JP2000050639A - インバータ装置及びこれを用いた空気調和機 - Google Patents
インバータ装置及びこれを用いた空気調和機Info
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- Y02B30/70—Efficient control or regulation technologies, e.g. for control of refrigerant flow, motor or heating
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 漏洩電流を検出するための手段を不要化する
ことによって、簡易な構成にて漏洩電流や騒音を低減す
ることのできるインバータ装置、及びこれを用いた空気
調和機を提供する。 【解決手段】 インバータ装置は、複数のスイッチング
素子がブリッジ接続され、その直流端子に直流電源が接
続され、その交流端子に負荷が接続されるインバータ回
路と、インバータ回路を構成するスイッチング素子をオ
ン、オフ制御するインバータ制御手段と、インバータ回
路のスイッチング素子のオン期間の直前及び直後の少な
くとも一方にて、スイッチング素子のオン期間と比較し
て短い所定の通電期間のパルス電流を所定の休止時間を
おいて少なくとも１回負荷に供給する短時間通電手段と
を備え、空気調和機はこのインバータ装置を用いる。
ことによって、簡易な構成にて漏洩電流や騒音を低減す
ることのできるインバータ装置、及びこれを用いた空気
調和機を提供する。 【解決手段】 インバータ装置は、複数のスイッチング
素子がブリッジ接続され、その直流端子に直流電源が接
続され、その交流端子に負荷が接続されるインバータ回
路と、インバータ回路を構成するスイッチング素子をオ
ン、オフ制御するインバータ制御手段と、インバータ回
路のスイッチング素子のオン期間の直前及び直後の少な
くとも一方にて、スイッチング素子のオン期間と比較し
て短い所定の通電期間のパルス電流を所定の休止時間を
おいて少なくとも１回負荷に供給する短時間通電手段と
を備え、空気調和機はこのインバータ装置を用いる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電動機等の負荷に
交流電力を供給するインバータ装置及びこれを用いた空
気調和機に関する。
交流電力を供給するインバータ装置及びこれを用いた空
気調和機に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】電動機
の電機子巻線と接地端子に接続される筐体との間に浮遊
容量が存在する。また、インバータ装置を介して電動機
に駆動電力を供給する際、インバータ装置を構成するス
イッチング素子をオン、オフ駆動すると電動機の巻線の
対地電位が変動する。この結果、浮遊容量を介して、電
動機の巻線から大地に電流が漏洩する。そこで、例え
ば、特開平１０−４２５８５号公報では漏洩電流の検出
手段と、検出した漏洩電流と逆向きの補償電流を電動機
に流す回路とを設けて漏洩電流を低減している。しか
し、この手法はフィードバック制御であるがために、漏
洩電流を検出するための手段が不可欠で、その分だけ構
成の複雑化が避けられなかった。
の電機子巻線と接地端子に接続される筐体との間に浮遊
容量が存在する。また、インバータ装置を介して電動機
に駆動電力を供給する際、インバータ装置を構成するス
イッチング素子をオン、オフ駆動すると電動機の巻線の
対地電位が変動する。この結果、浮遊容量を介して、電
動機の巻線から大地に電流が漏洩する。そこで、例え
ば、特開平１０−４２５８５号公報では漏洩電流の検出
手段と、検出した漏洩電流と逆向きの補償電流を電動機
に流す回路とを設けて漏洩電流を低減している。しか
し、この手法はフィードバック制御であるがために、漏
洩電流を検出するための手段が不可欠で、その分だけ構
成の複雑化が避けられなかった。
【０００３】一方、インバータ装置を構成するスイッチ
ング素子をオン、オフ駆動すると電動機が機械的振動を
起こして騒音を発生する。このため、電動機の固定方法
を改善して騒音を低減させたり、電動機を遮音壁で遮蔽
して防音する等、機械的な対策を必要とした。また、機
械的対策に使用する材料の信頼性や経年変化等、解決し
なければならない課題を有していた。
ング素子をオン、オフ駆動すると電動機が機械的振動を
起こして騒音を発生する。このため、電動機の固定方法
を改善して騒音を低減させたり、電動機を遮音壁で遮蔽
して防音する等、機械的な対策を必要とした。また、機
械的対策に使用する材料の信頼性や経年変化等、解決し
なければならない課題を有していた。
【０００４】本発明は上記の課題を解決するためになさ
れたもので、その目的は漏洩電流を検出するための手段
を不要化することによって、簡易な構成にて漏洩電流や
騒音を低減することのできるインバータ装置を提供する
にある。
れたもので、その目的は漏洩電流を検出するための手段
を不要化することによって、簡易な構成にて漏洩電流や
