JP2661534B2 - スペクトラム拡散受信方法及び受信機 - Google Patents
スペクトラム拡散受信方法及び受信機Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、差動変調後拡散変調さ
れた信号を常に最適点で復調できるようにしたスペクト
ラム拡散受信方法及び受信機に関する。
れた信号を常に最適点で復調できるようにしたスペクト
ラム拡散受信方法及び受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】雑音を疑似した同期信号である拡散符号
をデータ信号に乗算して送信し、受信側で送信側と同じ
拡散符号を乗算して逆拡散復調を行うスペクトラム拡散
（ＳＳ）通信方式は、受信したデータ信号を逆拡散する
さいに伝搬路にて重畳したノイズは拡散してしまうた
め、妨害に対して強く秘匿性も高いなどの利点があり、
自動車電話システムや無線ＬＡＮなどへの応用が研究さ
れている。
をデータ信号に乗算して送信し、受信側で送信側と同じ
拡散符号を乗算して逆拡散復調を行うスペクトラム拡散
（ＳＳ）通信方式は、受信したデータ信号を逆拡散する
さいに伝搬路にて重畳したノイズは拡散してしまうた
め、妨害に対して強く秘匿性も高いなどの利点があり、
自動車電話システムや無線ＬＡＮなどへの応用が研究さ
れている。
【０００３】図３に示すＳＳ通信システムに用いられる
ＳＳ送信機１は、入力データを差動変調器２において隣
接シンボル間で同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成
分）に差動変調し、差動変調されたＩ成分とＱ成分を拡
散変調器３に送り込む。拡散変調器３は、拡散符号発生
器４が発生する拡散符号を差動変調出力Ｉ，Ｑに乗算し
て、スペクトラム拡散変調を施す。拡散変調出力Ｉ，Ｑ
は、続く直交変調器５において位相がπ／２だけ異なる
２種類の搬送波によって直交２相変調され、ＲＦ増幅さ
れた後、送信アンテナ６から送信される。
ＳＳ送信機１は、入力データを差動変調器２において隣
接シンボル間で同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成
分）に差動変調し、差動変調されたＩ成分とＱ成分を拡
散変調器３に送り込む。拡散変調器３は、拡散符号発生
器４が発生する拡散符号を差動変調出力Ｉ，Ｑに乗算し
て、スペクトラム拡散変調を施す。拡散変調出力Ｉ，Ｑ
は、続く直交変調器５において位相がπ／２だけ異なる
２種類の搬送波によって直交２相変調され、ＲＦ増幅さ
れた後、送信アンテナ６から送信される。
【０００４】一方、ＳＳ受信機７は、受信アンテナ８に
て捕捉した送信電波を、まず直交復調器９においてＲＦ
信号を直角２相復調し、復調されたＩ成分とＱ成分をＡ
Ｄ変換器１０に送り込む。ＡＤ変換器１０にてディジタ
ルデータに変換された直交成分Ｉ，Ｑは、逆拡散復調器
１１に送り出され、拡散符号発生器１２が発生する送信
側と同じ拡散符号を乗算されて逆拡散復調される。逆拡
散復調器１１の出力は、送信側の差動変調器２とは逆の
処理を行う差動復調器１３において差動復調される。な
お、差動復調器１３には同期回路部１４が接続されてお
り、この同期回路部１４が逆拡散復調器１１の逆拡散復
調器１１の復調出力すなわち受信データと拡散符号との
相関値を監視し、最大相関値を与える点を同期点に定め
る。
て捕捉した送信電波を、まず直交復調器９においてＲＦ
信号を直角２相復調し、復調されたＩ成分とＱ成分をＡ
Ｄ変換器１０に送り込む。ＡＤ変換器１０にてディジタ
ルデータに変換された直交成分Ｉ，Ｑは、逆拡散復調器
１１に送り出され、拡散符号発生器１２が発生する送信
側と同じ拡散符号を乗算されて逆拡散復調される。逆拡
散復調器１１の出力は、送信側の差動変調器２とは逆の
処理を行う差動復調器１３において差動復調される。な
お、差動復調器１３には同期回路部１４が接続されてお
り、この同期回路部１４が逆拡散復調器１１の逆拡散復
調器１１の復調出力すなわち受信データと拡散符号との
相関値を監視し、最大相関値を与える点を同期点に定め
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来のＳＳ受信機７
は、差動復調器１３が同期点ごとに逆拡散復調出力を差
動復調する構成であり、常に最大相関値どうしの差分演
算が行われる。しかし、送信機と受信機はそれぞれ独立
したクロックで動作するためクロック周波数誤差の影響
や、また伝搬路に存在するマルチパスやディレースプレ
ッドの影響で、本来は１シンボル期間Ｔｓごとに得られ
るべき同期点が、受信側が２倍オーバーサンブプリング
で処理していると、前記の影響で１／２チップ帰還を超
えて前後にずれることがある。
は、差動復調器１３が同期点ごとに逆拡散復調出力を差
動復調する構成であり、常に最大相関値どうしの差分演
算が行われる。しかし、送信機と受信機はそれぞれ独立
したクロックで動作するためクロック周波数誤差の影響
や、また伝搬路に存在するマルチパスやディレースプレ
ッドの影響で、本来は１シンボル期間Ｔｓごとに得られ
るべき同期点が、受信側が２倍オーバーサンブプリング
で処理していると、前記の影響で１／２チップ帰還を超
えて前後にずれることがある。
【０００６】例えば図４（Ａ）に示したように、相関値
の最大値を与える同期点Ｔａの次にくるべき同期点が、
本来あるべき同期点Ｔｂ（＝Ｔａ＋Ｔｓ）から１／２チ
ップ期間τ／２だけ遅れ、Ｔｂ＋τ／２に変化したとす
る。この場合、各同期点Ｔｊ（ただし、ｊ＝ａ，ｂ，ｃ
…）とその±１／２チップ期間前後の準同期点Ｔｊ−τ
／２，Ｔｊ＋τ／２における角度データ（アークタンジ
