JP5910001B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング素子のオンオフ動作に起因して生じるサージ電圧を抑制することを可能にする電力変換装置に関する。

一般に、交流電動機を駆動する場合、直流電源の電圧をパルス幅変調することにより正弦波と等価なパルス電圧列（スイッチング周波数以上の成分を取り除くと正弦波となる波形）に変換し、このパルス幅変調された正弦波状の電圧が電動機に印加される。図８は、このような方式で電動機を駆動するシステムの概略構成図である。図において、１は直流電源、２は直流電源１に接続された３相電圧形ＰＷＭインバータ（以下インバータとする。）、３はインバータ２を制御するための制御装置、４はインバータ２で駆動される電動機である。

インバータ２は、スイッチング素子Ｑ１とＱ２を直列に接続したＵ相アーム、スイッチング素子Ｑ３とＱ４を直列に接続したＶ相アームおよびスイッチング素子Ｑ５とＱ６を直列に接続したＷ相アームとからなる３相のブリッジで構成されている。Ｕ相アーム、Ｖ相アームおよびＷ相アームは、それぞれ直流電源１の高電位側端子Ｐと低電位側端子Ｎの間に並列に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、自己消弧機能を有する半導体素子の１つであるＩＧＢＴであり、それぞれに逆並列にダイオードが接続されている。

各相アームの接続中点は、インバータ２の出力端子でもある。以下では、それぞれを出力端子Ｕ，Ｖ，ＷまたはＵ，Ｖ，Ｗ端子という。Ｕ端子は電動機４の端子Ｕｍに接続されている。Ｖ端子は電動機４の端子Ｖｍに接続されている。Ｗ端子は電動機４の端子Ｗｍに接続されている。

インバータ２と電動機４との間の接続は配線で行われ、この配線には抵抗成分とインダクタンス成分とが存在する。さらに、インバータ２と電動機４との間の各相の配線間および各相の配線と大地または基準電位との間には浮遊容量が存在する。図８において、Ｌｓはインバータ２と電動機４との間の配線のインダクタンスを示し、Ｃｓは各相の配線と大地または基準電位との間の浮遊容量を示す。なお、各相の配線などが有する抵抗成分はその記載を省略している。

このような電動機駆動システムにおいて、制御装置３は、正弦波（変調信号）と三角波（キャリア信号）との大小比較をするパルス幅変調演算により、インバータ２内のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオンオフ動作させるための制御信号Ｇ１〜Ｇ６を生成する。インバータ２は、制御信号Ｇ１〜Ｇ６に従ってスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオンオフ状態を切り換えることにより、直流電源１の電圧をパルス幅変調されたパルス状の矩形波電圧に変換する。パルス幅変調されたパルス状の矩形波電圧は、インバータ２の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに出力され、配線を介して電動機４の入力端子Ｕｍ，Ｖｍ，Ｗｍに印加される。

ところで、図に示すようにインバータ２と電動機４との間の配線には、インダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓが存在する。パルス幅変調されたパルス状の矩形波電圧がこのインダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓとで構成されるＬＣ回路に印加されると、インバータ２とＬＣ回路との間で共振現象が生じる。

図９は、インバータ２のスイッチング素子Ｑ１がオンオフ動作をしたときの電動機４の入力端子Ｕｍ−Ｎ間に生じる共振電圧を示した図である。
以下、各端子の電位基準点は、直流電源１の低電位側端子Ｎ（以下、Ｎ端子ともいう。）の電位とする。

スイッチング素子Ｑ１の制御信号Ｇ１がＬｏｗからＨｉｇｈに変化すると、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態からオン状態に変化する。スイッチング素子Ｑ１がオフ状態からオン状態に変化すると、インバータ２の出力端子Ｕの電位が０［Ｖ］から直流電源１の電圧Ｅｄ［Ｖ］に変化する。このインバータ２の出力端子Ｕの電位が、電動機４の入力端子Ｕｍに印加される。このとき、インバータ２とインダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓの間でＬＣ共振が発生し、電動機４のＵｍ−Ｎ端子間には共振電圧が印加される。

この共振電圧は、インバータ２と電動機４との間の配線などが有する抵抗成分（図示せず。）により時間とともに減衰振動するサージ電圧となるが、その最大値は、直流電源１の電圧Ｅｄ［Ｖ］の約２倍に達する。そして、この過大なサージ電圧およびその時間変化率ｄｖ／ｄｔは、電動機４の絶縁破壊を引き起こすことが知られている。

このような過大なサージ電圧による電動機の絶縁破壊を防止する方策として、電動機の入力端子部にダイオードブリッジで構成した整流器とその直流端子の両端にコンデンサと抵抗を並列接続してなるサージ電圧抑制装置が提案されている（例えば特許文献１参照。）。また、これを改良したものとして、整流器の直流端子に接続した抵抗に流れる電流をスイッチング素子で制御するサージ電圧抑制装置が提案されている（例えば特許文献２参照。）。また、整流器の直流端子をインバータの入力端子に接続してサージ電圧のエネルギーを電源に回生するサージ電圧抑制方式などが提案されている（例えば特許文献３参照。）。また、インバータと電動機との間にリアクトルを接続し、このリアクトルに抵抗とコンデンサの直列体を並列接続するサージ電圧抑制方法が提案されている（例えば特許文献４参照。）。

特開平８−２３６８２号公報 特開２００６−１１５６６７号公報 特開２０１０−１３６５６４号公報 特開２００７−１６６７０８号公報

しかしながら、前記方策では、サージ電圧を抑制するために整流器、抵抗、コンデンサなどからなるサージ電圧抑制装置や、リアクトル、抵抗、コンデンサからなるサージ電圧抑制回路を追加する必要があり、装置の大型化、高価格化を招くことになる。

