し、その最大値が得られたタイミングをフレーム同期タイミングとして検出する。

図２６は、本変形例における同期確立処理の手順を示す。その同期確立処理は、上記図２２に示した第３の変形例の同期確立処理において、Ｓ５３とＳ５５の処理の間にＳ６１の処理を追加し、Ｓ５５とＳ３３の処理の間にＳ６２〜Ｓ６４の処理を追加したものである。Ｓ５３の処理後、検出回路３７ｊは、各サンプリングタイミング（０）〜（３）で相関値が最大値となり予測回路３６ｆによる予測範囲内の最大値候補となったタイミングを検出し（Ｓ６１）、それらのタイミング間隔を計測する（Ｓ６２）。Ｓ６２で計測されたタイミング間隔が規定範囲内でない場合（Ｓ６３でＹｅｓ）、抽出回路３７ｄは、本来とは異なるタイミングで相関値が最大値となったサンプリングタイミング（０）〜（３）の最大値を上記予測範囲内の最大値候補から除外する。この最大値は、この最大値が得られたタイミングと他の最大値候補が得られたタイミングとの間隔が規定範囲外の最大値である（Ｓ６４）。その後、Ｓ３３の処理で、抽出回路３７ｄは、残った最大値候補の中で最も大きい最大値候補を上記予測範囲内での最大値として抽出する。

本変形例において、相関値を算出するサンプリングタイミングを順次切り替えたとき、サンプリングタイミング（０）〜（３）のいずれかについて相関値が本来とは異なる誤ったタイミングで最大になったとする。そのような場合であっても、そのサンプリングタイミングがシンボル同期タイミングに設定される可能性を低くすることができ、その相関値が最大となったタイミングがフレーム同期タイミングに設定される確率を低減することができる。従って、誤同期の発生を抑制することができる。

（第５の変形例）
第５の変形例に係る通信システム１は、上記第２の変形例と上記第３の変形例とを組み合わせたような構成である。ここで、サンプリングタイミングの数ｎ＝ｍ×ｐ（ｍ、ｐ：２以上の整数）とする。

図２７は、本変形例における同期確立回路３７の構成を示す。その同期確立回路３７は、上記第２の変形例の算出回路３７ｇ（上記図１７参照）と同様に構成された算出回路３７ｇをｐ（本変形例では２）個と、上記第３の変形例の設定回路３７ｉ（上記図２１を参照）と同様に構成された設定回路３７ｉとを有する。ｐ個の算出回路３７ｇは、それぞれ、予測回路３６ｆ（上記図５を参照）による予測範囲内でｐ個のサンプリングタイミングの相関値を算出し、その相関値の算出処理を並列的に実行する。設定回路３７ｉは、ｐ個の相関値算出部により相関値が算出されるサンプリングタイミングを、上記予測範囲内でユニークワードＵ２の長さ毎に順に切り替える。

図２８は、本変形例におけるベースバンド信号のフレーム構成を示す。本変形例では、上記の切替えが実行されることから、全てのサンプリングタイミング（０）〜（３）の相関値を算出できるようにするため、送信器２の送信回路２３は、１フレームＦ１にｍ（本変形例では２）個以上、ユニークワードＵ２を挿入する。送信回路２３は、１フレームＦ１につき、ユニークワードＵ２を、ｍ以上の回数、連続して送信する。

本変形例では、ユニークワードＵ２が上記第１の変形例と同様にＭ系列により構成され、Ｍ系列の特性を利用して同期精度の向上を図るため、上記ｍ個のユニークワードＵ２の前後に１つずつユニークワードＵ２が付加される。その結果、送信回路２３は、１フレームＦ１で、計（ｍ＋２；本変形例では４）のユニークワードＵ２を連続して送信する。予測回路３６ｆは、低速ユニークワードＵ１の検出時に、ベースバンド信号の中で、上記４つのユニークワードＵ２のうち、２つ目から（ｍ＋１；本変形例では３）個目のユニークワードＵ２が存在する範囲を予測する。