騒音を低減することのできるインバータ装置を提供する
にある。
【０００５】本発明の他の目的は、簡易な構成にて漏洩
電流や騒音を低減することのできる空気調和機を提供す
るにある。
電流や騒音を低減することのできる空気調和機を提供す
るにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明は、
複数のスイッチング素子がブリッジ接続され、その直流
端子に直流電源が接続され、その交流端子に負荷が接続
されるインバータ回路と、インバータ回路を構成するス
イッチング素子をオン、オフ制御するインバータ制御手
段と、インバータ回路のスイッチング素子のオン期間の
直前及び直後の少なくとも一方にて、スイッチング素子
のオン期間と比較して短い所定の通電期間のパルス電流
を所定の休止時間をおいて少なくとも１回負荷に供給す
る短時間通電手段と、を備えたインバータ装置である。
複数のスイッチング素子がブリッジ接続され、その直流
端子に直流電源が接続され、その交流端子に負荷が接続
されるインバータ回路と、インバータ回路を構成するス
イッチング素子をオン、オフ制御するインバータ制御手
段と、インバータ回路のスイッチング素子のオン期間の
直前及び直後の少なくとも一方にて、スイッチング素子
のオン期間と比較して短い所定の通電期間のパルス電流
を所定の休止時間をおいて少なくとも１回負荷に供給す
る短時間通電手段と、を備えたインバータ装置である。
【０００７】請求項２に係る発明は、請求項１に記載の
インバータ装置において、短時間通電手段は、負荷から
大地へ漏洩する電流を抑制するようにパルス電流の通電
期間及び休止時間を決定して負荷に供給するものであ
る。
インバータ装置において、短時間通電手段は、負荷から
大地へ漏洩する電流を抑制するようにパルス電流の通電
期間及び休止時間を決定して負荷に供給するものであ
る。
【０００８】請求項３に係る発明は、請求項１又は２に
記載のインバータ装置において、負荷から大地へ流れる
漏洩電流が規格値を超える範囲でのみ、短時間通電手段
を動作させるものである。
記載のインバータ装置において、負荷から大地へ流れる
漏洩電流が規格値を超える範囲でのみ、短時間通電手段
を動作させるものである。
【０００９】請求項４に係る発明は、請求項１に記載の
インバータ装置において、短時間通電手段は、負荷に発
生する振動を抑制するようにパルス電流の通電期間及び
休止時間を決定して負荷に供給するものである。
インバータ装置において、短時間通電手段は、負荷に発
生する振動を抑制するようにパルス電流の通電期間及び
休止時間を決定して負荷に供給するものである。
【００１０】請求項５に係る発明は、請求項１乃至４の
いずれかに記載のインバータ装置において、短時間通電
手段は、直流電源の正、負極間に直列に接続された１対
のスイッチング素子と、スイッチング素子の相互接続点
と大地との間に接続されたコンデンサと、インバータ回
路に対するインバータ制御手段のオン、オフ制御信号に
基づき、１対のスイッチング素子のうち予め決定された
一方を選択すると共に、選択したスイッチング素子を予
め決定された通電期間及び休止時間でオン、オフ制御す
る波形生成手段と、を備えたものである。
いずれかに記載のインバータ装置において、短時間通電
手段は、直流電源の正、負極間に直列に接続された１対
のスイッチング素子と、スイッチング素子の相互接続点
と大地との間に接続されたコンデンサと、インバータ回
路に対するインバータ制御手段のオン、オフ制御信号に
基づき、１対のスイッチング素子のうち予め決定された
一方を選択すると共に、選択したスイッチング素子を予
め決定された通電期間及び休止時間でオン、オフ制御す
る波形生成手段と、を備えたものである。
【００１１】請求項６に係る発明は、請求項１乃至５の
いずれかに記載のインバータ装置において、インバータ
制御手段及び短時間通電手段を単一のマイクロコンピュ
ータで構成したものである。
いずれかに記載のインバータ装置において、インバータ
制御手段及び短時間通電手段を単一のマイクロコンピュ
ータで構成したものである。
【００１２】請求項７に係る発明は、請求項１乃至３の
いずれかに記載のインバータ装置において、インバータ
制御手段及び短時間通電手段を単一のマイクロコンピュ
ータで構成し、インバータ制御手段はＰＷＭ電圧を負荷
に供給するようにインバータ回路を制御し、短時間通電
手段はＰＷＭ電圧波形のオン期間の直前及び直後の少な
くとも一方にてパルス電流を負荷に供給ようにインバー
タ回路を制御するものである。
いずれかに記載のインバータ装置において、インバータ
制御手段及び短時間通電手段を単一のマイクロコンピュ
ータで構成し、インバータ制御手段はＰＷＭ電圧を負荷
に供給するようにインバータ回路を制御し、短時間通電
手段はＰＷＭ電圧波形のオン期間の直前及び直後の少な
くとも一方にてパルス電流を負荷に供給ようにインバー
タ回路を制御するものである。
【００１３】請求項８に係る発明は、請求項１乃至７の
いずれかに記載のインバータ装置において、パルス電流
の通電期間及び休止時間を、インバータ回路を構成する