本発明は、このような従来のサージ電圧抑制装置が有していた問題を解決しようとするものであり、その目的は、特別な部品を追加することなく、または最小限の部品の追加により、電動機に印加されるサージ電圧を抑制することができる電力変換装置を提供することである。

上記目的を達成するために、本発明に係る制御装置は、直流電源の高電位側端子と低電位側端子との間に直列に接続されたスイッチング素子をオンオフ動作させて直流電源の電圧をパルス列の電圧に変換した後、フィルタ回路で波形整形して負荷に供給する電力変換装置を制御するものである。すなわち、本発明に係る制御装置は、直列接続されたスイッチング素子群から正極性の電流を出力する期間のとき、該スイッチング素子群のうち直流電源の高電位側端子に接続されているスイッチング素子をオンオフ動作させるための制御信号と、低電位側端子に接続されているスイッチング素子をオフ状態にするための制御信号とを生成する。一方、本発明に係る制御装置は、直列接続されたスイッチング素子群から負極性の電流を出力する期間のとき、該スイッチング素子群のうち直流電源の低電位側端子に接続されているスイッチング素子をオンオフ動作させるための制御信号と、高電位側端子に接続されているスイッチング素子をオフ状態にするための制御信号とを生成する。そして、本発明に係る制御装置は、スイッチング素子をオンさせるための制御信号を、第１オフ時間オフの後、第１オン時間オンする第１のオン信号と、前記第１のオン信号に続き第２オフ時間オフの後、第２オン時間オンする第２のオン信号とで構成し、前記スイッチング素子をオフ状態にするための制御信号を前記第１オフ時間の開始時から前記第２オン時間の終了時までオフ状態に維持するようにしている。

さらに、第１オフ時間は、直流電源の高電位側端子に接続されているスイッチング素子と低電位側端子に接続されているスイッチング素子との間で短絡が生じないようにするために両スイッチング素子が同時にオフしている時間に設定される。

さらに、第１オン時間と第２オフ時間とは、フィルタ回路が有する共振周期の１／６の時間幅に設定される。
また、スイッチング素子をオンさせるための制御信号は、第１のオン信号と第２のオン信号に加えて第３のオン信号とで構成することができる。

第３のオン信号は、第２のオン信号に続き、第３オフ時間オフ後、第３オン時間オンする信号である。
さらに、第３オフ時間と第３オン時間とは、フィルタ回路が有する共振周期の１／６の時間幅に設定される。

また、本発明に係る制御装置は、第１オン時間と第２オフ時間および第３オフ時間と第３オン時間を、フィルタ回路が有する共振周期の変化に応じて調節することができる。
すなわち、本発明に係る制御装置は、第１オン時間と第２オフ時間および第３オフ時間と第３オン時間を、直列接続されたスイッチング素子群から出力される電流の大きさまたはフィルタ回路を構成するリアクトルのインダクタンス値に応じて調節することができる。

また、本発明に係る電力変換装置は、上記の制御装置で生成された制御信号に基づいて直流電源の高電位側端子と低電位側端子との間に直列に接続されたスイッチング素子群をオンオフ動作させ、該直流電源の電圧をパルス列の電圧に変換した後フィルタ回路で波形整形して負荷に供給するものである。

本発明に係る電力変換装置は、直流電源の高電位側端子または低電位側端子に接続されたスイッチング素子を高周波数でオンオフ動作させるときに、上下アームの短絡を防止できるとともに、スイッチング素子のオンオフ動作時にフィルタ回路で生じる振動電圧を打ち消すことにより、電動機などの負荷の入力端に生じるサージ電圧を抑制することができる。

本発明に係る電力変換装置の実施形態を説明するための図である。 スイッチング素子Ｑ１の制御信号Ｇ１を生成するブロック図を説明するための図である。 Ｕ相電流の極性が正のときのＰＷＭ信号とスイッチング素子の制御信号との関係を説明するための図であり、（ａ）はＰＷＭ信号ＰＷＭｕ、（ｂ）は制御信号Ｇ１、（ｃ）は制御信号Ｇ２である。 Ｕ相電流の極性が負のときのＰＷＭ信号とスイッチング素子の制御信号との関係を説明するための図であり、（ａ）はＰＷＭ信号ＰＷＭｕ、（ｂ）は制御信号Ｇ１、（ｃ）は制御信号Ｇ２である。 スイッチング素子がオンするときに発生するサージ電圧の抑制を説明するための図であり、（ａ）はＰＷＭ信号ＰＷＭｕ、（ｂ）は制御信号Ｇ１、（ｃ）はＵ−Ｎ端子間電圧波形、（ｄ）は第１のステップ電圧波形、（ｅ）は第２のステップ電圧波形、（ｆ）は第３のステップ電圧波形、（ｇ）は各ステップ電圧により生じる共振電圧波形、（ｈ）はＵｍ−Ｎ端子間の電圧波形である。 スイッチング素子がオフするときに発生するサージ電圧の抑制を説明するための図であり、（ａ）はＰＷＭ信号ＰＷＭｕ、（ｂ）は制御信号Ｇ１、（ｃ）はＵ−Ｎ端子間電圧波形、（ｄ）は第４のステップ電圧波形、（ｅ）は第５のステップ電圧波形、（ｆ）は第６のステップ電圧波形、（ｇ）は各ステップ電圧により生じる共振電圧波形、（ｈ）はＵｍ−Ｎ端子間の電圧波形である。 リアクトルのインダクタンス値と電流との関係を説明するための図である。 従来技術に係る電力変換装置を説明するための図である。 図８に示す電力変換装置で電動機を駆動したときの電動機入力端子に発生するサージ電圧を説明するための図である。

