JP5915753B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
図において、1は単相の交流電源、2はコンデンサ、3はコンバータ回路、41はインバータ回路、5はフィルタ回路、6は負荷である。
負荷6は、リアクトルLf1とコンデンサCf1との接続点と交流電源1の他端との間に接続されている。
インバータ回路41は、スイッチング素子Q1,Q2をオンオフさせて、コンデンサCp,Cnからなる直流電源の電圧を交流電圧Vuに変換する。また、インバータ回路41は、スイッチ素子S1,S2をオンオフさせて、交流電源1の電圧を交流電圧Vuに変換する。インバータ回路41から出力される交流電圧Vuには、高周波数成分が含まれている。
フィルタ回路5は、交流出力電圧に含まれる高周波数成分を除去して、出力電圧Vuの基本波成分である電圧Vloadを出力する。負荷6には、交流電圧Vloadが供給される。
例えば、上記構成からなる電力変換装置は、交流電源1の電圧Vrが低下したとき、昇圧動作を行うことにより、所定の交流電圧を出力する。図12は、交流電源1の電圧Vrが低下したとき、電力変換装置から出力される電圧Vuと負荷6に印加される電圧Vloadを示す図である。
まず、この電力変換装置は、第3の制御モード時のインバータ出力電流の最大値が、第1と第2の制御モード時のインバータ出力電流のいずれかの最大値と略同じ大きさとなるように、またはこの最大値よりも小さくなるように、第3の周波数を定めることができる。
図1は、第1の実施形態に係る電力変換装置の回路構成を説明するための図である。図において、1は交流電源、2はコンデンサ、30は直流電源直列回路、41はインバータ回路、5はフィルタ回路、6は負荷、100は制御回路である。
直流電源直列回路30は、例えば、図10に示したコンバータ回路3で構成することができる。また、交流電源1の電圧を用いて中間電位を含む3レベルの電位を出力することができれば、直流電源直列回路30は、他の方式によって構成された回路であってもよい。
スイッチング素子直列回路は、スイッチング素子Q1,Q2を直列接続した回路である。このスイッチング素子直列回路は、直流電源直列回路30の正側端子Pと負側端子Nの間に接続される。スイッチング素子Q1,Q2の直列接続点は、交流出力端子U(第1の交流出力端子)に接続されている。交流出力端子V(第2の交流出力端子)は、中性点端子Oに接続されている。
第1の双方向スイッチは、スイッチ素子S1,S2を逆並列接続した回路である。この第1の双方向スイッチは、交流出力端子Uと電源端子Rとの間に接続されている。具体的には、スイッチ素子S1のコレクタ端子側が電源端子Rに接続される。また、スイッチ素子S1のエミッタ端子側が交流出力端子Uに接続される。
第1の制御モードは、交流電源1の電圧Vrと直流電源直列回路30の電圧Vp,Vnを用いて、交流電圧Vrよりも高い所定の交流電圧Vuを出力するモードである。この第1の制御モードは、一般に、昇圧モードといわれる。昇圧モードでは、交流電源1の電圧が所定値以下に低下したとき、交流電源の電圧Vrに直流電源直列回路30の電圧Vp,Vnを重畳して、出力電圧Vuが所定電圧に維持される。
すなわち、第1と第2の制御モードは、交流電源1の電圧Vrが変動したとき、出力を所定電圧Vuに維持するための電圧補償モードである。
出力電流Iuの最大値が可制御電流Imより小さければ、第1と第2の周波数は、同じ周波数であっても良く、また異なる周波数であってもよい。
そこで、第3の周波数を、第1と第2周波数のうち高い方の周波数よりも所定倍高い周波数に設定する。このようにすることにより、第3の制御モード時の出力電流Iuの最大値を、第1と第2の制御モード時の出力電流Iuの最大値と略同じかまたはこれらの最大値よりも小さくすることができる。