スイッチング素子及び短時間通電手段を構成するスイッ
チング素子の立上がり及び立下がりに伴う遅延時間を考
慮して補正するものである。
いずれかに記載のインバータ装置において、パルス電流
の通電期間及び休止時間を、インバータ回路を構成する
スイッチング素子及び短時間通電手段を構成するスイッ
チング素子の立上がり及び立下がりに伴う遅延時間を考
慮して補正するものである。
【００１４】請求項９に係る発明は、請求項１乃至８の
いずれかに記載のインバータ装置を用いて、冷凍サイク
ルを形成する圧縮機を駆動する電動機に駆動電力を供給
する空気調和機である。
いずれかに記載のインバータ装置を用いて、冷凍サイク
ルを形成する圧縮機を駆動する電動機に駆動電力を供給
する空気調和機である。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、本発明を好適な実施形態に
基づいて詳細に説明する。図１は本発明の第１の実施形
態の構成を示すブロック図である。同図において、交流
電源１に整流回路２が接続され、この整流回路２の出力
側に平滑コンデンサ３が接続されて周知の直流電源を構
成している。この直流電源には、ノイズ除去用の低域フ
ィルタ４を介して、インバータ回路５が接続されてい
る。また、低域フィルタ４とインバータ回路５との間の
正、負の直流電源線間に漏洩電流低減回路６が接続され
ている。そして、インバータ回路５を制御するためのイ
ンバータ制御手段と、漏洩電流低減回路６を制御するた
めの漏洩電流低減波形生成手段とを含んでなるマイクロ
コンピュータ７を備えている。
基づいて詳細に説明する。図１は本発明の第１の実施形
態の構成を示すブロック図である。同図において、交流
電源１に整流回路２が接続され、この整流回路２の出力
側に平滑コンデンサ３が接続されて周知の直流電源を構
成している。この直流電源には、ノイズ除去用の低域フ
ィルタ４を介して、インバータ回路５が接続されてい
る。また、低域フィルタ４とインバータ回路５との間の
正、負の直流電源線間に漏洩電流低減回路６が接続され
ている。そして、インバータ回路５を制御するためのイ
ンバータ制御手段と、漏洩電流低減回路６を制御するた
めの漏洩電流低減波形生成手段とを含んでなるマイクロ
コンピュータ７を備えている。
【００１６】図２はインバータ回路５及び漏洩電流低減
回路６の詳細な構成を、負荷としての、例えば、冷凍サ
イクルの圧縮機駆動電動機１１と併せて示した回路図で
ある。図２において、インバータ回路５はそれぞれダイ
オードが逆並列接続されたスイッチング素子としての６
個のトランジスタＸ1 ，Ｘ2 ，Ｘ3 ，Ｙ1 ，Ｙ2 ，Ｙ3
が三相ブリッジ接続され、その直流端子、すなわち、ト
ランジスタＸ1 ，Ｙ1の直列接続回路と、トランジスタ
にＸ2 ，Ｙ2 の直列接続回路と、トランジスタＸ3 ，Ｙ
3 の直列接続回路との並列接続端に直流電源線Ｐ，Ｎが
接続され、その交流端子、すなわち、トランジスタＸ1
，Ｙ1 の相互接続点と、トランジスタにＸ2 ，Ｙ2 の
相互接続点と、トランジスタＸ3 ，Ｙ3 の相互接続点と
に圧縮機駆動電動機１１の相巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの一端が接
続され、これらの相巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの他端は共通接続さ
れている。この場合、相巻線Ｕ，Ｖ，Ｗとその筐体、す
なわち、接地端子間に浮遊容量Ｃu ，Ｃv ，Ｃw が存在
している。
回路６の詳細な構成を、負荷としての、例えば、冷凍サ
イクルの圧縮機駆動電動機１１と併せて示した回路図で
ある。図２において、インバータ回路５はそれぞれダイ
オードが逆並列接続されたスイッチング素子としての６
個のトランジスタＸ1 ，Ｘ2 ，Ｘ3 ，Ｙ1 ，Ｙ2 ，Ｙ3
が三相ブリッジ接続され、その直流端子、すなわち、ト
ランジスタＸ1 ，Ｙ1の直列接続回路と、トランジスタ
にＸ2 ，Ｙ2 の直列接続回路と、トランジスタＸ3 ，Ｙ
3 の直列接続回路との並列接続端に直流電源線Ｐ，Ｎが
接続され、その交流端子、すなわち、トランジスタＸ1
，Ｙ1 の相互接続点と、トランジスタにＸ2 ，Ｙ2 の
相互接続点と、トランジスタＸ3 ，Ｙ3 の相互接続点と
に圧縮機駆動電動機１１の相巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの一端が接
続され、これらの相巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの他端は共通接続さ
れている。この場合、相巻線Ｕ，Ｖ，Ｗとその筐体、す
なわち、接地端子間に浮遊容量Ｃu ，Ｃv ，Ｃw が存在
している。
【００１７】また、漏洩電流低減回路６は２個のトラン
ジスタＧ1 ，Ｇ2 の直列接続回路の一端が直流電源線Ｐ
に接続され、その他端が直流電源線Ｎに接続され、トラ
ンジスタＧ1 ，Ｇ2 の相互接続点がインピータンス素子
Ｚ、及び、コンデンサＣを介して接地されている。