以下、本発明の実施の形態を図１〜図７に基づいて詳細に説明する。なお、図１〜図７において、図８に示した構成要素と共通する構成要素には同符号を付し、その説明を省略する。

図１は本発明に係る電力変換装置の実施形態を説明するための図である。図において、直流電源１、インバータ２、電動機４、配線のインダクタンスＬｓおよび浮遊容量Ｃｓは、図８に示した構成要素と同じである。

インバータ２の出力部にはリアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路が設けられている。リアクトルＬｆはインバータ２の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗと電動機４の入力端子Ｕｍ，Ｖｍ，Ｗｍとの間に挿入される。また、コンデンサＣｆは、その各一端がリアクトルＬｆの各端子Ｕ１、Ｖ１，Ｗ１に接続され、それぞれの他端は一括して直流電源１のＮ端子側に接続されている。

フィルタ回路と電動機４との間には電動機４に流れるＵ相電流，Ｖ相電流，Ｗ相電流を検出するための電流検出器５が設けられている。電流検出器５で検出された各相電流の検出信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、制御装置３ａに入力される。

制御装置３ａは、各電動機の相電流検出信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが各相電流の指令値と一致するように調節演算を行って、各相の出力電圧指令を生成する。さらに、生成した各相の出力電圧指令を用いてパルス幅変調演算を行い、後述する制御信号Ｇ１〜Ｇ６を生成する。

インバータ２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、制御装置３ａで生成された制御信号Ｇ１〜Ｇ６にしたがって、オンオフ動作を行う。すなわち、制御信号Ｇ１〜Ｇ６がＨｉｇｈのとき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６はオンし、制御信号Ｇ１〜Ｇ６がＬｏｗのとき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６はオフする。

スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオンオフ動作を行った結果、インバータ２から三相交流電圧（パルス幅変調された矩形波状のパルス電圧列）が出力される。
インバータから出力されるパルス幅変調された矩形波状のパルス電圧列は、上述のフィルタ回路によってほぼ正弦波状の三相交流電圧に波形整形されて、電動機４に印加される。

ここで、リアクトルＬｆのインダクタンス値およびコンデンサＣｆのキャパシタンス値を配線のインダクタンスＬｓのインダクタンス値および浮遊容量Ｃｓのキャパシタンス値の概ね１０倍またはこれ以上の値に選べば、インダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓとで構成されるＬＣ回路に印加される電圧の立ち上がりと立ち下がりは緩やかになる。その結果、インダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓとで構成されるＬＣ回路の共振を抑制することができる。

しかし、挿入したフィルタ回路とインバータ２との間で共振が発生することが考えられる。フィルタ回路の共振周期Ｔは、リアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌ［Ｈ］およびコンデンサＣｆのキャパシタンス値Ｃ［Ｆ］で定まり、Ｔ＝２π√（ＬＣ）［ｓ］である。

そこで、制御装置３ａは、フィルタ回路で生じる共振を打ち消すために、生成する各スイッチング素子の制御信号を、それぞれ第１のオン信号Ｇ０１、第２のオン信号Ｇ０２および第３のオン信号Ｇ０３で構成する。

以下では、スイッチング素子の制御信号を生成する方法および制御信号の構成について説明する。
図２は、直流電源１の高電位側端子と低電位側端子の間に直列接続されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御信号Ｇ１，Ｇ２を生成する制御ブロック図である。

図３は、Ｕ相電流の極性が正（極性信号ＩｕｐがＨｉｇｈ）の期間において生成されたＰＷＭ信号ＰＷＭｕの１パルス（Ｌｏｗ状態から所定時間Ｈｉｇｈとなった後に再びＬｏｗになる信号）と，このＰＷＭ信号ＰＷＭｕに基づいて生成される制御信号Ｇ１および制御信号Ｇ２の関係をタイミングチャートで表したものである。

図２において、３０１は休止時間Ｔｄの付加手段、３０２はパルス信号生成手段、３０３は遅延信号生成手段、３０４は排他的論理演算手段（ＸＯＲ）、３０５は論理積演算手段（ＡＮＤ）である。この論理積演算手段３０５の出力が、スイッチング素子Ｑ１の制御信号Ｇ１となる。

まず、図示しないＰＷＭ信号生成手段により、Ｕ相のＰＷＭ信号ＰＷＭｕが生成される。ＰＷＭ信号ＰＷＭｕは、Ｕ相の出力電圧指令を直流電源１の電圧で正規化した正弦波信号（変調信号）と三角波信号（キャリア信号）との大小比較をすることにより得られる。

休止時間付加手段３０１は、Ｕ相のＰＷＭ信号ＰＷＭｕに対して休止時間Ｔｄを付加する。この休止時間は、ＰＷＭ信号ＰＷＭｕがＬｏｗからＨｉｇｈに変化するときにのみ付加される。休止時間Ｔｄは、スイッチング素子Ｑ１とＱ２が同時にオンして短絡を起こさないようにするために設けられるオフ期間、すなわち、スイッチング素子Ｑ１とＱ２が同時にオフしている期間である。

したがって、休止時間Ｔｄを付加されたＰＷＭ信号ＰＷＭｕ’は、元のＰＷＭ信号ＰＷＭｕから休止時間Ｔｄだけ遅れてＨｉｇｈになり、元のＰＷＭ信号ＰＷＭｕと同時にＬｏｗとなる信号である。