図2は、インバータ回路41が昇圧モードで動作するときのスイッチング素子Q1,Q2とスイッチ素子S1,S2の制御信号を説明するための図である。制御回路100は、昇圧モードに属する各制御期間において、交流電圧指令Vu*と交流電源1の電圧Vrの関係から、各素子の制御信号を生成する。
交流電圧指令Vu*と電圧Vrの関係が、Vu*>Vrのとき、当該制御期間を領域11とする。領域11は、インバータ回路41が電圧Vuの正側半波を出力するための領域である。
また、交流電圧指令Vu*と電圧Vrの関係が、Vu*≦Vrのとき、当該制御期間を領域12とする。領域12は、インバータ回路41が電圧Vuの負側半波を出力するための領域である。
図3(b)〜(e)は、それぞれ、スイッチング素子Q1,Q2およびスイッチ素子S1,S2のオンオフ状態を示している。図3(b)と図3(d)において斜線を施した部分は、当該素子において電流Iuが流れている期間を示している。なお、スイッチング素子Q1とスイッチ素子S2が交互にオンオフするとき、両方の素子が同時にオフする休止期間が存在する。しかし、説明を簡単にするため、図3では、休止期間を省略して記載している。
このリプル電流Ir1Aは、リアクトルLf1のインダクタンス値およびリアクトルLf1に印加される電圧Vp,Vrとそれぞれの印加時間T1AH,T1ALによって定まる。また、リアクトルLf1に印加される電圧の印加時間は、スイッチング素子Q1とスイッチ素子S2がオンオフする周波数f1Aに対応する。
バックアップモードでは、スイッチング素子Q1,Q2が交互にオンオフ動作をする。スイッチング素子Q1,Q2がオンオフする周波数を周波数f1B(第3の周波数)とする。また、周波数f1Bの周期をT1Bとする。
図4(b)と図4(d)において斜線を施した部分は、当該素子において電流Iuが流れている期間を示している。
そのために、周波数f1Bを周波数f1Aよりも高い周波数に設定する。
例えば、バックアップモード時と昇圧モード時の当該制御期間における電圧変化幅の比に応じて、周波数f1Bを設定する。この場合、周波数f1Bを次式(5)で算出する。
また、スイッチング素子Q1,Q2およびスイッチ素子S1,S2とリアクトルLf1の温度上昇が許容されるのであれば、周波数f1Bを上記の周波数よりも高い周波数とすることもできる。この場合、リアクトルLf1のインダクタンス値を増やすことなく、リプル電流Ir1Bをリプル電流Ir1Aより小さい電流にすることができる。
また、バックアップモードにおけるスイッチング素子Q1,Q2およびスイッチ素子S1,S2とリアクトルLf1で発生する損失の合計が最小となるように、周波数f1Bを設定しても良い。
インバータ回路41が第1の制御モードで動作しているとき、キャリア信号Scの周波数は、周波数f1Aである。交流電源1が停電すると、インバータ回路41の動作はバックアップモード(第3の制御モード)に切り替わる。このとき、キャリア信号Scの周波数は、周波数f1Bに切り替わる。その後、交流電源1が復電すると、インバータ回路41の動作は第1の制御モードに戻る。このとき、キャリア信号Scの周波数は、再度、周波数f1Aとなる。
通常、交流電源1の停電は短時間で回復する。したがって、この間、インバータ回路41が周波数f1Bで動作しても、発生損失の増加による温度上昇は問題とならない。
図6は、第2の実施形態に係る電力変換装置の回路構成を説明するための図である。図において、1は交流電源、2はコンデンサ、30は直流電源直列回路、42はインバータ回路、5はフィルタ回路、6は負荷、101は制御回路である。図1に示した第1の実施形態と同じ構成要素については、同一の符号を付している。同一の符号を付した構成要素については、その説明を省略する。
第2の双方向スイッチは、スイッチ素子S3のコレクタ側が、中性点端子Oに接続されている。また、スイッチ素子S3のエミッタ側が、交流出力端子Uに接続されている。したがって、スイッチ素子S3,S4のいずれかに電流が流れると、交流出力端子Uに中性点端子Oの電圧(ゼロ電圧Vz)が出力される。