ジスタＧ1 ，Ｇ2 の直列接続回路の一端が直流電源線Ｐ
に接続され、その他端が直流電源線Ｎに接続され、トラ
ンジスタＧ1 ，Ｇ2 の相互接続点がインピータンス素子
Ｚ、及び、コンデンサＣを介して接地されている。
【００１８】上記のように構成された第１の実施形態の
動作について図３乃至図６をも参照して以下に説明す
る。先ず、交流電源１の交流電圧が整流回路２によって
整流され、得られた脈流が平滑コンデンサ３で平滑され
て直流電圧となり、この直流電圧が、低域フィルタ４を
介して、インバータ回路５に加えられる。低域フィルタ
４は一つのコアに正、負両側のコイルが同期巻きされ、
負荷側のノイズ成分が電源側に漏洩することを阻止して
いる。マイクロコンピュータ７で構成されるインバータ
制御手段は例えば空調負荷に応じて決定される周波数指
令に従ったＰＷＭ電圧が圧縮機駆動電動機１１に供給さ
れるように、インバータ回路５を構成する６個のトラン
ジスタＸ1 ，Ｘ2 ，Ｘ3 ，Ｙ1 ，Ｙ2 ，Ｙ3 をオン、オ
フ制御する。図３（ａ）はこのＰＷＭ電圧波形を示し、
所定のＰＷＭ周期に対してそのオン期間、すなわち、オ
ンデューティが制御される。
動作について図３乃至図６をも参照して以下に説明す
る。先ず、交流電源１の交流電圧が整流回路２によって
整流され、得られた脈流が平滑コンデンサ３で平滑され
て直流電圧となり、この直流電圧が、低域フィルタ４を
介して、インバータ回路５に加えられる。低域フィルタ
４は一つのコアに正、負両側のコイルが同期巻きされ、
負荷側のノイズ成分が電源側に漏洩することを阻止して
いる。マイクロコンピュータ７で構成されるインバータ
制御手段は例えば空調負荷に応じて決定される周波数指
令に従ったＰＷＭ電圧が圧縮機駆動電動機１１に供給さ
れるように、インバータ回路５を構成する６個のトラン
ジスタＸ1 ，Ｘ2 ，Ｘ3 ，Ｙ1 ，Ｙ2 ，Ｙ3 をオン、オ
フ制御する。図３（ａ）はこのＰＷＭ電圧波形を示し、
所定のＰＷＭ周期に対してそのオン期間、すなわち、オ
ンデューティが制御される。
【００１９】また、マイクロコンピュータ７で構成され
る漏洩電流低減波形生成手段は上述したＰＷＭオン期間
の電圧が立上がる直前に、図３（ｂ）に示したように、
通電期間がｘで休止期間がｙの漏洩電流低減信号を、漏
洩電流低減回路６を構成する２個のトランジスタＧ1 ，
Ｇ2 のいずれか一方に与えて、圧縮機駆動電動機１１に
パルス電流を流す。
る漏洩電流低減波形生成手段は上述したＰＷＭオン期間
の電圧が立上がる直前に、図３（ｂ）に示したように、
通電期間がｘで休止期間がｙの漏洩電流低減信号を、漏
洩電流低減回路６を構成する２個のトランジスタＧ1 ，
Ｇ2 のいずれか一方に与えて、圧縮機駆動電動機１１に
パルス電流を流す。
【００２０】この場合、ＰＷＭオン期間の電圧の立上が
り時には、圧縮機駆動電動機１１の浮遊容量Ｃu ，Ｃv
，Ｃw の存在により図３（ｃ）の漏洩電流波形に示
す過渡的な振動電流が大地に流れ込む。このとき、通電
期間がｘで休止期間がｙの漏洩電流低減信号に基づくパ
ルス電流を圧縮機駆動電動機１１に流し込むことによっ
て、ＰＷＭオン期間における漏洩電流を抑制する。すな
わち、漏洩電流低減信号の立上がりのパルス電流によっ
て図３（ｃ）の漏洩電流波形に示す過渡的な振動電流
を流し、さらに、漏洩電流低減信号の立下がりのパルス
電流によって図３（ｃ）の漏洩電流波形に示す過渡的
な振動電流を流す。この結果、図３（ｃ）の漏洩電流波
形に示すように、ＰＷＭオン期間には三つの振動電流
が重畳されて電流値が略零に抑えられる。
り時には、圧縮機駆動電動機１１の浮遊容量Ｃu ，Ｃv
，Ｃw の存在により図３（ｃ）の漏洩電流波形に示
す過渡的な振動電流が大地に流れ込む。このとき、通電
期間がｘで休止期間がｙの漏洩電流低減信号に基づくパ
ルス電流を圧縮機駆動電動機１１に流し込むことによっ
て、ＰＷＭオン期間における漏洩電流を抑制する。すな
わち、漏洩電流低減信号の立上がりのパルス電流によっ
て図３（ｃ）の漏洩電流波形に示す過渡的な振動電流
を流し、さらに、漏洩電流低減信号の立下がりのパルス
電流によって図３（ｃ）の漏洩電流波形に示す過渡的
な振動電流を流す。この結果、図３（ｃ）の漏洩電流波
形に示すように、ＰＷＭオン期間には三つの振動電流
が重畳されて電流値が略零に抑えられる。
【００２１】なお、インバータ回路５においては、これ
を構成するトランジスタＸ1 ，Ｘ2，Ｘ3 のいずれか一
つと、トランジスタＹ1 ，Ｙ2 ，Ｙ3 のいずれか一つと
がオン状態になっているため、漏洩電流低減信号に従っ
て漏洩電流低減回路６を構成するトランジスタＧ1 ，Ｇ
2 のいずれか一方をオン動作させるとインピーダンス素
子Ｚ及びコンデンサＣを介して圧縮機駆動電動機１１に
パルス電流を流すことができる。すなわち、漏洩電流低
減回路６のトランジスタＧ1 をオン状態にすると、直流
電源線Ｐ→トランジスタＧ1 →インピーダンス素子Ｚ→
コンデンサＣ→大地Ｅ→浮遊容量Ｃu →相巻線Ｕ→トラ
ンジスタＹ1 →直流電源線Ｎの経路でパルス電流が流れ
る。一方、漏洩電流低減回路６のトランジスタＧ2 をオ