パルス信号生成手段３０２は、休止時間Ｔｄを付加されたＰＷＭ信号ＰＷＭｕ’の立ち上がりおよび立ち下がりのタイミングにおいて、時間Ｔ１だけＨｉｇｈになる信号Ｇｔ１を生成する。時間Ｔ１は、フィルタ回路の共振周期の１／６の時間である。

遅延信号生成手段３０３は、休止時間Ｔｄを付加されたＰＷＭ信号ＰＷＭｕ’の立ち上がりおよび立ち下がりのタイミングを時間Ｔ２だけ遅れた信号Ｇｔ２を生成する。時間Ｔ２は、時間Ｔ１の２倍の時間に設定されている。

排他的論理演算手段３０４は、パルス信号生成手段３２から出力される信号Ｇｔ１と遅延信号生成手段３０３から出力される信号Ｇｔ２との間で排他的論理演算を行う。
論理積演算手段３０５は、排他的論理演算手段３０４から出力される信号とＵ相電流の極性信号Ｉｕｐとの間の論理積演算を行い、スイッチング素子Ｑ１の制御信号Ｇ１を生成する。

このように演算することにより、Ｈｉｇｈ状態から所定時間Ｌｏｗとなった後に再びＨｉｇｈとなるＵ相のＰＷＭ信号ＰＷＭｕ（図３（ａ））に対して、第１のオン信号Ｇ０１、第２のオン信号Ｇ０２および第３のオン信号Ｇ０３で構成された制御信号Ｇ１（図３（ｂ））が生成される。

具体的には、第１のオン信号Ｇ０１は、ＰＷＭ信号ＰＷＭｕがＨｉｇｈになってから第１オフ時間オフする信号と、その後第１オン時間オンする信号とで構成される。第１オフ時間は、休止時間Ｔｄである。第１オン時間は、時間Ｔ１である。

第２のオン信号Ｇ０２は、第１のオン信号Ｇ０１の第１オン時間経過後第２オフ時間オフする信号と、その後第２オン時間オンする信号とで構成される。第２オフ時間は、時間Ｔ１である。第２オン時間は、第２オフ時間経過後、ＰＷＭ信号ＰＷＭｕがＬｏｗになるまでの時間である。

第３のオン信号Ｇ０３は、第２のオン信号Ｇ０２の第２オン時間経過後第３オフ時間オフする信号と、その後第３オン時間オンする信号とで構成される。第３オフ時間と第３オン時間は、時間Ｔ１である。

一方、スイッチング素子Ｑ２の制御信号Ｇ２は、Ｕ相電流の極性が正であるため、常にＬｏｗである（図３（ｃ））。
次に、Ｕ相電流の極性が負（極性信号ＩｕｐがＬｏｗ）のとき、スイッチング素子Ｑ２の制御信号Ｇ２は、Ｕ相電流の極性信号Ｉｕｐを論理反転演算子３１１でＨｉｇｈとＬｏｗを反転した信号とＰＷＭ信号ＰＷＭｕを論理反転演算子３１２でＨｉｇｈとＬｏｗを反転した信号を用いることにより、生成することができる。

スイッチング素子Ｑ２の制御信号Ｇ２の生成方法は、Ｕ相電流の極性信号Ｉｕｐの反転信号とＰＷＭ信号ＰＷＭｕの反転信号を用いる以外は上記スイッチング素子Ｑ１の制御信号Ｇ１の生成方法と同様であるので、その説明は省略する。

図４は、Ｕ相電流の極性が負（極性信号ＩｕｐがＬｏｗ）の期間において生成されたＰＷＭ信号ＰＷＭｕの１パルスと，このＰＷＭ信号ＰＷＭｕに基づいて生成される制御信号Ｇ１および制御信号Ｇ２の関係をタイミングチャートで表したものである。

図４（ａ）は、Ｈｉｇｈ状態から所定時間Ｌｏｗとなった後に再びＨｉｇｈとなるＰＷＭ信号ＰＷＭｕである。
図４（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ１の制御信号Ｇ１を示す。スイッチング素子Ｑ２の制御信号Ｇ２は、Ｕ相電流の極性が負であるため、常にＬｏｗである。

図４（ｃ）は、スイッチング素子Ｑ２の制御信号Ｇ２を示す。スイッチング素子Ｑ２の制御信号Ｇ２は、第１のオン信号Ｇ０１、第２のオン信号Ｇ０２および第３のオン信号Ｇ０３で構成された信号となる。

具体的には、第１のオン信号Ｇ０１は、ＰＷＭ信号ＰＷＭｕがＬｏｗになってから第１オフ時間オフする信号と、その後第１オン時間オンする信号とで構成される。第１オフ時間は、休止時間Ｔｄである。第１オン時間は、時間Ｔ１である。

第２のオン信号Ｇ０２は、第１のオン信号Ｇ０１の第１オン時間経過後第２オフ時間オフする信号と、その後第２オン時間オンする信号とで構成される。第２オフ時間は、時間Ｔ１である。第２オン時間は、第２オフ時間経過後、ＰＷＭ信号ＰＷＭｕがＨｉｇｈになるまでの時間である。

第３のオン信号Ｇ０３は、第２のオン信号Ｇ０２の第２オン時間経過後第３オフ時間オフする信号と、その後第３オン時間オンする信号とで構成される。第３オフ時間と第３オン時間は、時間Ｔ１である。