ェントＩ／Ｑ）を、それぞれθｊ，θｊ′，θｊ″とす
ると、差動復調器１３の出力は、同期点Ｔｂに関する差
動復調データを、θｂ″−θａで、同期点Ｔｃに関する
差動復調データを、θｃ−θｂ″で、与えるため、各同
期点Ｔｂ，Ｔｃにおいて、図４（Ｆ）に示したように、
それぞれ （θｂ−θａ）−（θｂ″−θａ）＝θｂ−θｂ′ （θｃ″−θｂ″）−（θｃ−θｂ′）＝θｃ″−θｃ なる復調誤差が生ずるといった課題があった。
の最大値を与える同期点Ｔａの次にくるべき同期点が、
本来あるべき同期点Ｔｂ（＝Ｔａ＋Ｔｓ）から１／２チ
ップ期間τ／２だけ遅れ、Ｔｂ＋τ／２に変化したとす
る。この場合、各同期点Ｔｊ（ただし、ｊ＝ａ，ｂ，ｃ
…）とその±１／２チップ期間前後の準同期点Ｔｊ−τ
／２，Ｔｊ＋τ／２における角度データ（アークタンジ
ェントＩ／Ｑ）を、それぞれθｊ，θｊ′，θｊ″とす
ると、差動復調器１３の出力は、同期点Ｔｂに関する差
動復調データを、θｂ″−θａで、同期点Ｔｃに関する
差動復調データを、θｃ−θｂ″で、与えるため、各同
期点Ｔｂ，Ｔｃにおいて、図４（Ｆ）に示したように、
それぞれ （θｂ−θａ）−（θｂ″−θａ）＝θｂ−θｂ′ （θｃ″−θｂ″）−（θｃ−θｂ′）＝θｃ″−θｃ なる復調誤差が生ずるといった課題があった。
【０００７】これに対し、正規の同期点からずれたこと
に関係なく差動復調することにより発生するデータエラ
ーを解消するため、単純に受信機側のサンプリング周波
数を上げればよいが、そうするとＨ／Ｗ上の動作が困難
になる。また例えばシンボル周期Ｔｓが既知であること
を利用し、初期同期が確立された後は同期点を固定して
しまい、この同期点以降の同期点はすべて１シンボル期
間を単位に機械的に差動復調する方式が提案された。し
かし、この方式は送信側と受信側で搬送周波数にずれが
生じたときに、受信データを正しく復調することができ
ないといった問題があった。
に関係なく差動復調することにより発生するデータエラ
ーを解消するため、単純に受信機側のサンプリング周波
数を上げればよいが、そうするとＨ／Ｗ上の動作が困難
になる。また例えばシンボル周期Ｔｓが既知であること
を利用し、初期同期が確立された後は同期点を固定して
しまい、この同期点以降の同期点はすべて１シンボル期
間を単位に機械的に差動復調する方式が提案された。し
かし、この方式は送信側と受信側で搬送周波数にずれが
生じたときに、受信データを正しく復調することができ
ないといった問題があった。
【０００８】本発明の目的は、最大相関値を与える同期
点は同期捕捉に利用する一方、差動復調には差動変調に
用いた１シンボル差分演算の逆変調を忠実に履行するこ
とで、高精度の復調を可能にすることにある。
点は同期捕捉に利用する一方、差動復調には差動変調に
用いた１シンボル差分演算の逆変調を忠実に履行するこ
とで、高精度の復調を可能にすることにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、隣接シンボル
データを差動変調して得られる直交成分をスペクトラム
拡散変調した信号を受信し、直交成分ごとに拡散符号を
乗算して逆拡散復調するとともに、該逆拡散復調により
最大相関値が得られる同期点を追尾し、同期点と後続の
同期点との間隔が１シンボル期間から逸脱しても、常に
同期点と該同期点から１シンボル期間後の逆拡散復調出
力をもって差動復調することを特徴とするＳＳ受信方式
を提供することにより、前記目的を達成するものであ
る。
データを差動変調して得られる直交成分をスペクトラム
拡散変調した信号を受信し、直交成分ごとに拡散符号を
乗算して逆拡散復調するとともに、該逆拡散復調により
最大相関値が得られる同期点を追尾し、同期点と後続の
同期点との間隔が１シンボル期間から逸脱しても、常に
同期点と該同期点から１シンボル期間後の逆拡散復調出
力をもって差動復調することを特徴とするＳＳ受信方式
を提供することにより、前記目的を達成するものであ
る。
【００１０】また、本発明は、隣接シンボルデータを差
動変調して得られる直交成分をスペクトラム拡散変調し
た信号を受信し、直交成分ごとに拡散符号を乗算して逆
拡散復調する逆拡散復調器と、前記逆拡散復調により最
大相関値が得られる同期点を追尾する同期点追尾手段
と、前記同期点と後続の同期点との間隔が１シンボル期
間から逸脱しても、常に同期点と該同期点から１シンボ
ル期間後の逆拡散復調出力をもって差動復調する差動復
調器とを具備することを特徴とするＳＳ受信機を提供す
ることにより、前記目的を達成するものである。
動変調して得られる直交成分をスペクトラム拡散変調し
た信号を受信し、直交成分ごとに拡散符号を乗算して逆
拡散復調する逆拡散復調器と、前記逆拡散復調により最
大相関値が得られる同期点を追尾する同期点追尾手段
と、前記同期点と後続の同期点との間隔が１シンボル期
間から逸脱しても、常に同期点と該同期点から１シンボ
ル期間後の逆拡散復調出力をもって差動復調する差動復
調器とを具備することを特徴とするＳＳ受信機を提供す
ることにより、前記目的を達成するものである。
【００１１】
【作用】本発明は、隣接シンボルデータを差動変調して
得られる直交成分をスペクトラム拡散変調した信号を受
信し、直交成分ごとに拡散符号を乗算して逆拡散復調す
るとともに、該逆拡散復調により最大相関値が得られる
同期点を追尾し、同期点と後続の同期点との間隔を１シ
ンボル帰還から逸脱して制御する必要が生じても、常に
同期点と該同期点から１シンボル期間後の逆拡散復調出
力をもって差動復調することにより、最大相関値を与え
る同期点は同期捕捉を利用する一方、差動復調には差動
変調に用いた１シンボル差分演算の逆を忠実に履行する
ことで、高精度の復調を可能にする。