ン状態にすると、直流電源線Ｐ→トランジスタＸ3 →相
巻線Ｗ→浮遊容量Ｃw →大地Ｅ→コンデンサＣ→インピ
ーダンス素子Ｚ→トランジスタＧ2 →直流電源線Ｎの経
路でパルス電流が流れる。
を構成するトランジスタＸ1 ，Ｘ2，Ｘ3 のいずれか一
つと、トランジスタＹ1 ，Ｙ2 ，Ｙ3 のいずれか一つと
がオン状態になっているため、漏洩電流低減信号に従っ
て漏洩電流低減回路６を構成するトランジスタＧ1 ，Ｇ
2 のいずれか一方をオン動作させるとインピーダンス素
子Ｚ及びコンデンサＣを介して圧縮機駆動電動機１１に
パルス電流を流すことができる。すなわち、漏洩電流低
減回路６のトランジスタＧ1 をオン状態にすると、直流
電源線Ｐ→トランジスタＧ1 →インピーダンス素子Ｚ→
コンデンサＣ→大地Ｅ→浮遊容量Ｃu →相巻線Ｕ→トラ
ンジスタＹ1 →直流電源線Ｎの経路でパルス電流が流れ
る。一方、漏洩電流低減回路６のトランジスタＧ2 をオ
ン状態にすると、直流電源線Ｐ→トランジスタＸ3 →相
巻線Ｗ→浮遊容量Ｃw →大地Ｅ→コンデンサＣ→インピ
ーダンス素子Ｚ→トランジスタＧ2 →直流電源線Ｎの経
路でパルス電流が流れる。
【００２２】しかして、ＰＷＭ電圧波形の立上がり時に
発生する漏洩電流の過渡的な振動電流波形及び周期を予
め測定すれば、トランジスタＧ1 ，Ｇ2 のいずれをオン
状態にすべきか、漏洩電流低減信号の通電期間ｘ及び休
止期間ｙをいくらにすべきかを決定することができる。
発生する漏洩電流の過渡的な振動電流波形及び周期を予
め測定すれば、トランジスタＧ1 ，Ｇ2 のいずれをオン
状態にすべきか、漏洩電流低減信号の通電期間ｘ及び休
止期間ｙをいくらにすべきかを決定することができる。
【００２３】因みに、第１の実施形態に示す漏洩電流低
減信号の通電期間ｘ及び休止期間ｙは、漏洩電流の振動
周期をＴとすると、次式によって決定される。
減信号の通電期間ｘ及び休止期間ｙは、漏洩電流の振動
周期をＴとすると、次式によって決定される。
【００２４】 ｘ＝±π／（３ω）＋２ａπ／ω …（１） ｙ＝±π／（３ω）＋２ｂπ／ω …（２） ただし、 ω＝２π／Ｔ ａ＝１，２，３，… ｂ＝１，２，３，… ｘ＞０ ｙ＞０ であり、ａ，ｂの値は同一である必要はなく、また、ｘ
を求める（１）式中の第１項の複号を＋とした場合は、
ｙを求める（２）式中の第１項の複号も＋であり、ｘを
求める（１）式中の第１項の複号を−とした場合は、ｙ
を求める（２）式中の第１項の複号も−である。また、
図３はｘ＝ｙ＝π／３ωの場合であり、三相交流波形に
類似した電流波形を生成することによって、漏洩電流低
減効果を最大にすることができる。
を求める（１）式中の第１項の複号を＋とした場合は、
ｙを求める（２）式中の第１項の複号も＋であり、ｘを
求める（１）式中の第１項の複号を−とした場合は、ｙ
を求める（２）式中の第１項の複号も−である。また、
図３はｘ＝ｙ＝π／３ωの場合であり、三相交流波形に
類似した電流波形を生成することによって、漏洩電流低
減効果を最大にすることができる。
【００２５】なお、インバータ回路５から見た浮遊容量
を含んでなる負荷の大地に対するインピーダンスと、直
流電源から漏洩電流低減回路６のコンデンサを介して大
地から見たインピーダンスとが同一でない場合があり得
ることを考慮し、これらのインピーダンスが略一致する
ようにインピーダンス素子Ｚが選択、接続される。
を含んでなる負荷の大地に対するインピーダンスと、直
流電源から漏洩電流低減回路６のコンデンサを介して大
地から見たインピーダンスとが同一でない場合があり得
ることを考慮し、これらのインピーダンスが略一致する
ようにインピーダンス素子Ｚが選択、接続される。
【００２６】かくして、第１の実施形態によれば、ＰＷ
Ｍオン期間の電圧の立上がりの変化に基づくＰＷＭオン
期間の漏洩電流を非常に小さく抑制することができる。
Ｍオン期間の電圧の立上がりの変化に基づくＰＷＭオン
期間の漏洩電流を非常に小さく抑制することができる。
【００２７】上述した電流の漏洩は、ＰＷＭオン期間の
電圧の立下がり時にも発生する。すなわち、浮遊容量Ｃ
u ，Ｃv ，Ｃw の存在により図４（ｃ）の漏洩電流波形
に示す過渡的な振動電流が大地に流れ込む。このと
き、通電期間がｘで休止期間がｙの漏洩電流低減信号に
基づくパルス電流を圧縮機駆動電動機１１に流すことに
よって、ＰＷＭオフ期間における漏洩電流を抑制するこ
とができる。この場合、漏洩電流低減信号の立上がりの
パルス電流によって図４（ｃ）の漏洩電流波形に示す
過渡的な振動電流を流し、さらに、漏洩電流低減信号の
立下がりのパルス電流によって図４（ｃ）の漏洩電流波
形に示す過渡的な振動電流を流す。この場合の漏洩電
流低減信号の通電期間ｘ及び休止期間ｙは上記（１），
（２）式と全く同様にして決定することができる。
電圧の立下がり時にも発生する。すなわち、浮遊容量Ｃ
u ，Ｃv ，Ｃw の存在により図４（ｃ）の漏洩電流波形
に示す過渡的な振動電流が大地に流れ込む。このと
き、通電期間がｘで休止期間がｙの漏洩電流低減信号に
基づくパルス電流を圧縮機駆動電動機１１に流すことに