なお、休止時間付加手段３０１は、Ｕ相電流の極性信号ＩｕｐがＬｏｗからＨｉｇｈになった後、最初にＰＷＭ信号ＰＷＭｕがＬｏｗからＨｉｇｈになるときにのみ、休止時間Ｔｄを付加するようにしても良い。同様に、休止時間付加手段３２１は、Ｕ相電流の極性信号ＩｕｐがＨｉｇｈからＬｏｗになった後、最初にＰＷＭ信号ＰＷＭｕがＨｉｇｈからＬｏｗになるときにのみ、休止時間Ｔｄを付加するようにしても良い。

このようにすれば、その後のＵ相電流の極性信号ＩｕｐがＨｉｇｈおよびＬｏｗの期間において、ＰＷＭ信号ＰＷＭｕとＰＷＭ信号ＰＷＭｕ’を一致させることができ、より出力電圧指令に近い電圧をＵ端子に発生させるための制御信号Ｇ１，Ｇ２を生成することができる。

また、制御装置３ａは、Ｖ相のＰＷＭ信号ＰＷＭｖを用いてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の制御信号Ｇ３，Ｇ４を生成するとともに、Ｗ相のＰＷＭ信号ＰＷＭｗを用いてスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の制御信号Ｇ５，Ｇ６を生成する。

スイッチング素子Ｑ３とＱ４の制御信号Ｇ３とＧ４およびスイッチング素子Ｑ５とＱ６の制御信号Ｇ５とＧ６は、図２に示したブロック図とほぼ同様の機能を用いて生成することができる。

インバータ２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、このようにして生成された制御信号Ｇ１〜Ｇ６に従ってオンオフ動作を行う。したがって、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、同一相の他方のスイッチング素子が必ずオフしているので、高周波数のオンオフ動作を行うことができる。

直流電源１の電圧は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオンオフ動作によって、パルス幅変調された矩形波状のパルス電圧列に変換される。このパルス電圧列は、インバータ２の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに出力され、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路によって波形整形された後、電動機４の入力端子Ｕｍ，Ｖｍ，Ｗｍに印加される。

なお、図２は、本発明に係る制御装置においてスイッチング素子の制御信号を生成するための制御ブロック図の一例である。したがって、図３及び図４に示したスイッチング素子の制御信号を生成することができれば、図２の制御ブロック図に制限されず、他の方法によって制御信号を生成するものであっても良い。

次に、図５（ａ）〜（ｈ）を用いて、図１に示した電動機駆動システムにおいて、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態からオン状態に移行するときに発生するサージ電圧が抑制される原理を説明する。各端子の電位の基準点は、直流電源１のＮ端子の電位である。

図５（ａ）は、Ｕ相のＰＷＭ信号ＰＷＭｕを示す。
図５（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ１の制御信号Ｇ１を示す。ここでは、図３（ｂ）に示した制御信号Ｇ１のうち、第１のオン信号Ｇ０１と第２のオン信号Ｇ０２を示している。第１のオン信号Ｇ０１がＬｏｗからＨｉｇｈになるタイミングを第１のタイミング、第１のオン信号Ｇ０１がＨｉｇｈからＬｏｗになるタイミングを第２のタイミング、第２のオン信号Ｇ０２がＬｏｗからＨｉｇｈになるタイミングを第３のタイミングとする。

第３のオン信号Ｇ０３は、スイッチング素子Ｑ１がオン状態からオフ状態に移行するときにサージ電圧を抑制するための信号であるため、その詳細は後述することとし、ここではその説明を省略する。

図５（ｃ）は、スイッチング素子Ｑ１がオンオフ動作した結果、Ｕ端子とＮ端子の間に現れる電圧波形を示す。
スイッチング素子Ｑ１は、オフ状態から、制御信号Ｇ１にしたがって、第１のタイミングでオンの状態、第２のタイミングでオフの状態、第３のタイミングでオンの状態に順次移行する。その結果、インバータ２のＵ−Ｎ端子間電圧は、制御信号Ｇ１に対応して、０［Ｖ］→Ｅｄ［Ｖ］→０［Ｖ］→Ｅｄ［Ｖ］と変化する。

ここで、第１，第２，第３のタイミングにおける電圧の変化を、それぞれ第１のステップ電圧、第２のステップ電圧、第３のステップ電圧とする。
インバータ２のＵ−Ｎ端子間に出力される電圧は、図５（ｄ）〜（ｆ）に示す第１のステップ電圧，第２のステップ電圧および第３のステップ電圧の合成電圧として捉えることができる。

第１のステップ電圧は、初期電圧０［Ｖ］から第１のタイミングで正側振幅値Ｅｄ［Ｖ］となる矩形波電圧である（図５（ｄ））。第２のステップ電圧は、初期電圧０［Ｖ］から第２のタイミングで負側振幅値−Ｅｄ［Ｖ］となる矩形波電圧である（図５（ｅ））。第３のステップ電圧は、初期電圧０［Ｖ］から第３のタイミングで正側振幅値Ｅｄ［Ｖ］となる矩形波電圧である（図５（ｆ））。

第１から第３のタイミングにおける電圧の各ステップ変化は、図１に示したリアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路の共振を引き起こす。
図５（ｇ）に示すように、第１のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ１は、初期電圧０［Ｖ］、中心電圧Ｅｄ［Ｖ］、振幅値Ｅｄ［Ｖ］となる正弦波電圧である。第２のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ２は、初期電圧０［Ｖ］、中心電圧−Ｅｄ［Ｖ］、振幅Ｅｄ［Ｖ］となる正弦波電圧である。第３のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ３は、初期電圧０［Ｖ］、中心電圧Ｅｄ［Ｖ］、振幅Ｅｄ［Ｖ］となる正弦波電圧である。