得られる直交成分をスペクトラム拡散変調した信号を受
信し、直交成分ごとに拡散符号を乗算して逆拡散復調す
るとともに、該逆拡散復調により最大相関値が得られる
同期点を追尾し、同期点と後続の同期点との間隔を１シ
ンボル帰還から逸脱して制御する必要が生じても、常に
同期点と該同期点から１シンボル期間後の逆拡散復調出
力をもって差動復調することにより、最大相関値を与え
る同期点は同期捕捉を利用する一方、差動復調には差動
変調に用いた１シンボル差分演算の逆を忠実に履行する
ことで、高精度の復調を可能にする。
【００１２】
【実施例】以下、本発明の実施例について、図１，２を
参照して説明する。図１は、本発明のＳＳ受信機の一実
施例を示す概略ブロック構成図、図２は、図１に示した
ＳＳ受信機の回路各部の信号波形図である。
参照して説明する。図１は、本発明のＳＳ受信機の一実
施例を示す概略ブロック構成図、図２は、図１に示した
ＳＳ受信機の回路各部の信号波形図である。
【００１３】図１に示すＳＳ受信機２１は、ＳＳ送信機
１が送信する信号を受信するものであり、このため受信
信号は、隣接シンボルデータを差動変調して得られる直
交成分をスペクトラム拡散変調し、さらに直交２層変調
された信号となる。受信アンテナ２２にて捕捉された電
波は、まず直交復調器２３においてπ／２だけ位相が異
なる２種類の搬送信号を乗算されて直交２層復調され
る。直交復調器２３の復調出力Ｉ，Ｑは、ＡＤ変換器２
４において１チップ周期に２回の割りでサンプリング
（２倍オーバサンプリング）されてディジタル信号に変
換された後、逆拡散復調器２５において拡散符号発生器
２６から供給される拡散符号を乗算されて逆拡散復調さ
れる。
１が送信する信号を受信するものであり、このため受信
信号は、隣接シンボルデータを差動変調して得られる直
交成分をスペクトラム拡散変調し、さらに直交２層変調
された信号となる。受信アンテナ２２にて捕捉された電
波は、まず直交復調器２３においてπ／２だけ位相が異
なる２種類の搬送信号を乗算されて直交２層復調され
る。直交復調器２３の復調出力Ｉ，Ｑは、ＡＤ変換器２
４において１チップ周期に２回の割りでサンプリング
（２倍オーバサンプリング）されてディジタル信号に変
換された後、逆拡散復調器２５において拡散符号発生器
２６から供給される拡散符号を乗算されて逆拡散復調さ
れる。
【００１４】実施例では、逆拡散復調器２５の復調出力
は、同期点とその１／２チップ期間前後の逆拡散復調出
力を保持するデータ保持器２７を介して差動復調器２８
に供給されるようにしており、データ保持器２７は後述
する同期回路部２９から供給されるタイミング信号に応
答して３種類の逆拡散復調出力を保持する。同期回路部
２９は、振幅検出器３０や同期積算器３１或いは差動復
調制御器３２等とともに同期追尾手段を構成しており、
この同期点追尾手段が逆拡散復調により最大相関値が得
られる同期点を追尾するとともに、同期点と後続の同期
点との間隔が１シンボル期間Ｔｓから逸脱して制御する
必要が生じても、常に同期点と１シンボル期間後の逆拡
散復調出力をもって差動復調するよう差動復調器２８の
復調動作を制御する。
は、同期点とその１／２チップ期間前後の逆拡散復調出
力を保持するデータ保持器２７を介して差動復調器２８
に供給されるようにしており、データ保持器２７は後述
する同期回路部２９から供給されるタイミング信号に応
答して３種類の逆拡散復調出力を保持する。同期回路部
２９は、振幅検出器３０や同期積算器３１或いは差動復
調制御器３２等とともに同期追尾手段を構成しており、
この同期点追尾手段が逆拡散復調により最大相関値が得
られる同期点を追尾するとともに、同期点と後続の同期
点との間隔が１シンボル期間Ｔｓから逸脱して制御する
必要が生じても、常に同期点と１シンボル期間後の逆拡
散復調出力をもって差動復調するよう差動復調器２８の
復調動作を制御する。
【００１５】すなわち、逆拡散復調器２５の逆拡散復調
出力Ｉ，Ｑは、振幅検出器３０にて二乗和の平方根とし
て振幅検出され、図２（Ａ）に示したように、相関の大
小を表す相関値として同期積算器３１に送り込まれる。
同期積算器３１は、合成振幅を加算回路３３を経由して
１シンボルのチップ数だけシフト動作を行うシフトレジ
スタ回路３４に送り込む。シフトレジスタ回路３４の出
力は、入力に対して丁度１シンボル期間前の相関値であ
り、リーク値生成回路３にて生成されたリーク値を減算
回路３６にて減算された後、加算回路３３に帰還されて
入力相関値に加算される。
出力Ｉ，Ｑは、振幅検出器３０にて二乗和の平方根とし
て振幅検出され、図２（Ａ）に示したように、相関の大
小を表す相関値として同期積算器３１に送り込まれる。
同期積算器３１は、合成振幅を加算回路３３を経由して
１シンボルのチップ数だけシフト動作を行うシフトレジ
スタ回路３４に送り込む。シフトレジスタ回路３４の出
力は、入力に対して丁度１シンボル期間前の相関値であ
り、リーク値生成回路３にて生成されたリーク値を減算
回路３６にて減算された後、加算回路３３に帰還されて
入力相関値に加算される。
【００１６】リーク生成回路３５が生成するリーク値
は、相関値のピーク及びその近傍を抽出するためのしき
い値を与えるものであり、例えばシフトレジスタ回路３
４の出力に１に満たない係数を乗算することにより生成
される。かくして、シフトレジスタ回路３４のチップ数
と同数のシフト段には、加算回路３３における巡回加算
により、最大相関値を与える同期点にて逆拡散復調され
た相関値だけが積算されて順送りされることになる。
は、相関値のピーク及びその近傍を抽出するためのしき
い値を与えるものであり、例えばシフトレジスタ回路３
４の出力に１に満たない係数を乗算することにより生成