ここで、本実施形態に係る電力変換装置は、第1の実施形態に係る電力変換装置と同様、少なくとも第1と第2と第3の制御モードとを備えている。第1と第2と第3の制御モードの機能は、第1の実施形態で説明した機能と同様である。したがって、これらのモードの機能の説明は省略する。
また、この実施形態に係る電力変換装置は、各制御期間において、第1と第2の素子を定める。第1と第2の素子は、各制御モードとその動作条件に基づいて、スイッチング素子Q1,Q2とスイッチ素子S1〜S4の中から予め選択された素子である。第1と第2の素子は、各制御期間において、交互にオンオフする。第1の素子がオンすると、交流出力端子U−V間に第1の電圧が出力される。また、第2の素子がオンすると、交流出力端子U−V間に第2の電圧が出力される。各制御期間において、この2レベルの電圧からなる電圧Vuは、交流電圧指令Vu*に対応する電圧である。
インバータ回路42は、第2の制御モードのとき、第2の周波数で、第1と第2の素子を交互にオンオフさせる。第2の周波数は、可制御電流ImとリアクトルLf1のインダクタンス値に基づいて定められている。
出力電流Iuの最大値が可制御電流Imより小さければ、第1と第2の周波数は、同じ周波数であっても良く、また異なる周波数であってもよい。
そこで、第3の周波数を、第1と第2周波数のうち高い方の周波数よりも所定倍高い周波数に設定する。このようにすることにより、第3の制御モード時の出力電流Iuの最大値を、第1と第2の制御モード時の出力電流Iuの最大値と略同じかまたはこれらの最大値よりも小さくすることができる。
図7は、インバータ回路42が昇圧モードで動作するときのスイッチング素子Q1,Q2およびスイッチ素子S1〜S4の制御信号を説明するための図である。制御回路101は、昇圧モードに属する各制御期間において、交流電圧指令Vu*と交流電源1の電圧Vrの関係から、各素子の制御信号を生成する。
図において、各欄に記載されている記号の意味は、第1の実施形態に係る図2の場合と同様である。ただし、この図の「制御信号」欄には、スイッチ素子S3,S4の制御信号Gs3,Gs4の状態が追加されている。
交流電圧指令Vu*と電圧Vrの関係が、Vu*>Vrのとき、当該制御期間を領域21とする。領域21は、インバータ回路42が電圧Vuの正側半波を出力するための領域である。
また、交流電圧指令Vu*と電圧Vrの関係が、Vu*≦Vrのとき、当該制御期間を領域22とする。領域22は、インバータ回路42が電圧Vuの負側半波を出力するための領域である。
領域21および領域22におけるパルス幅指令αは、次式(7),(8)を用いて算出される。
すなわち、領域21では、スイッチング素子Q1とスイッチ素子S2が交互にオンオフ動作をする。また、領域22では、スイッチング素子Q2とスイッチ素子S1が交互にオンオフ動作をする。ただし、領域21,22において、スイッチ素子S3,S4は、常にオフ状態ある。
領域21において、スイッチング素子Q1、Q2がオンオフする周波数を周波数f2A(第1の周波数)とする。また、周波数f2Aの周期をT2Aとする。
図8(b)〜(g)は、それぞれ、スイッチング素子Q1,Q2およびスイッチ素子S1〜S4のオンオフ状態を示している。図8(b)と図8(d)において斜線を施した部分は、当該素子において電流Iuが流れている期間を示している。なお、本図においても、スイッチング素子Q1とスイッチ素子S2とが同時にオフする休止期間は省略している。
ここで、電流Iuは、上述のとおり、リアクトルLf1を流れる。そして、電流Iuの最大値と最小値との差が、リプル電流Ir2Aである。このリプル電流Ir2Aの最大値は、電流Iuが可制御電流Imより小さくなるように定められている。
このリプル電流Ir2Aは、リアクトルLf1のインダクタンス値およびリアクトルLf1に印加される電圧Vp,Vrとそれぞれの印加時間T2AH,T2ALによって定まる。また、リアクトルLf1に印加される電圧の印加時間は、スイッチング素子Q1とスイッチ素子S2がオンオフする周波数f2Aに対応する。