２つの算出回路３７ｇのうち、一方の算出回路３７ｇには、サンプリングタイミング（０）（２）が対応付けられ、他方の算出回路３７ｇには、サンプリングタイミング（１）（３）が対応付けられている。算出回路３７ｇの抽出回路３７ａは、それぞれ、算出回路３７ｇに対応付けられた２つのサンプリングタイミングのうち、一方のサンプリングタイミングのサンプル値列だけを抽出し、レジスタ３７ｈに格納する。算出回路３７ｃは、それぞれ、レジスタ３７ｈに格納されたサンプル値列と、記憶回路３７ｂに予め記憶されているユニークワードＵ２のビット列との相関値を算出する。設定回路３７ｉは、予測回路３６ｆによる予測範囲Ａ２の中で、抽出回路３７ａがサンプル値を抽出するサンプリングタイミングを、算出回路３７ｇに対応付けられたサンプリングタイミングの中で、１ユニークワードＵ２の長さ毎に順に切り替える。そのようにして、設定回路３７ｉは、算出回路３７ｃにより相関値が算出されるサンプリングタイミングを上記長さ毎に切り替える。

本変形例においては、上記第２の変形例による処理高速化の効果と、上記第３の変形例による小型化及び低コスト化の効果とを併せて得ることができる。

（第６の変形例）
図２９は、第６の変形例に係る通信システムの同期確立回路３７の構成を示す。その構成は、図６に示した構成において、抽出回路３７ｄを閾値設定回路３７ｋ及び比較回路３７ｌに変更した構成である。

閾値設定回路３７ｋは、不図示の操作部又はインタフェース部からの入力に基づき、相関値の閾値を予め設定している。その設定された閾値（以下、第２設定閾値という）は、取り得る最大の相関値（理想相関値）の絶対値に１以下の係数、例えば０．７を乗じた値となるように信号処理で制御される。第２設定閾値をそのような値とする理由は、受信信号波形が歪んで相関値が小さくなったとしても、第２設定閾値は、ユニークワードＵ２の相関値とノイズの相関値との区別が可能なレベルであれば、理想相関値と完全に一致していなくてもよいからである。

比較回路３７ｌは、予測回路３６ｆ（上記図５を参照）による予測範囲内で、第２設定閾値と、算出回路３７ｃにより算出された各サンプリングタイミング（０）〜（３）の相関値とをサンプリングタイミング毎に比較する。比較回路３７ｌは、それら算出された相関値が第２設定閾値以上であるか否かを判断する。

ここで、算出回路３７ｃにより算出された各サンプリングタイミング（０）〜（３）の相関値のいずれかが、比較回路３７ｌにより、第２設定閾値以上であると判断されたとする。そのとき、同期検出回路３７ｅは、その相関値のサンプリングタイミングをシンボル同期タイミングとして検出し、その相関値が第２設定閾値以上と判断されたタイミングをフレーム同期タイミングとして検出する。

図３０は、本変形例における同期確立処理の手順を示す。その同期確立処理は、図１１に示した同期確立処理において、Ｓ３３の処理をＳ７１、Ｓ７２の処理に変更したものである。比較回路３７ｌは、予測回路３６ｆによる予測範囲内で、Ｓ３２の処理により算出された相関値と第２設定閾値とを比較し、その算出された相関値が第２設定閾値以上であるか否かをサンプリングタイミング毎に判断する（Ｓ７１）。Ｓ３２の処理により算出された相関値が第２設定閾値以上と判断されたとき（Ｓ７２でＹｅｓ）、Ｓ３４の処理で、同期検出回路３７ｅは、その相関値のサンプリングタイミングをシンボル同期タイミングとする。また、同期検出回路３７ｅは、その相関値が第２設定閾値以上と判断されたタイミングをフレーム同期タイミングとして検出する。Ｓ３２の処理により算出された相関値が第２設定閾値未満と判断されたときには（Ｓ７２でＮｏ）、Ｓ３１の処理に戻る。