される。かくして、シフトレジスタ回路３４のチップ数
と同数のシフト段には、加算回路３３における巡回加算
により、最大相関値を与える同期点にて逆拡散復調され
た相関値だけが積算されて順送りされることになる。
【００１７】同期加算器３１の出力すなわち同期点とそ
の前後１／２チップ期間において積算された相関値は、
図２（Ｂ）に示したように、振幅検出器３０の出力に相
似な波形が１チップ期間の遅れをもって、加算回路３３
を経由して同期回路部２９に送り込まれる。同期回路部
２９は、同期積算器３１の出力をラッチ回路３７にラッ
チするとともに比較回路３８に供給し、ラッチ回路３７
の出力に基づいて生成したしきい値を基準に比較回路３
８において大小比較し、しきい値を超える相関値入力に
よってタイマ回路３９をトリガする。比較回路３８のし
きい値については、まずビットシフト回路４０において
ラッチ回路３７の出力をビットシフトして数分の一に圧
縮し、圧縮データをタイマ回路３９の出力によって閉じ
る開閉スイッチ４１を介して減算回路４２に送り込み、
減算回路４２においてラッチ回路３７の出力から減算す
ることによって生成される。
の前後１／２チップ期間において積算された相関値は、
図２（Ｂ）に示したように、振幅検出器３０の出力に相
似な波形が１チップ期間の遅れをもって、加算回路３３
を経由して同期回路部２９に送り込まれる。同期回路部
２９は、同期積算器３１の出力をラッチ回路３７にラッ
チするとともに比較回路３８に供給し、ラッチ回路３７
の出力に基づいて生成したしきい値を基準に比較回路３
８において大小比較し、しきい値を超える相関値入力に
よってタイマ回路３９をトリガする。比較回路３８のし
きい値については、まずビットシフト回路４０において
ラッチ回路３７の出力をビットシフトして数分の一に圧
縮し、圧縮データをタイマ回路３９の出力によって閉じ
る開閉スイッチ４１を介して減算回路４２に送り込み、
減算回路４２においてラッチ回路３７の出力から減算す
ることによって生成される。
【００１８】このため、同期積算器３１が出力する相関
値は、同期回路部２９において常に最大値検出にかけら
れ、最大値検出により判明した同期点でタイマ回路３９
がトリガされる。
値は、同期回路部２９において常に最大値検出にかけら
れ、最大値検出により判明した同期点でタイマ回路３９
がトリガされる。
【００１９】トリガされたタイマ回路３９は、同期積算
器３１の出力最大値の立ち上がりでトリガされ、図２
（Ｃ）に示したように、同期点から１シンボル期間に１
／２チップ期間前に立ち上がり、かつ１シンボル期間か
ら１／２チップ期間後に立ち去がるタイミング信号を出
力する。このため、開閉スイッチ４１は１シンボル期間
の前後１／２チップ期間だけ閉じ、その期間中だけ比較
回路３８に設定されるしきい値を切り下げる。すなわ
ち、同期点の近傍でだけしきい値を低くすることによ
り、同期点とその前後１／２チップ期間だけ持続するタ
イミング信号が得られることになる。
器３１の出力最大値の立ち上がりでトリガされ、図２
（Ｃ）に示したように、同期点から１シンボル期間に１
／２チップ期間前に立ち上がり、かつ１シンボル期間か
ら１／２チップ期間後に立ち去がるタイミング信号を出
力する。このため、開閉スイッチ４１は１シンボル期間
の前後１／２チップ期間だけ閉じ、その期間中だけ比較
回路３８に設定されるしきい値を切り下げる。すなわ
ち、同期点の近傍でだけしきい値を低くすることによ
り、同期点とその前後１／２チップ期間だけ持続するタ
イミング信号が得られることになる。
【００２０】また、タイマ回路３９が発するタイミング
信号は、上記開閉スイッチ４１に供給される他、データ
保持器２７と差動復調制御器３２とに供給される。これ
により、データ保持器２７は、同期点とその１／２チッ
プ期間前後の逆拡散復調出力を保持し、差動復調器２８
が３種類の復調出力のうちの任意の復調出力を差動復調
に利用できるようにする。一方、差動復調制御器３２
は、タイミング信号の立ち下がりから正確に１シンボル
期間を計時し、計時完了時点で差動復調器２８が差動復
調を行う。このため、差動復調器２８は、差動変調に用
いた１シンボル下分演算の逆の忠実に履行することがで
きる。
信号は、上記開閉スイッチ４１に供給される他、データ
保持器２７と差動復調制御器３２とに供給される。これ
により、データ保持器２７は、同期点とその１／２チッ
プ期間前後の逆拡散復調出力を保持し、差動復調器２８
が３種類の復調出力のうちの任意の復調出力を差動復調
に利用できるようにする。一方、差動復調制御器３２
は、タイミング信号の立ち下がりから正確に１シンボル
期間を計時し、計時完了時点で差動復調器２８が差動復
調を行う。このため、差動復調器２８は、差動変調に用
いた１シンボル下分演算の逆の忠実に履行することがで
きる。
【００２１】ここで、同期積算器３１による同期積算の
結果、相関値の最大値を与える同期点Ｔａの次にくるべ
き同期点が、クロック周波数の誤差やマルチパス等の外
乱の影響で本来あるべき同期点Ｔｂ（＝Ｔａ＋Ｔｓ）か
ら１／２チップ期間τ／２だけ遅れ、Ｔｂ＋τ／２に変
化したことが判明したとする。この場合、Ｔｂは準同期
点でありＴｂ＋τ／２が同期点であると認識される。し
かし、差動復調器２８は、最大相関値を与える同期点に
おける逆拡散復調出力を差分演算するのではなく、ここ
では同期点Ｔａとそこから１シンボル期間Ｔｓが経過し
た準同期点Ｔｂに関するデータについて差動復調すると
ともに、同期点Ｔｂ＋τ／２から１シンボル期間Ｔｓが
経過した時点Ｔｃ＋τ／２に関するデータについて差動
復調する。
結果、相関値の最大値を与える同期点Ｔａの次にくるべ
き同期点が、クロック周波数の誤差やマルチパス等の外