バックアップモードでは、スイッチング素子Q1,Q2が交互にオンオフ動作をする。スイッチング素子Q1,Q2がオンオフする周波数を周波数f2B(第3の周波数)とする。また、周波数f2Bの周期をT2Bとする。
図9(b)と図9(f)において斜線を施した部分は、当該素子において電流Iuが流れている期間を示している。
そのために、周波数f2Bを周波数f2Aよりも高い周波数に設定する。
このように周波数f2Bを設定すれば、時間T2BHが周波数f2Bに逆比例して短くなるため、リプル電流Ir2Bの増加を抑制することができる。したがって、リプル電流Ir2Bがリプル電流Ir2Aと略同じになるように、周波数f2Bを設定すればよい。
また、通常、交流電源1の停電は短時間で復電するため、この間、インバータ回路42が周波数f2Bで動作しても、発生損失の増加による温度上昇は問題とならない。
2 コンデンサ
3 コンバータ回路
30 直流電源直列回路
41,42 インバータ回路
5 フィルタ回路
6 負荷
100,101 制御回路
Claims (7)
- 第1と第2の直流電源を直列接続してなる直流電源直列回路の電圧と、第1と第2の直流電源の接続点にその一端が接続される交流電源の電圧とを用いて所定の交流電圧を出力するインバータを備え、
前記インバータは、
第1と第2のスイッチング素子を直列接続してなり、前記直流電源直列回路の両端に接続されるスイッチング素子直列回路と、
一端が前記第1と第2のスイッチング素子の接続点に接続され、他端が前記交流電源の他端と接続される第1の双方向スイッチと、
前記第1と第2のスイッチング素子の接続点と負荷との間に接続されるリアクトルと、を有して、
前記交流電源の電圧と前記直流電源直列回路の電圧とを用いて前記交流電源の電圧よりも高い所定の交流電圧を生成する第1の制御モードと、前記交流電源の電圧と前記直流電源直列回路の電圧のうち少なくとも前記交流電源の電圧を用いることによって前記交流電源の電圧よりも低い所定の交流電圧を生成する第2の制御モードと、前記直流電源直列回路の電圧を用いて所定の交流電圧を生成する第3の制御モードのうち、少なくとも第1の制御モードと第2の制御モードのいずれかと第3の制御モードとを含む2以上の制御モードで動作し、
前記第1の制御モードで第1と第2のスイッチング素子をオンオフ動作させるとき、そのオンオフ動作させる周波数を第1の周波数とし、
前記第2の制御モードで前記第1と第2のスイッチング素子をオンオフ動作させるとき、そのオンオフ動作させる周波数を第2の周波数とし、
前記第3の制御モードで前記第1と第2のスイッチング素子をオンオフ動作させるとき、そのオンオフ動作させる周波数を、前記第1と第2の周波数よりも高い第3の周波数とし、
前記インバータが、前記第1または第2の制御モードのいずれかの制御モードと前記第3の制御モードとを有して動作するとき、
前記第3の周波数は、インバータ出力電流の基本波が最大となる位相の近傍において前記第3の制御モード時のインバータ出力電流に含まれるリプル電流が、前記位相の近傍において前記第1または第2の制御モード時のインバータ出力電流に含まれるリプル電流と略同じ大きさになるようにまたはこのリプル電流より小さくなるように定められていることを特徴とする電力変換装置。 - 第1と第2の直流電源を直列接続してなる直流電源直列回路の電圧と、第1と第2の直流電源の接続点にその一端が接続される交流電源の電圧とを用いて所定の交流電圧を出力するインバータを備え、
前記インバータは、
第1と第2のスイッチング素子を直列接続してなり、前記直流電源直列回路の両端に接続されるスイッチング素子直列回路と、
一端が前記第1と第2のスイッチング素子の接続点に接続され、他端が前記交流電源の他端と接続される第1の双方向スイッチと、
前記第1と第2のスイッチング素子の接続点と負荷との間に接続されるリアクトルと、を有して、