また、リアクトルＬｆのインダクタンス値をＬ［Ｈ］、コンデンサＣｆのキャパシタンス値をＣ［Ｆ］とすると、第１から第３のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ１〜Ｖｒ３の周期ＴはＴ＝２π√（ＬＣ）［ｓ］で表される。したがって、共振周波数ｆは１／Ｔ［Ｈｚ］であり、角周波数ωは２πｆ［ｒａｄ／ｓ］となる。

ここで、時間Ｔ１を共振周期Ｔの１／６の時間に設定すれば、第２のステップ電圧と第３のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ２とＶｒ３は、第１のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ１に対して、それぞれ位相が（４π／３）［ｒａｄ］遅れ、（２π／３）［ｒａｄ］遅れの関係になる。

したがって、第１から第３のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ１〜Ｖｒ３は、Ｖｒ１＝Ｅｄ｛１＋ｓｉｎ［ωｔ］｝、Ｖｒ２＝−Ｅｄ｛１−ｓｉｎ［ωｔ−（４π／３）］｝、Ｖｒ３＝Ｅｄ｛１＋ｓｉｎ［ωｔ−（２π／３）］｝で表される。

上記から、第１のタイミングから第３のタイミングまでの間にフィルタ回路のＵ１端子とＮ端子の間に生じる電圧は、第１のステップ電圧によって生じた共振電圧Ｖｒ１と第２のステップ電圧によって生じた共振電圧Ｖｒ２とを合成した電圧となる（図５（ｈ））。したがって、この期間にＵ１−Ｎ端子間に生じる電圧は、図９に示した共振電圧よりも緩やかな立ち上がりを有する電圧となる。

また、第３のタイミング以降にＵ１−Ｎ端子間に生じる電圧は、共振電圧Ｖｒ１〜Ｖｒ３を合成した電圧である。したがって、第３のタイミング以降にＵ１−Ｎ端子間に生じる電圧は、その大きさがＥｄ［Ｖ］の直流となる（図５（ｈ））。

以上のように、本発明に係る電力変換装置では、スイッチング素子がオフ状態からオン状態に移行するとき、所定時間幅でオンオフ動作を行うようにしたので、フィルタ回路で発生する共振電圧が打ち消される。これにより、フィルタ回路のＵ１端子とＮ端子間の電圧は、０［Ｖ］から直流電源１の電圧Ｅｄ［Ｖ］まで緩やかに立ち上がる電圧となる。その結果、電動機４の入力端子Ｕｍ，Ｖｍ，Ｗｍにはサージ電圧が抑制された電圧が印加されることになる。

次に、図１に示した電動機駆動システムにおいて、インバータ２のスイッチング素子Ｑ１がオフ状態に移行するときに発生するサージ電圧が抑制される原理を、図６（ａ）〜（ｈ）を用いて説明する。各端子の電位基準点は、直流電源１のＮ端子の電位である。

図６（ａ）は、Ｕ相のＰＷＭ信号ＰＷＭｕを示す。
図６（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ１の制御信号Ｇ１を示す。ここでは、図３（ｂ）に示した信号のうち、第２のオン信号Ｇ０２と第３のオン信号Ｇ０３を示している。第２のオン信号Ｇ０２がＨｉｇｈからＬｏｗになるタイミングを第４のタイミング、第３のオン信号Ｇ０３がＬｏｗからＨｉｇｈになるタイミングを第５のタイミング、第３のオン信号Ｇ０３がＨｉｇｈからＬｏｗになるタイミングを第６のタイミングとする。

図６（ｃ）は、スイッチング素子Ｑ１がオンオフ動作した結果、Ｕ端子とＮ端子の間に現れる電圧波形を示す。
スイッチング素子Ｑ１は、オン状態から、制御信号Ｇ１にしたがって、第４のタイミングでオフの状態、第５のタイミングでオンの状態、第６のタイミングでオフの状態に順次移行する。その結果、インバータ２のＵ−Ｎ端子間電圧は、制御信号Ｇ１に対応して、Ｅｄ［Ｖ］→０［Ｖ］→Ｅｄ［Ｖ］→０［Ｖ］と変化する。

ここで、第４，第５，第６のタイミングにおける電圧の変化を、それぞれ第４のステップ電圧、第５のステップ電圧、第６のステップ電圧とする。
図６（ｃ）〜（ｆ）に示すように、インバータ２のＵ−Ｎ端子間に出力される電圧は、第４のステップ電圧、第５のステップ電圧、第６のステップ電圧の合成電圧として捉えることができる。

第４のステップ電圧は、初期電圧Ｅｄ［Ｖ］から第１のタイミングで０［Ｖ］となる矩形波電圧である。第５のステップ電圧は、初期電圧−Ｅｄ［Ｖ］から第２のタイミングで０［Ｖ］となる矩形波電圧である。第６のステップ電圧は、初期電圧Ｅｄ［Ｖ］から第３タイミングで０［Ｖ］となる矩形波電圧である。

ところで、第４から第６のタイミングにおける電圧のステップ変化は、図１に示したリアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路の共振を引き起こす。
図６（ｇ）に示すように、第４のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ４は、初期電圧Ｅｄ［Ｖ］、中心電圧０［Ｖ］、振幅Ｅｄ［Ｖ］となる正弦波電圧である。第５のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ５は、初期値−Ｅｄ［Ｖ］、中心電圧０［Ｖ］、振幅Ｅｄ［Ｖ］となる正弦波電圧である。第６のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ６は、初期電圧Ｅｄ［Ｖ］、中心電圧０［Ｖ］、振幅Ｅｄ［Ｖ］となる正弦波電圧である。