乱の影響で本来あるべき同期点Ｔｂ（＝Ｔａ＋Ｔｓ）か
ら１／２チップ期間τ／２だけ遅れ、Ｔｂ＋τ／２に変
化したことが判明したとする。この場合、Ｔｂは準同期
点でありＴｂ＋τ／２が同期点であると認識される。し
かし、差動復調器２８は、最大相関値を与える同期点に
おける逆拡散復調出力を差分演算するのではなく、ここ
では同期点Ｔａとそこから１シンボル期間Ｔｓが経過し
た準同期点Ｔｂに関するデータについて差動復調すると
ともに、同期点Ｔｂ＋τ／２から１シンボル期間Ｔｓが
経過した時点Ｔｃ＋τ／２に関するデータについて差動
復調する。
【００２２】すなわち、点Ｔｊ（ただし、ｊ＝ａ，ｂ，
ｃ，…）とその前後の点Ｔｊ−τ／２，Ｔｊ＋τ／２に
おける角度データ（アークタンジェントＩ／Ｑ）を、θ
ｊ，θｊ′，θｊ″とすると、図２（Ｆ）に示したよう
に、同期点Ｔｂ＋τ／２に関する差動復調データは、θ
ｂ−θａで、また同期点Ｔｃに関する差動復調データ
は、θｃ″−θｂ″で、与えられる。
ｃ，…）とその前後の点Ｔｊ−τ／２，Ｔｊ＋τ／２に
おける角度データ（アークタンジェントＩ／Ｑ）を、θ
ｊ，θｊ′，θｊ″とすると、図２（Ｆ）に示したよう
に、同期点Ｔｂ＋τ／２に関する差動復調データは、θ
ｂ−θａで、また同期点Ｔｃに関する差動復調データ
は、θｃ″−θｂ″で、与えられる。
【００２３】すなわち、差動復調データの差分演算に関
しては、常に１シンボル期間だけ離れた角度データどう
しによる差分演算が行われる。このため、準同期点Ｔｂ
と同期点Ｔｂ＋τのごとく、単純周期計算から割り出さ
れた準同期点Ｔｂと現実に最大相関値を与える同期点Ｔ
ｂ＋τの２点がずれて観測された場合に、本来は１サン
プルについての角度演算だけで済むはずの角度計算を、
１／２チップ期間だけずれた２サンプルについて実行す
ることになる。しかし、最大相関値だけを同期点の決定
に反映する従来の方式が、同期点Ｔｂに関する差動復調
データを、θｂ″−θａで、また同期点Ｔｃに関する差
動復調データを、θｃ−θｂ″で、与えるものと異な
り、θｂ−θｂ″，θｃ″−θｃなる復調誤差を発生す
ることはない。このため、送受信器のクロック周波数の
誤差や、マルチパス等に起因する一過性の突発的な外乱
などに対して、最も妥当な復調が可能であり、データ復
調に必要なデータを常に最適点で追尾復調することがで
きる。
しては、常に１シンボル期間だけ離れた角度データどう
しによる差分演算が行われる。このため、準同期点Ｔｂ
と同期点Ｔｂ＋τのごとく、単純周期計算から割り出さ
れた準同期点Ｔｂと現実に最大相関値を与える同期点Ｔ
ｂ＋τの２点がずれて観測された場合に、本来は１サン
プルについての角度演算だけで済むはずの角度計算を、
１／２チップ期間だけずれた２サンプルについて実行す
ることになる。しかし、最大相関値だけを同期点の決定
に反映する従来の方式が、同期点Ｔｂに関する差動復調
データを、θｂ″−θａで、また同期点Ｔｃに関する差
動復調データを、θｃ−θｂ″で、与えるものと異な
り、θｂ−θｂ″，θｃ″−θｃなる復調誤差を発生す
ることはない。このため、送受信器のクロック周波数の
誤差や、マルチパス等に起因する一過性の突発的な外乱
などに対して、最も妥当な復調が可能であり、データ復
調に必要なデータを常に最適点で追尾復調することがで
きる。
【００２４】このように、上記ＳＳ受信器２１によれ
ば、隣接シンボルデータを差動変調して得られる直交成
分をスペクトラム拡散変調した信号を受信し、直交成分
Ｉ，Ｑごとに逆拡散復調器２５において拡散符号を乗算
して逆拡散復調するとともに、同期積算器３１と同期回
路部２９が逆拡散復調により最大相関値が得られる同期
点を追尾し、同期点と後続の同期点との間隔が１シンボ
ル期間から逸脱しても、差動復調器２８において常に同
期点と該同期点から１シンボル期間後の逆拡散復調出力
をもって差動復調させる構成としたから、最大相関値を
与える同期点は同期捕捉に利用するが、同期点の間隔が
１シンボル周期を逸脱する場合は、送受信器のクロック
周波数誤差が、マルチパスやディレイスプレッド等の外
乱の影響を受けたものと判断し、同期点（最大相関点）
で得られた逆拡散復調出力どうしの差分演算ではなく、
送信側で行われる差動変調が１シンボル差分演算である
ことを尊重し、その逆の演算すなわち同期点と該同期点
から１シンボル期間後の逆拡散復調出力をもって差動復
調を履行することで、最適点でデータを復調し高い復調
精度を得ることができる。
ば、隣接シンボルデータを差動変調して得られる直交成
分をスペクトラム拡散変調した信号を受信し、直交成分
Ｉ，Ｑごとに逆拡散復調器２５において拡散符号を乗算
して逆拡散復調するとともに、同期積算器３１と同期回
路部２９が逆拡散復調により最大相関値が得られる同期
点を追尾し、同期点と後続の同期点との間隔が１シンボ
ル期間から逸脱しても、差動復調器２８において常に同
期点と該同期点から１シンボル期間後の逆拡散復調出力
をもって差動復調させる構成としたから、最大相関値を
与える同期点は同期捕捉に利用するが、同期点の間隔が
１シンボル周期を逸脱する場合は、送受信器のクロック
周波数誤差が、マルチパスやディレイスプレッド等の外
乱の影響を受けたものと判断し、同期点（最大相関点）
で得られた逆拡散復調出力どうしの差分演算ではなく、
送信側で行われる差動変調が１シンボル差分演算である
ことを尊重し、その逆の演算すなわち同期点と該同期点
から１シンボル期間後の逆拡散復調出力をもって差動復
調を履行することで、最適点でデータを復調し高い復調
精度を得ることができる。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
隣接シンボルデータを差動変調して得られる直交成分を