前記交流電源の電圧と前記直流電源直列回路の電圧とを用いて前記交流電源の電圧よりも高い所定の交流電圧を生成する第1の制御モードと、前記交流電源の電圧と前記直流電源直列回路の電圧のうち少なくとも前記交流電源の電圧を用いることによって前記交流電源の電圧よりも低い所定の交流電圧を生成する第2の制御モードと、前記直流電源直列回路の電圧を用いて所定の交流電圧を生成する第3の制御モードのうち、少なくとも第1の制御モードと第2の制御モードのいずれかと第3の制御モードとを含む2以上の制御モードで動作し、
前記第1の制御モードで第1と第2のスイッチング素子をオンオフ動作させるとき、そのオンオフ動作させる周波数を第1の周波数とし、
前記第2の制御モードで前記第1と第2のスイッチング素子をオンオフ動作させるとき、そのオンオフ動作させる周波数を第2の周波数とし、
前記第3の制御モードで前記第1と第2のスイッチング素子をオンオフ動作させるとき、そのオンオフ動作させる周波数を、前記第1と第2の周波数よりも高い第3の周波数とし、
前記インバータが、前記第1または第2の制御モードのいずれかの制御モードと前記第3の制御モードとを有して動作するとき、
前記第3の周波数は、インバータ出力電流の基本波が最大となる位相の近傍において前記第3の制御モード時に前記リアクトルに印加される電圧変化幅を、前記位相の近傍において前記第1または第2の制御モード時に前記リアクトルに印加される電圧変化幅で除して得られる係数を、前記第1の周波数に乗じて得られる周波数と略同じになるようにまたはこの周波数より大きくなるように定められていることを特徴とする電力変換装置。 - 第1と第2の直流電源を直列接続してなる直流電源直列回路の電圧と、第1と第2の直流電源の接続点にその一端が接続される交流電源の電圧とを用いて所定の交流電圧を出力するインバータを備え、
前記インバータは、
第1と第2のスイッチング素子を直列接続してなり、前記直流電源直列回路の両端に接続されるスイッチング素子直列回路と、
一端が前記第1と第2のスイッチング素子の接続点に接続され、他端が前記交流電源の他端と接続される第1の双方向スイッチと、
前記第1と第2のスイッチング素子の接続点と負荷との間に接続されるリアクトルと、を有して、
前記交流電源の電圧と前記直流電源直列回路の電圧とを用いて前記交流電源の電圧よりも高い所定の交流電圧を生成する第1の制御モードと、前記交流電源の電圧と前記直流電源直列回路の電圧のうち少なくとも前記交流電源の電圧を用いることによって前記交流電源の電圧よりも低い所定の交流電圧を生成する第2の制御モードと、前記直流電源直列回路の電圧を用いて所定の交流電圧を生成する第3の制御モードのうち、少なくとも第1の制御モードと第2の制御モードのいずれかと第3の制御モードとを含む2以上の制御モードで動作し、
前記第1の制御モードで第1と第2のスイッチング素子をオンオフ動作させるとき、そのオンオフ動作させる周波数を第1の周波数とし、
前記第2の制御モードで前記第1と第2のスイッチング素子をオンオフ動作させるとき、そのオンオフ動作させる周波数を第2の周波数とし、
前記第3の制御モードで前記第1と第2のスイッチング素子をオンオフ動作させるとき、そのオンオフ動作させる周波数を、前記第1と第2の周波数よりも高い第3の周波数とし、
前記インバータが、前記第1または第2の制御モードのいずれかの制御モードと前記第3の制御モードとを有して動作するとき、
前記第3の周波数は、インバータ出力電流の基本波が最大となる位相の近傍において前記第3の制御モード時に前記リアクトルに印加される2つのレベルの電圧それぞれの電圧時間積の差が、前記位相の近傍において前記第1または第2の制御モード時に前記リアクトルに印加される2つのレベルの電圧それぞれの電圧時間積の差と略同じになるようにまたはこの電圧時間積の差より小さくなるように定められていることを特徴とする電力変換装置。 - 第1と第2の直流電源を直列接続してなる直流電源直列回路の電圧と、第1と第2の直流電源の接続点にその一端が接続される交流電源の電圧とを用いて所定の交流電圧を出力するインバータを備え、