本変形例においては、図３１に示されるように、算出された相関値が第２設定閾値Ｃ_ｔｈ以上になるとき、同期が確立される。一方、図３２に示されるように、受信レベルが低くなり、算出された相関値が第２設定閾値Ｃ_ｔｈよりも低く、誤同期が多少なりとも懸念される場合には、同期が確立されない。従って、誤同期を防止することができる。

（第７の変形例）
図３３は、第７の変形例に係る通信システムの同期確立回路３７の構成を示す。その同期確立回路３７は、上記図２９に示した第６の変形例の構成に、上記の抽出回路３７ｄと、相関値抽出回路３７ｍとを追加したものである。相関値抽出回路３７ｍは、算出回路３７ｃにより算出されたサンプリングタイミング（０）〜（３）の相関値の中から、比較回路３７ｌにより第２設定閾値以上と判定された相関値を抽出する。抽出回路３７ｄは、相関値抽出回路３７ｍにより抽出された相関値の中から、予測回路３６ｆ（上記図５を参照）による予測範囲内で最大の相関値を抽出する。

図３４は、本変形例における同期確立処理の手順を示す。その同期確立処理は、上記図３０に示した第６の変形例の同期確立処理において、Ｓ７２の処理の後にＳ３３の処理を戻し、それらの間にＳ８１の処理を追加したものである。この同期確立処理において、相関値抽出回路３７ｍは、サンプリングタイミング（０）〜（３）の相関値のうち、Ｓ７２の処理で第２設定閾値以上と判定された相関値を抽出してメモリに一時的に記憶する（Ｓ８１）。Ｓ３３の処理で、抽出回路３７ｄは、Ｓ８１の処理により抽出された相関値のうち、予測回路３６ｆによる予測範囲内で最大の相関値を抽出する。その後、Ｓ３４の処理で、同期検出回路３７ｅは、その抽出された最大の相関値のサンプリングタイミングをシンボル同期タイミングとして検出する。また、同期検出回路３７ｅは、その相関値が第２設定閾値以上と判断され、かつ上記予測範囲内で最大となったタイミングをフレーム同期タイミングとして検出する。

本変形例では、図３５に示すように、雑音又はマルチパスフェージング等に起因して相関値が予測範囲Ａ１内で、かつ正規のタイミング以外で第２設定閾値Ｃ_ｔｈを超えたとしても（破線丸印）、その相関値が予測範囲Ａ１内で最大でなければ、同期が確立されない。一方、相関値が正規のタイミングで第２設定閾値Ｃ_ｔｈ以上になり、かつ予測範囲Ａ１内で最大になったとき（実線丸印）、同期が確立される。従って、同期確立の精度を向上させることができる。

（第８の変形例）
図３６は、第８の変形例の通信システムにおける算出回路３７ｃの相関値算出方法を示す。上記実施形態と同様に、算出回路３７ｃは、検波回路３５により検波されたサンプル値列とユニークワードＵ２とについて、時系列順で互いに同じ順番のサンプル値とビットの値とを乗算し、それらの乗算結果の総和を算出して相関値とする。ただし、算出回路３７ｃは、その相関値の算出処理において、サンプル値とビットの値との乗算結果を、１つのレジスタを用いて累積加算する。具体的には、算出回路３７ｃは、１番目同士の値の乗算結果を１つのレジスタに格納し、２番目同士の値の乗算結果については、それを、上記レジスタに格納された１番目の乗算結果に加算して、その加算結果を上記レジスタに格納する。算出回路３７ｃは、このように、順に乗算結果を加算し、その加算結果を上記レジスタに格納する。ユニークワードＵ２は、図示されたビット数に限定されない。

通常であれば、サンプル値列とユニークワードＵ２のビット列との相関値算出に用いられるレジスタがユニークワードＵ２のビット数以上必要になるが、本変形例においては、ユニークワードＵ２のビット数に関係なく、そのレジスタが１つで済む。そのため、算出回路３７ｃの回路規模を縮小でき、また、低コスト化を図ることができる。