ペクトラム拡散変調した信号を受信し、直交成分ごとに
拡散符号を乗算して逆拡散復調するとともに、該逆拡散
復調により最大相関値が得られる同期点を追尾し、同期
点と後続の同期点との間隔が１シンボル期間から逸脱し
て制御する必要が生じた時点においても、常に同期点と
該同期点から１シンボル期間後の逆拡散復調出力をもっ
て差動復調を行う。最大相関値を与える同期点は同期捕
捉に利用するが、同期点の間隔が１シンボル周期を逸脱
して制御する必要が生じた場合は、クロック周波数誤差
の影響またはマルチパスやディレイスプレッド等の影響
を受けたものと判断し、同期点で得られた逆拡散復調出
力どうしの差分演算ではなく、送信側で行われる差動変
調が１シンボル差分演算であることを尊重し、その逆の
演算すなわち同期点と該同期点から１シンボル期間後の
逆拡散復調出力をもって差動復調を履行することで、最
適点でデータを復調し高い復調精度を得ることができる
等の優れた効果を奏する。
隣接シンボルデータを差動変調して得られる直交成分を
ペクトラム拡散変調した信号を受信し、直交成分ごとに
拡散符号を乗算して逆拡散復調するとともに、該逆拡散
復調により最大相関値が得られる同期点を追尾し、同期
点と後続の同期点との間隔が１シンボル期間から逸脱し
て制御する必要が生じた時点においても、常に同期点と
該同期点から１シンボル期間後の逆拡散復調出力をもっ
て差動復調を行う。最大相関値を与える同期点は同期捕
捉に利用するが、同期点の間隔が１シンボル周期を逸脱
して制御する必要が生じた場合は、クロック周波数誤差
の影響またはマルチパスやディレイスプレッド等の影響
を受けたものと判断し、同期点で得られた逆拡散復調出
力どうしの差分演算ではなく、送信側で行われる差動変
調が１シンボル差分演算であることを尊重し、その逆の
演算すなわち同期点と該同期点から１シンボル期間後の
逆拡散復調出力をもって差動復調を履行することで、最
適点でデータを復調し高い復調精度を得ることができる
等の優れた効果を奏する。
【図１】本発明のＳＳ受信機の一実施例を示す概略ブロ
ック構成図である。
ック構成図である。
【図２】図１に示したＳＳ受信機の回路各部の信号波形
図である。
図である。
【図３】従来のＳＳ受信機を利用したＳＳ通信システム
の一例を示す概略ブロック構成図である。
の一例を示す概略ブロック構成図である。
【図４】図３に示したＳＳ受信機の回路各部の信号波形
図である。
図である。
２１ ＳＳ受信機 ２３ 直交復調器 ２４ ＡＤ変換器 ２５ 逆拡散復調器 ２６ 拡散符号発生器 ２７ データ保持器 ２８ 差動復調器 ２９ 同期回路部 ３０ 振幅検出器 ３１ 同期積算器 ３２ 差動復調制御期
Claims (2)
- 【請求項１】隣接シンボルデータを差動変調して得られ
る同相成分および直交成分をスペクトラム拡散変調した
信号を受信し、成分ごとに拡散符号を乗算して逆拡散復
調するとともに、該逆拡散復調により最大相関値が得ら
れる同期点を追尾し、逆拡散復調された信号を差動復調
するスペクトラム拡散受信方法において、 前記同期点の逆拡散復調出力とこの同期点から１シンボ
ル期間後の逆拡散復調出力とをもって前記差動復調を行
うこと特徴とするスペクトラム拡散受信方法。 - 【請求項２】隣接シンボルデータを差動変調して得られ
る同相成分および直交成分をスペクトラム拡散変調した
信号を受信し、成分ごとに拡散符号を乗算して逆拡散復
調する逆拡散復調器と、 前記逆拡散復調により最大相関値が得られる同期点を追
尾する同期点追尾手段と、前記同期点から１シンボル期間を計時し、 前記同期点の
逆拡散復調出力とこの計時結果が示す時刻の逆拡散復調
出力とをもって差動復調を行う差動復調器とを具備する
ことを特徴とするスペクトラム拡散受信機。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33664393A JP2661534B2 (ja) | 1993-12-28 | 1993-12-28 | スペクトラム拡散受信方法及び受信機 |
| US08/364,701 US5612972A (en) | 1993-12-28 | 1994-12-28 | Spectrum spread signal reception with differential demodulation of spectrum spread demodulated components at each synchronous point and at a point always one symbol period later |
| DE1994633678 DE69433678T2 (de) | 1993-12-28 | 1994-12-28 | Empfang eines bandgespreizten Signals mit differenzieller Demodulation |
| EP19940120817 EP0661828B1 (en) | 1993-12-28 | 1994-12-28 | Spread spectrum signal reception with differential demodulation |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33664393A JP2661534B2 (ja) | 1993-12-28 | 1993-12-28 | スペクトラム拡散受信方法及び受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07202750A JPH07202750A (ja) | 1995-08-04 |