前記インバータは、
第1と第2のスイッチング素子を直列接続してなり、前記直流電源直列回路の両端に接続されるスイッチング素子直列回路と、
一端が前記第1と第2のスイッチング素子の接続点に接続され、他端が前記交流電源の他端と接続される第1の双方向スイッチと、
前記第1と第2のスイッチング素子の接続点と負荷との間に接続されるリアクトルと、を有して、
前記交流電源の電圧と前記直流電源直列回路の電圧とを用いて前記交流電源の電圧よりも高い所定の交流電圧を生成する第1の制御モードと、前記交流電源の電圧と前記直流電源直列回路の電圧のうち少なくとも前記交流電源の電圧を用いることによって前記交流電源の電圧よりも低い所定の交流電圧を生成する第2の制御モードと、前記直流電源直列回路の電圧を用いて所定の交流電圧を生成する第3の制御モードのうち、少なくとも第1の制御モードと第2の制御モードのいずれかと第3の制御モードとを含む2以上の制御モードで動作し、
前記第1の制御モードで第1と第2のスイッチング素子をオンオフ動作させるとき、そのオンオフ動作させる周波数を第1の周波数とし、
前記第2の制御モードで前記第1と第2のスイッチング素子をオンオフ動作させるとき、そのオンオフ動作させる周波数を第2の周波数とし、
前記第3の制御モードで前記第1と第2のスイッチング素子をオンオフ動作させるとき、そのオンオフ動作させる周波数を、前記第1と第2の周波数よりも高い第3の周波数とし、
前記インバータが前記第1と第2と第3の制御モードを有して動作するとき、
前記第3の周波数は、インバータ出力電流の基本波が最大となる位相の近傍において前記第3の制御モード時のインバータ出力電流に含まれるリプル電流が、前記位相の近傍において前記第1と第2の制御モード時のインバータ出力電流のいずれかに含まれるリプル電流と略同じ大きさとなるようにまたはこのリプル電流よりも小さくなるように定められていることを特徴とする電力変換装置。 - 第1と第2の直流電源を直列接続してなる直流電源直列回路の電圧と、第1と第2の直流電源の接続点にその一端が接続される交流電源の電圧とを用いて所定の交流電圧を出力するインバータを備え、
前記インバータは、
第1と第2のスイッチング素子を直列接続してなり、前記直流電源直列回路の両端に接続されるスイッチング素子直列回路と、
一端が前記第1と第2のスイッチング素子の接続点に接続され、他端が前記交流電源の他端と接続される第1の双方向スイッチと、
前記第1と第2のスイッチング素子の接続点と負荷との間に接続されるリアクトルと、を有して、
前記交流電源の電圧と前記直流電源直列回路の電圧とを用いて前記交流電源の電圧よりも高い所定の交流電圧を生成する第1の制御モードと、前記交流電源の電圧と前記直流電源直列回路の電圧のうち少なくとも前記交流電源の電圧を用いることによって前記交流電源の電圧よりも低い所定の交流電圧を生成する第2の制御モードと、前記直流電源直列回路の電圧を用いて所定の交流電圧を生成する第3の制御モードのうち、少なくとも第1の制御モードと第2の制御モードのいずれかと第3の制御モードとを含む2以上の制御モードで動作し、
前記第1の制御モードで第1と第2のスイッチング素子をオンオフ動作させるとき、そのオンオフ動作させる周波数を第1の周波数とし、
前記第2の制御モードで前記第1と第2のスイッチング素子をオンオフ動作させるとき、そのオンオフ動作させる周波数を第2の周波数とし、
前記第3の制御モードで前記第1と第2のスイッチング素子をオンオフ動作させるとき、そのオンオフ動作させる周波数を、前記第1と第2の周波数よりも高い第3の周波数とし、
前記インバータが前記第1と第2と第3の制御モードを有して動作するとき、