よって、ＰＷＭオフ期間における漏洩電流を抑制するこ
とができる。この場合、漏洩電流低減信号の立上がりの
パルス電流によって図４（ｃ）の漏洩電流波形に示す
過渡的な振動電流を流し、さらに、漏洩電流低減信号の
立下がりのパルス電流によって図４（ｃ）の漏洩電流波
形に示す過渡的な振動電流を流す。この場合の漏洩電
流低減信号の通電期間ｘ及び休止期間ｙは上記（１），
（２）式と全く同様にして決定することができる。
【００２８】この結果、図４（ｃ）の漏洩電流波形に
示すように、ＰＷＭオン期間の電圧の立下がりの変化に
基づくＰＷＭオフ期間の漏洩電流を非常に小さく抑制す
ることができる。
示すように、ＰＷＭオン期間の電圧の立下がりの変化に
基づくＰＷＭオフ期間の漏洩電流を非常に小さく抑制す
ることができる。
【００２９】また、図３に示したＰＷＭオン期間の直前
の漏洩電流低減信号と、図４に示したＰＷＭオン期間の
直後の漏洩電流低減信号とを漏洩電流低減回路６に加え
ることによって、運転期間の全てに亘って漏洩電流を小
さく抑制することができる。ところで、上述した例では
ＰＷＭオン期間の電圧の立上がりの変化に基づくＰＷＭ
オン期間の漏洩電流を抑制するために、図３においては
ＰＷＭオン期間の直前に１個のパルス電流を供給し、図
４においてはＰＷＭオン期間の電圧の立下がりの変化に
基づくＰＷＭオフ期間の漏洩電流を抑制するために、Ｐ
ＷＭオン期間の直後に１個のパルス電流を供給したが、
これらのパルス電流は１個に限定されるものではなく、
漏洩電流を低減するように予め測定して得られた電流波
形及び振動周期に基づいて２個以上のパルス電流を供給
しても、ＰＷＭオン期間の電圧の立上がりの変化に基づ
くＰＷＭオン期間の漏洩電流や、ＰＷＭオン期間の電圧
の立下がりの変化に基づくＰＷＭオフ期間の漏洩電流を
抑制することができる。図５は２個のパルス電流を供給
して、ＰＷＭオン期間の電圧の立上がりの変化に基づく
ＰＷＭオン期間の漏洩電流を低減する動作を説明するた
めの波形図である。この場合、ＰＷＭオン期間の直前に
２回に亘ってパルス電流を供給する例であり、通電期間
ｘ及び休止期間ｙは次式によって決定することができ
る。
の漏洩電流低減信号と、図４に示したＰＷＭオン期間の
直後の漏洩電流低減信号とを漏洩電流低減回路６に加え
ることによって、運転期間の全てに亘って漏洩電流を小
さく抑制することができる。ところで、上述した例では
ＰＷＭオン期間の電圧の立上がりの変化に基づくＰＷＭ
オン期間の漏洩電流を抑制するために、図３においては
ＰＷＭオン期間の直前に１個のパルス電流を供給し、図
４においてはＰＷＭオン期間の電圧の立下がりの変化に
基づくＰＷＭオフ期間の漏洩電流を抑制するために、Ｐ
ＷＭオン期間の直後に１個のパルス電流を供給したが、
これらのパルス電流は１個に限定されるものではなく、
漏洩電流を低減するように予め測定して得られた電流波
形及び振動周期に基づいて２個以上のパルス電流を供給
しても、ＰＷＭオン期間の電圧の立上がりの変化に基づ
くＰＷＭオン期間の漏洩電流や、ＰＷＭオン期間の電圧
の立下がりの変化に基づくＰＷＭオフ期間の漏洩電流を
抑制することができる。図５は２個のパルス電流を供給
して、ＰＷＭオン期間の電圧の立上がりの変化に基づく
ＰＷＭオン期間の漏洩電流を低減する動作を説明するた
めの波形図である。この場合、ＰＷＭオン期間の直前に
２回に亘ってパルス電流を供給する例であり、通電期間
ｘ及び休止期間ｙは次式によって決定することができ
る。
【００３０】 ｘ＝ｙ＝π／５ω …（３） ただし、ω＝２π／Ｔである。
【００３１】図６は２個のパルス電流を供給して、ＰＷ
Ｍオン期間の電圧の立下がりの変化に基づくＰＷＭオフ
期間の漏洩電流を低減する動作を説明するための波形図
である。この場合、ＰＷＭオフ期間の直後に２回に亘っ
てパルス電流を供給する例であり、通電期間ｘ及び休止
期間ｙは（３）式によって決定することができる。
Ｍオン期間の電圧の立下がりの変化に基づくＰＷＭオフ
期間の漏洩電流を低減する動作を説明するための波形図
である。この場合、ＰＷＭオフ期間の直後に２回に亘っ
てパルス電流を供給する例であり、通電期間ｘ及び休止
期間ｙは（３）式によって決定することができる。
【００３２】なお、漏洩電流波形は周期関数と考えられ
るので、ＰＷＭオン期間の直前又は直後に３個以上のパ
ルス電流を供給する構成にすることもできるが、上述し
た説明から容易に実施できるので、それらの説明を省略
する。
るので、ＰＷＭオン期間の直前又は直後に３個以上のパ
ルス電流を供給する構成にすることもできるが、上述し
た説明から容易に実施できるので、それらの説明を省略
する。
【００３３】また、ＰＷＭオン期間の直前に１個又は複
数の漏洩電流低減信号を漏洩電流低減回路６に加え、Ｐ
ＷＭオン期間の直後に１個又は複数の漏洩電流低減信号
を漏洩電流低減回路６に加えるようにしても、運転期間
の全てに亘って漏洩電流を小さく抑制することができ
る。
数の漏洩電流低減信号を漏洩電流低減回路６に加え、Ｐ
ＷＭオン期間の直後に１個又は複数の漏洩電流低減信号