| JP2661534B2 true JP2661534B2 (ja) | 1997-10-08 |
Family
ID=18301293
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33664393A Expired - Fee Related JP2661534B2 (ja) | 1993-12-28 | 1993-12-28 | スペクトラム拡散受信方法及び受信機 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5612972A (ja) |
| EP (1) | EP0661828B1 (ja) |
| JP (1) | JP2661534B2 (ja) |
| DE (1) | DE69433678T2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6125325A (en) | 1996-04-25 | 2000-09-26 | Sirf Technology, Inc. | GPS receiver with cross-track hold |
| US5897605A (en) | 1996-03-15 | 1999-04-27 | Sirf Technology, Inc. | Spread spectrum receiver with fast signal reacquisition |
| US6393046B1 (en) | 1996-04-25 | 2002-05-21 | Sirf Technology, Inc. | Spread spectrum receiver with multi-bit correlator |
| US6018704A (en) | 1996-04-25 | 2000-01-25 | Sirf Tech Inc | GPS receiver |
| US6047017A (en) | 1996-04-25 | 2000-04-04 | Cahn; Charles R. | Spread spectrum receiver with multi-path cancellation |
| US6917644B2 (en) * | 1996-04-25 | 2005-07-12 | Sirf Technology, Inc. | Spread spectrum receiver with multi-path correction |
| US6198765B1 (en) | 1996-04-25 | 2001-03-06 | Sirf Technologies, Inc. | Spread spectrum receiver with multi-path correction |
| US6249542B1 (en) | 1997-03-28 | 2001-06-19 | Sirf Technology, Inc. | Multipath processing for GPS receivers |
| US6776792B1 (en) | 1997-04-24 | 2004-08-17 | Advanced Cardiovascular Systems Inc. | Coated endovascular stent |
| US6741638B2 (en) | 1997-06-23 | 2004-05-25 | Schlumbergersema Inc. | Bandpass processing of a spread spectrum signal |
| US6263009B1 (en) * | 1997-06-23 | 2001-07-17 | Cellnet Data Systems, Inc. | Acquiring a spread spectrum signal |
| US6178197B1 (en) | 1997-06-23 | 2001-01-23 | Cellnet Data Systems, Inc. | Frequency discrimination in a spread spectrum signal processing system |
| US6047016A (en) * | 1997-06-23 | 2000-04-04 | Cellnet Data Systems, Inc. | Processing a spread spectrum signal in a frequency adjustable system |
| US6628699B2 (en) | 1997-06-23 | 2003-09-30 | Schlumberger Resource Management Systems, Inc. | Receiving a spread spectrum signal |
| US6456644B1 (en) | 1997-06-23 | 2002-09-24 | Cellnet Data Systems, Inc. | Bandpass correlation of a spread spectrum signal |
| FR2784821B1 (fr) * | 1998-10-16 | 2000-12-15 | Cit Alcatel | Systeme de transmission a etalement de spectre a modulation multiporteuse filtree |
| US6282231B1 (en) * | 1999-12-14 | 2001-08-28 | Sirf Technology, Inc. | Strong signal cancellation to enhance processing of weak spread spectrum signal |