なお、本発明は、上記実施形態及び各変形例の構成に限定されるものでなく、使用目的に応じ、様々な変形が可能である。例えば、上記各変形例のうちのいずれかの特徴的な構成を他のいずれかの構成と組み合わせてもよい。また、ＡＤコンバータ３２と同期回路３３との間に、ベースバンド信号の成分だけを通過させ、ノイズ成分を除去するフィルタが設けられていても構わない。

１ 通信システム
２ 送信器
２１ 低速ビット列生成回路（低速ビット列生成部）
２２ ビット列生成回路（ビット列生成部）
２３ 送信回路（無線送信部）
３ 受信器
３１ 受信回路（無線受信部）
３２ ＡＤコンバータ（オーバサンプリング部）
３５ 検波回路（検波部）
３６ 低速ビット列検出回路（低速ビット列検出部）
３７ 同期確立回路（同期確立部）
３７ｇ タイミング別相関値算出回路（相関値算出部）
３７ｉ タイミング設定回路（タイミング設定部）
３７ｊ タイミング間隔検出回路（タイミング間隔検出部）
Ａ１、Ａ２ 予測範囲
Ｂ１ ベースバンド信号
Ｆ１ フレーム
Ｄ１ データ
Ｕ１ 低速ユニークワード（第１の同期用ビット列）
Ｕ２ ユニークワード（第２の同期用ビット列）

Claims (10)