を漏洩電流低減回路６に加えるようにしても、運転期間
の全てに亘って漏洩電流を小さく抑制することができ
る。
【００３４】かくして、第１の実施形態によれば、漏洩
電流を検出するための手段を不要化することによって、
簡易な構成にて漏洩電流を低減することができる。
電流を検出するための手段を不要化することによって、
簡易な構成にて漏洩電流を低減することができる。
【００３５】ところで上述した第１の実施形態は、漏洩
電流低減回路６をオン、オフ制御する漏洩電流低減波形
生成手段と、インバータ回路５を制御するインバータ制
御手段とを同一のマイクロコンピュータ７に待たせた
が、これらの手段を別個に設けても上述と同様な動作を
させることができる。図７はこの考えに従った第２の実
施形態の構成を示すブロック図であり、図中、図１と同
一の要素には同一の符号を付してその説明を省略する。
この実施形態はマイクロコンピュータにインバータ制御
手段９を設け、このマイクロコンピュータとは別個に漏
洩電流低減回路６を制御する漏洩電流低減用波形生成手
段８を設けたものである。この場合、漏洩電流低減用波
形生成手段８はインバータ制御手段９の制御信号を基準
にして、図３（ｂ）及び図４（ｂ）のいずれか一方又は
両方の漏洩電流低減信号を生成するか、あるいは、図５
（ｂ）及び図６（ｂ）のいずれか一方又は両方の漏洩電
流低減信号を生成するものである。
電流低減回路６をオン、オフ制御する漏洩電流低減波形
生成手段と、インバータ回路５を制御するインバータ制
御手段とを同一のマイクロコンピュータ７に待たせた
が、これらの手段を別個に設けても上述と同様な動作を
させることができる。図７はこの考えに従った第２の実
施形態の構成を示すブロック図であり、図中、図１と同
一の要素には同一の符号を付してその説明を省略する。
この実施形態はマイクロコンピュータにインバータ制御
手段９を設け、このマイクロコンピュータとは別個に漏
洩電流低減回路６を制御する漏洩電流低減用波形生成手
段８を設けたものである。この場合、漏洩電流低減用波
形生成手段８はインバータ制御手段９の制御信号を基準
にして、図３（ｂ）及び図４（ｂ）のいずれか一方又は
両方の漏洩電流低減信号を生成するか、あるいは、図５
（ｂ）及び図６（ｂ）のいずれか一方又は両方の漏洩電
流低減信号を生成するものである。
【００３６】図８は本発明に係るインバータ装置の第３
の実施形態の構成を示すブロック図であり、図中、図１
と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略す
る。この実施形態はインバータ制御手段１０がＰＷＭ信
号と漏洩電流低減信号の両方を生成して、インバータ回
路５を構成するスイッチング素子をオン、オフ制御する
ものである。ここで、インバータ制御手段１０は図３
（ａ）中に破線で示したように、ＰＷＭオン期間の直前
に漏洩電流低減信号ＳＡを生成して、ＰＷＭオン期間の
漏洩電流を低減させたり、図４（ａ）中に破線で示した
ように、ＰＷＭオン期間の直後に漏洩電流低減信号ＳＢ
を生成して、ＰＷＭオフ期間の漏洩電流を低減させたり
するものである。この場合、通電期間ｘ及び休止期間ｙ
は（１），（２）式によって決定することができる。ま
た、インバータ制御手段１０のみによって、図５（ａ）
中に破線で示したように、ＰＷＭオン期間の直前に２個
の漏洩電流低減信号ＳＡを生成して、ＰＷＭオン期間の
漏洩電流を低減させたり、図６（ａ）中に破線で示した
ように、ＰＷＭオン期間の直後に２個の漏洩電流低減信
号ＳＢを生成して、ＰＷＭオフ期間の漏洩電流を低減さ
せたりすることもできる。
の実施形態の構成を示すブロック図であり、図中、図１
と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略す
る。この実施形態はインバータ制御手段１０がＰＷＭ信
号と漏洩電流低減信号の両方を生成して、インバータ回
路５を構成するスイッチング素子をオン、オフ制御する
ものである。ここで、インバータ制御手段１０は図３
（ａ）中に破線で示したように、ＰＷＭオン期間の直前
に漏洩電流低減信号ＳＡを生成して、ＰＷＭオン期間の
漏洩電流を低減させたり、図４（ａ）中に破線で示した
ように、ＰＷＭオン期間の直後に漏洩電流低減信号ＳＢ
を生成して、ＰＷＭオフ期間の漏洩電流を低減させたり
するものである。この場合、通電期間ｘ及び休止期間ｙ
は（１），（２）式によって決定することができる。ま
た、インバータ制御手段１０のみによって、図５（ａ）
中に破線で示したように、ＰＷＭオン期間の直前に２個
の漏洩電流低減信号ＳＡを生成して、ＰＷＭオン期間の
漏洩電流を低減させたり、図６（ａ）中に破線で示した
ように、ＰＷＭオン期間の直後に２個の漏洩電流低減信
号ＳＢを生成して、ＰＷＭオフ期間の漏洩電流を低減さ
せたりすることもできる。
【００３７】この図８に示した第３の実施形態によれば
第１乃至第５の実施形態に設けられた漏洩電流低減回路
６を不要化することができ、より簡単な構成にて漏洩電
流を低減する効果がある。また、図８に示した第３の実
施形態によればインバータ制御手段としてマイクロコン