| JP3576913B2 (ja) | 2000-02-10 | 2004-10-13 | 三菱電機株式会社 | スペクトル拡散復調器 |
| US20040110508A1 (en) * | 2002-09-20 | 2004-06-10 | Jacobus Haartsen | Methods and electronic devices for wireless ad-hoc network communications using receiver determined channels and transmitted reference signals |
| JP5962988B2 (ja) * | 2012-09-28 | 2016-08-03 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 通信システム、それに用いられる送信器と受信器、及び通信方法 |
| JP5942226B2 (ja) * | 2012-11-13 | 2016-06-29 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 通信システム、それに用いられる送信器と受信器、及び通信方法 |
| US9814040B2 (en) * | 2014-11-21 | 2017-11-07 | Qualcomm Incorporated | UL/DL waveform and numerology design for low latency communication |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4829543A (en) * | 1987-12-04 | 1989-05-09 | Motorola, Inc. | Phase-coherent TDMA quadrature receiver for multipath fading channels |
| US5018166A (en) * | 1989-10-10 | 1991-05-21 | Hayes Microcomputer Products, Inc. | Method and apparatus for baud timing recovery |
| US5084913A (en) * | 1990-07-26 | 1992-01-28 | Unisys Corporation | Programmable multi-mode two-channel timing generator |
| GB9019487D0 (en) * | 1990-09-06 | 1990-10-24 | Ncr Co | Carrier detection for a wireless local area network |
| GB9019491D0 (en) * | 1990-09-06 | 1990-10-24 | Ncr Co | Clock recovery for a wireless local area network station |
| US5151920A (en) * | 1991-09-10 | 1992-09-29 | Ncr Corporation | Radio LAN station with improved frame delimiter detection in a spread spectrum environment |
| US5402450A (en) * | 1992-01-22 | 1995-03-28 | Trimble Navigation | Signal timing synchronizer |
| US5311544A (en) * | 1992-11-19 | 1994-05-10 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Receiver of a direct sequence spread spectrum system |
-
1993
- 1993-12-28 JP JP33664393A patent/JP2661534B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-12-28 DE DE1994633678 patent/DE69433678T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1994-12-28 US US08/364,701 patent/US5612972A/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-12-28 EP EP19940120817 patent/EP0661828B1/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69433678T2 (de) | 2005-03-24 |
| EP0661828A3 (en) | 1998-03-11 |
| JPH07202750A (ja) | 1995-08-04 |
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| US5612972A (en) | 1997-03-18 |
| EP0661828B1 (en) | 2004-04-07 |
| EP0661828A2 (en) | 1995-07-05 |
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