1. 送信対象のデータよりも伝送速度が低い第１の同期用ビット列を生成する低速ビット列生成部と、
   前記データと伝送速度が同じ第２の同期用ビット列を生成するビット列生成部と、
   前記第１の同期用ビット列、前記第２の同期用ビット列、及び前記データをフレーム化して変調することによりベースバンド信号を生成し、前記ベースバンド信号をアップコンバートしてＲＦ信号に変換し、前記ＲＦ信号を無線送信する無線送信部と、
   を有する送信器と、
   前記無線送信部により無線送信されたＲＦ信号を受信してダウンコンバートすることによりベースバンド信号を抽出する無線受信部と、
   前記無線受信部により抽出されたベースバンド信号を、前記データの１シンボルを複数のサンプリングタイミングでサンプリングし、かつＭ（Ｍ：２以上の整数）ビットで量子化するオーバサンプリング部と、
   前記オーバサンプリング部により量子化されたベースバンド信号を検波する検波部と、
   前記検波部により検波されたベースバンド信号中の前記第１の同期用ビット列を検出し、その検出結果に基づいて、前記ベースバンド信号中の前記第２の同期用ビット列が存在する範囲を予測する低速ビット列検出部と、
   前記低速ビット列検出部による予測範囲内の前記ベースバンド信号のサンプル値列について、検波されたサンプル値を２値に置き換えることなく、そのままの値で用いて、前記サンプル値列と予め記憶している既知の前記第２の同期用ビット列との相関値を前記サンプリングタイミング毎に算出し、その算出された相関値に基づいてシンボル同期とフレーム同期とを確立する同期確立部と、
   を有する受信器と、
   を備えたことを特徴とする通信システム。
2. 前記同期確立部は、前記複数のサンプリングタイミングの前記相関値をそれぞれ算出する複数の相関値算出部を有し、
   前記複数の相関値算出部は、前記相関値の算出処理を並列的に実行することを特徴とする請求項１に記載の通信システム。
3. 前記無線送信部は、前記第２の同期用ビット列を、前記サンプリングタイミングの数以上の回数、連続して送信し、
   前記同期確立部は、前記予測範囲内で、前記相関値を算出するサンプリングタイミングを、前記第２の同期用ビット列の長さ毎に順に切り替えるタイミング設定部を有することを特徴とする請求項１に記載の通信システム。
4. 前記同期確立部は、前記サンプリングタイミング毎に前記相関値が最大値となり前記予測範囲内の最大値候補となるタイミングを検出し、それらのタイミング間隔を計測するタイミング間隔検出部をさらに有し、
   前記タイミング間隔検出部により計測されたタイミング間隔が規定範囲内でない場合、本来とは異なるタイミングで前記相関値が最大となったサンプリングタイミングの該最大値を前記予測範囲内の最大値候補から除外し、残った前記最大値候補の中で最も大きい最大値候補のサンプリングタイミングをシンボル同期タイミングに設定し、その最大値が得られたタイミングをフレーム同期タイミングに設定することを特徴とする請求項３に記載の通信システム。
5. 前記サンプリングタイミングの数をｎとし、ｎ＝ｍ×ｐ（ｍ、ｐ：２以上の整数）とした場合、
   前記無線送信部は、前記第２の同期用ビット列を、ｍ以上の回数、連続して送信し、
   前記同期確立部は、前記予測範囲内でｐ個のサンプリングタイミングの前記相関値をそれぞれ算出し該相関値の算出処理を並列的に実行するｐ個の相関値算出部と、前記ｐ個の相関値算出部により前記相関値が算出されるサンプリングタイミングを、前記予測範囲内で前記第２の同期用ビット列の長さ毎に順に切り替えるタイミング設定部を有することを特徴とする請求項１に記載の通信システム。
6. 前記同期確立部は、前記相関値が前記予測範囲内で最大となったサンプリングタイミングをシンボル同期タイミングに設定し、該相関値が前記予測範囲内で最大となったタイミングをフレーム同期タイミングに設定することを特徴とする請求項１乃至請求項３及び請求項５のいずれか一項に記載の通信システム。
7. 前記同期確立部は、前記相関値が相関閾値以上であれば、その相関値のサンプリングタイミングをシンボル同期タイミングに設定し、該相関値が相関閾値以上となったタイミングをフレーム同期タイミングに設定することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか一項に記載の通信システム。
8. 前記同期確立部は、前記相関値が相関閾値以上であり、かつ前記予測範囲内で最大となったサンプリングタイミングをシンボル同期タイミングに設定し、該相関値が相関閾値以上であって前記予測範囲内で最大となったタイミングをフレーム同期タイミングに設定することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか一項に記載の通信システム。
9. 前記同期確立部は、前記相関値の算出処理において、前記サンプル値列と前記第２の同期用ビット列とについて、時系列順で互いに同じ順番のサンプル値とビットの値とを乗算し、それらの乗算結果を、１つのレジスタを用いて累積加算することを特徴とする請求項１乃至請求項８のいずれか一項に記載の通信システム。
10. 送信対象のデータよりも伝送速度が低い第１の同期用ビット列を生成する低速ビット列生成ステップと、
    前記データと伝送速度が同じ第２の同期用ビット列を生成するビット列生成ステップと、
    前記第１の同期用ビット列、前記第２の同期用ビット列、及び前記データをフレーム化して変調することによりベースバンド信号を生成し、前記ベースバンド信号をアップコンバートしてＲＦ信号に変換し、前記ＲＦ信号を無線送信する無線送信ステップと、
    を有する送信ステップと、
    前記無線送信ステップにより無線送信されたＲＦ信号を受信してダウンコンバートすることによりベースバンド信号を抽出する無線受信ステップと、
    前記無線受信ステップにより抽出されたベースバンド信号を前記データの１シンボルを複数のサンプリングタイミングでサンプリングし、かつＭ（Ｍ：２以上の整数）ビットで量子化するオーバサンプリングステップと、
    前記オーバサンプリングステップにより量子化されたベースバンド信号を検波する検波ステップと、
    前記検波ステップにより検波されたベースバンド信号中の前記第１の同期用ビット列を検出し、その検出結果に基づいて、前記ベースバンド信号中の前記第２の同期用ビット列が存在する範囲を予測する低速ビット列検出ステップと、
    前記低速ビット列検出ステップによる予測範囲内の前記ベースバンド信号のサンプル値列について、検波されたサンプル値を２値に置き換えることなく、そのままの値で用いて、前記サンプル値列と予め記憶している既知の前記第２の同期用ビット列との相関値を前記サンプリングタイミング毎に算出し、その算出された相関値に基づいてシンボル同期とフレーム同期とを確立する同期確立ステップと、
    を有する受信ステップと、
    を含むことを特徴とする通信方法。

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