また、第４から第６のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ４〜Ｖｒ６の周期ＴはＴ＝２π√（ＬＣ）［ｓ］である。したがって、共振周波数ｆは１／Ｔ［Ｈｚ］であり、角周波数ωは２πｆ［ｒａｄ／ｓ］となる。

ここで、時間Ｔ１をＶｒ４〜Ｖｒ６の共振周期Ｔの１／６に設定すれば、第５のステップ電圧と第６のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ５とＶｒ６は、第４のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ４に対し、それぞれ位相が（４π／３）［ｒａｄ］遅れ、（２π／３）［ｒａｄ］遅れの関係になる。

そうすると、第４から第６のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ４〜Ｖｒ６は、
Ｖｒ４＝Ｅｄｓｉｎ［ωｔ］、Ｖｒ５＝Ｅｄｓｉｎ［ωｔ−（４π／３）］、Ｖｒ６＝Ｅｄｓｉｎ［ωｔ−（２π／３）］で表される。

上記から、第４のタイミングから第６のタイミングまでの間にフィルタ回路のＵ１端子とＮ端子の間に生じる電圧は、第４のステップ電圧によって生じた共振電圧Ｖｒ４と第５のステップ電圧によって生じた共振電圧Ｖｒ５が合成された電圧となる（図６（ｈ））。したがって、この期間にＵ１−Ｎ端子間に生じる電圧は、図９に示した共振電圧よりも緩やかな立ち下がりを有する電圧となる。

また、第６のタイミング以降にＵ１−Ｎ端子間に生じる電圧は、共振電圧Ｖｒ４〜Ｖｒ６が合成された電圧である。したがって、第６のタイミング以降にＵ１−Ｎ端子間に生じる電圧は、その大きさが０［Ｖ］の直流となる（図６（ｈ））。

すなわち、本発明に係る電力変換装置では、スイッチング素子Ｑ１がオン状態からオフ状態に移行するとき、所定時間幅でオンオフ動作を行うようにしたので、フィルタ回路で発生する共振電圧が打ち消される。これにより、フィルタ回路のＵ１端子とＮ端子の間の電圧は、直流電源１の電圧Ｅｄ［Ｖ］から０［Ｖ］まで緩やかに立ち下がる電圧となる。その結果、電動機４の入力端子Ｕｍ，Ｖｍ，Ｗｍにはサージ電圧が抑制された電圧が印加されることになる。

上述したように、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態からオン状態に変化する場合およびオン状態からオフ状態に変化する場合において、フィルタ回路のＵ１端子とＮ端子の間の電圧は緩やかに変化する。他のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ６がオフ状態からオン状態に変化する場合およびオン状態からオフ状態に変化する場合においても、ほぼ同様の原理により、フィルタ回路のＵ１端子，Ｖ１端子およびＷ１端子の各端子とＮ端子の間の電圧は緩やかに変化する。その結果、電動機４の入力端子Ｕｍ，Ｖｍ，Ｗｍにはサージ電圧が抑制された電圧が印加されることになる。

次に、フィルタ回路の共振周期Ｔが回路動作状態によって変化する場合にも、フィルタ回路で発生する共振電圧を打ち消す方法について説明する。
リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路の共振周期ＴはＴ＝２π√（ＬＣ）［ｓ］で表される。すなわち、共振周期ＴはリアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌの平方根に正比例する。

また、リアクトルＬｆのインダクタンス値ＬとリアクトルＬｆのコイルに流れる電流Ｉｆとの間には図７に示す関係があることが知られている。リアクトルＬｆの鉄心材料にはフェライト磁石やアモルファス合金に代表される磁性材料が用いられている。このような磁性材料を鉄心に用いたリアクトルは、コイルに流れる電流Ｉｆの値が大きくなるとインダクタンス値Ｌが低下するという特性を有する。

コイルに流れる電流Ｉｆの値が大きくなるにしたがってインダクタンス値Ｌが変化すると、設定されているフィルタ回路の共振周期Ｔと実際に発生する共振電圧Ｖｒ１〜Ｖｒ３，Ｖｒ４〜Ｖｒ６の周期にずれが生じる。その結果、フィルタ回路で発生する共振電圧が十分に打消されず、サージ電圧の抑制効果が低減する。

そこで、フィルタ回路の共振周期Ｔの長さに正比例して時間Ｔ１，Ｔ２を調節し、共振電圧が確実に打ち消されるようにする必要がある。
フィルタ回路の共振周期Ｔは、上記のとおりリアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌの平方根に正比例する。したがって、リアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌの平方根に正比例するように時間Ｔ１，Ｔ２を調節すれば、共振電圧が効果的に打消される。また、リアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌに時間Ｔ１，Ｔ２の二乗値が正比例するように調節しても、共振電圧が効果的に打消される。

リアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌは、例えば、制御装置３ａ内に図７に示すリアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌとコイルに流れる電流値との関係を示すデータテーブルを備えることにより、リアクトルＬｆに流れる電流値に基づいて求めることができる。

リアクトルＬｆに流れる電流値は、図１に示すように、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路と電動機４との間に設けた電流検出器５で検出された電流値を用いることができる。リアクトルＬｆに流れる電流のうちコンデンサＣｆに流れる電流の比率が小さい場合、時間Ｔ１を共振周期Ｔの１／６の時間にほぼ一致させることができる。時間Ｔ２は時間Ｔ１の２倍の時間に設定されるため、共振周期Ｔの１／３の時間にほぼ一致する。

リアクトルに流れる電流をより正確に検出するためには、電流検出器５をインバータ２とリアクトルＬｆとの間またはリアクトルＬｆとＵ１端子〜Ｗ１端子の間に設ければ良い。時間Ｔ１を共振周期Ｔの１／６の時間により正確に一致させることができる。同様に、時間Ｔ２を共振周期Ｔの１／３の時間により正確に一致させることができる。