前記第3の周波数は、インバータ出力電流の基本波が最大となる位相の近傍において前記第3の制御モード時に前記リアクトルに印加される電圧変化幅を、前記位相の近傍において前記第1と第2の制御モード時に前記リアクトルに印加される電圧変化幅のいずれかで除して得られる係数を、前記第1の周波数に乗じて得られる周波数と略同じになるようにまたはこの周波数より大きくなるように定められていることを特徴とする電力変換装置。 - 第1と第2の直流電源を直列接続してなる直流電源直列回路の電圧と、第1と第2の直流電源の接続点にその一端が接続される交流電源の電圧とを用いて所定の交流電圧を出力するインバータを備え、
前記インバータは、
第1と第2のスイッチング素子を直列接続してなり、前記直流電源直列回路の両端に接続されるスイッチング素子直列回路と、
一端が前記第1と第2のスイッチング素子の接続点に接続され、他端が前記交流電源の他端と接続される第1の双方向スイッチと、
前記第1と第2のスイッチング素子の接続点と負荷との間に接続されるリアクトルと、を有して、
前記交流電源の電圧と前記直流電源直列回路の電圧とを用いて前記交流電源の電圧よりも高い所定の交流電圧を生成する第1の制御モードと、前記交流電源の電圧と前記直流電源直列回路の電圧のうち少なくとも前記交流電源の電圧を用いることによって前記交流電源の電圧よりも低い所定の交流電圧を生成する第2の制御モードと、前記直流電源直列回路の電圧を用いて所定の交流電圧を生成する第3の制御モードのうち、少なくとも第1の制御モードと第2の制御モードのいずれかと第3の制御モードとを含む2以上の制御モードで動作し、
前記第1の制御モードで第1と第2のスイッチング素子をオンオフ動作させるとき、そのオンオフ動作させる周波数を第1の周波数とし、
前記第2の制御モードで前記第1と第2のスイッチング素子をオンオフ動作させるとき、そのオンオフ動作させる周波数を第2の周波数とし、
前記第3の制御モードで前記第1と第2のスイッチング素子をオンオフ動作させるとき、そのオンオフ動作させる周波数を、前記第1と第2の周波数よりも高い第3の周波数とし、
前記インバータが前記第1と第2と第3の制御モードを有して動作するとき、
前記第3の周波数は、インバータ出力電流の基本波が最大となる位相の近傍において前記第3の制御モード時に前記リアクトルに印加される2つのレベルの電圧それぞれの電圧時間積の差が、前記位相の近傍において前記第1と第2の制御モード時に前記リアクトルに印加される2つのレベルの電圧それぞれの電圧時間積の差のいずれかと略同じとなるようにまたはこの電圧時間積の差より小さくなるように定められていることを特徴とする電力変換装置。 - 前記インバータは、さらに、前記第1と第2のスイッチング素子の接続点と前記第1と第2の直流電源の接続点との間に接続される第2の双方向スイッチを有していることを特徴とする請求項1乃至請求項6のいずれか1項に記載の電力変換装置。
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CN112952925A (zh) * | 2019-11-26 | 2021-06-11 | 康舒科技股份有限公司 | 具有多组宽范围电压输出的电源供应装置及其控制方法 |
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JPH09182456A (ja) * | 1995-12-26 | 1997-07-11 | Tokyo Electric Power Co Inc:The | 分散型電源装置 |
JPH1075581A (ja) * | 1996-08-30 | 1998-03-17 | Yuasa Corp | 無停電電源装置 |
JP2003230276A (ja) * | 2002-01-30 | 2003-08-15 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置の制御方法 |
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Patent Citations (3)
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