また、上記により求めたリアクトルＬｆのインダクタンス値ＬとコンデンサＣｆのキャパシタンス値Ｃとからフィルタ回路の共振周期Ｔを算出し、この算出した共振周期Ｔに正比例して時間Ｔ１，Ｔ２を調節することもできる。

さらに、上記により求めたフィルタ回路の共振周期Ｔとリアクトルに流れる電流値との相間を示すデータテーブルを予め作成して制御装置３ａ内に備え、リアクトルＬｆに流れる電流値に基づいてこのテーブルを参照し、テーブルを参照することにより得られた共振周期に正比例して時間Ｔ１，Ｔ２を調節することもできる。

このように時間Ｔ１をフィルタ回路の共振周期の１／６となるように調整し、時間Ｔ２を時間Ｔ１の２倍の時間となるように調節すれば、フィルタ回路における共振電圧の打ち消し効果を確実に発揮することができる。その結果、電動機４の入力端子に生じるサージ電圧を効果的に抑制することができる。

なお、時間Ｔ１と時間Ｔ２の調節は、図２に示す制御ブロック図のパルス信号生成手段３０２，３２２および遅延信号生成手段３０３，３２３で行われる。
なお、上述した本発明の実施形態では、３相電圧形ＰＷＭインバータによる電動機駆動システムを例にとって本発明の作用および効果を説明したが、インバータの負荷は電動機に限られず、電動機以外の電気回路または電気部品を負荷とするインバータであっても、同様の作用および効果を発揮することができる。また、インバータは３相インバータに限られず、単相または３相以上の多相インバータであってもよい。また、２レベルのインバータに限られず、３レベル以上の多レベルのインバータであってもよい。

さらに、変調方式もＰＷＭ変調に限られず、矩形波状の電圧を負荷に対して出力する方式であればよい。

１・・・直流電源、２・・・インバータ、３，３ａ・・・制御装置、４・・・電動機、５・・・電流検出器、Ｌｓ・・・配線のインダクタンス、Ｃｓ・・・配線の浮遊容量、Ｌｆ・・・リアクトル、Ｃｆ・・・コンデンサ

Claims (10)

1. 直流電源の高電位側端子と低電位側端子との間に直列に接続されたスイッチング素子群をオンオフ動作させて該直流電源の電圧をパルス列の電圧に変換した後フィルタ回路で波形整形して負荷に供給する電力変換装置の制御装置であって、
   前記直列接続されたスイッチング素子群から正極性の電流を出力する期間のとき、該スイッチング素子群のうち前記直流電源の高電位側端子に接続されているスイッチング素子をオンオフ動作させるための制御信号と、低電位側端子に接続されているスイッチング素子をオフ状態にするための制御信号とを生成し、
   前記直列接続されたスイッチング素子群から負極性の電流を出力する期間のとき、該スイッチング素子群のうち前記直流電源の低電位側端子に接続されているスイッチング素子をオンオフ動作させるための制御信号と、高電位側端子に接続されているスイッチング素子をオフ状態にするための制御信号とを生成し、
   前記スイッチング素子をオンさせるための制御信号を、第１オフ時間オフの後、第１オン時間オンする第１のオン信号と、前記第１のオン信号に続き第２オフ時間オフの後、第２オン時間オンする第２のオン信号とで構成し、前記スイッチング素子をオフ状態にするための制御信号を前記第１オフ時間の開始時から前記第２オン時間の終了時までオフ状態に維持することを特徴とする電力変換装置の制御装置。
2. 前記第１オフ時間は、前記直流電源の高電位側端子に接続されているスイッチング素子と低電位側端子に接続されているスイッチング素子との間で短絡が生じないようにするために両スイッチング素子が同時にオフしている時間であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
3. 前記第１オン時間と前記第２オフ時間を、前記フィルタ回路が有する共振周期の１／６の時間幅に設定することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置の制御装置。
4. 前記スイッチング素子をオンさせるための制御信号を、前記第１のオン信号と前記第２のオン信号に加えて第３のオン信号とで構成し、前記第３のオン信号は、前記第２のオン信号に続き第３オフ時間オフ後、第３オン時間オンすることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置の制御装置。
5. 前記第３オフ時間と前記第３オン時間を、前記フィルタ回路が有する共振周期の１／６の時間幅に設定することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置の制御装置。
6. 前記フィルタ回路は、リアクトルとコンデンサからなる回路であることを特徴とする請求項１乃至請求５に記載の電力変換装置の制御装置。
7. 前記第１オン時間と前記第２オフ時間および前記第３オフ時間と前記第３オン時間を、前記フィルタ回路が有する共振周期の変化に応じて調節することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置の制御装置。
8. 前記第１オン時間と前記第２オフ時間および前記第３オフ時間と前記第３オン時間を、前記直列接続されたスイッチング素子群から出力される電流の大きさに応じて調節することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置の制御装置。
9. 前記第１オン時間と前記第２オフ時間および前記第３オフ時間と前記第３オン時間を、前記リアクトルのインダクタンス値に応じて調節することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置の制御装置。
10. 請求項１乃至請求項９に記載の制御装置で生成された制御信号に基づいて直流電源の高電位側端子と低電位側端子との間に直列に接続されたスイッチング素子群をオンオフ動作させ、該直流電源の電圧をパルス列の電圧に変換した後フィルタ回路で波形整形して負荷に供給することを特徴とする電力変換装置。

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