ピュータを用いた場合には、プログラムを変更するだけ
で漏洩電流低減機能を持たせることができるため、既設
の装置にも適用できる利点もある。
第１乃至第５の実施形態に設けられた漏洩電流低減回路
６を不要化することができ、より簡単な構成にて漏洩電
流を低減する効果がある。また、図８に示した第３の実
施形態によればインバータ制御手段としてマイクロコン
ピュータを用いた場合には、プログラムを変更するだけ
で漏洩電流低減機能を持たせることができるため、既設
の装置にも適用できる利点もある。
【００３８】なお、漏洩電流低減回路６を介して短時間
通電した場合、その分だけ電力損失を伴うので、負荷を
通して大地に流れる漏洩電流が、例えば、日本工業規格
に規定された許容範囲を満足しない負荷範囲においての
み短時間通電制御を実行することにより、効率低下を最
小限に抑えて、漏洩電流を規格値以下に低減することが
できる。
通電した場合、その分だけ電力損失を伴うので、負荷を
通して大地に流れる漏洩電流が、例えば、日本工業規格
に規定された許容範囲を満足しない負荷範囲においての
み短時間通電制御を実行することにより、効率低下を最
小限に抑えて、漏洩電流を規格値以下に低減することが
できる。
【００３９】ところで、インバータ回路５を構成するス
イッチング素子をオン、オフ制御した場合、浮遊容量に
よって漏洩電流を生ずるだけでなく、スイッチングによ
って特定の周期の電磁ノイズ、すなわち、振動騒音を発
生する場合がある。この騒音は前述したように、インバ
ータ回路５のスイッチング素子のＰＷＭオン期間の直前
及び直後の少なくとも一方にて、スイッチング素子のオ
ン期間と比較して短い所定の通電期間のパルス電流を所
定の休止時間をおいて少なくとも１回負荷に供給する短
時間通電手段を設けることによって低減することができ
る。
イッチング素子をオン、オフ制御した場合、浮遊容量に
よって漏洩電流を生ずるだけでなく、スイッチングによ
って特定の周期の電磁ノイズ、すなわち、振動騒音を発
生する場合がある。この騒音は前述したように、インバ
ータ回路５のスイッチング素子のＰＷＭオン期間の直前
及び直後の少なくとも一方にて、スイッチング素子のオ
ン期間と比較して短い所定の通電期間のパルス電流を所
定の休止時間をおいて少なくとも１回負荷に供給する短
時間通電手段を設けることによって低減することができ
る。
【００４０】この具体的な手法として、図１に示した漏
洩電流低減回路６と同様な構成を有する振動電流低減回
路を設けると共に、漏洩電流低減波形生成手段の代わり
に振動低減波形生成手段をマイクロコンピュータ７に持
たせる構成が考えられる。また、図７に示した例と同様
に、インバータ制御手段９のほかに独立した振動低減波
形生成手段を設けても良く、あるいは、図８に示した例
と同様に、インバータ回路５を制御するインバータ制御
手段１０に振動低減波形生成機能を含ませて構成するこ
ともできる。
洩電流低減回路６と同様な構成を有する振動電流低減回
路を設けると共に、漏洩電流低減波形生成手段の代わり
に振動低減波形生成手段をマイクロコンピュータ７に持
たせる構成が考えられる。また、図７に示した例と同様
に、インバータ制御手段９のほかに独立した振動低減波
形生成手段を設けても良く、あるいは、図８に示した例
と同様に、インバータ回路５を制御するインバータ制御
手段１０に振動低減波形生成機能を含ませて構成するこ
ともできる。
【００４１】図９はインバータ回路５を制御するインバ
ータ制御手段１０に振動低減波形生成機能を待たせた第
４の実施形態の動作を説明するための波形図である。こ
の場合、ＰＷＭオン期間の電圧の立上がり時には、圧縮
機駆動電動機１１の相巻線には図９（ｂ）の振動波形
に示す過渡的な振動電流が流れる。このとき、通電期間
がｘで休止期間がｙの振動低減信号に基づくパルス電流
を圧縮機駆動電動機１１に流すことによって、ＰＷＭオ
ン期間における振動を抑制する。すなわち、振動低減信
号に基づくパルス電流の立上がりによって図９（ｂ）の
振動波形に示す過渡的な振動電流を流し、さらに、振
動低減信号に基づくパルス電流の立下がりによって図９
（ｂ）の振動波形に示す過渡的な振動電流を流す。こ
の結果、図９（ｃ）の振動波形に示すような振動に抑
えるようにしたものである。
ータ制御手段１０に振動低減波形生成機能を待たせた第
４の実施形態の動作を説明するための波形図である。こ
の場合、ＰＷＭオン期間の電圧の立上がり時には、圧縮
機駆動電動機１１の相巻線には図９（ｂ）の振動波形
に示す過渡的な振動電流が流れる。このとき、通電期間
がｘで休止期間がｙの振動低減信号に基づくパルス電流
を圧縮機駆動電動機１１に流すことによって、ＰＷＭオ
ン期間における振動を抑制する。すなわち、振動低減信
号に基づくパルス電流の立上がりによって図９（ｂ）の
振動波形に示す過渡的な振動電流を流し、さらに、振
動低減信号に基づくパルス電流の立下がりによって図９
（ｂ）の振動波形に示す過渡的な振動電流を流す。こ
の結果、図９（ｃ）の振動波形に示すような振動に抑
えるようにしたものである。
【００４２】しかして、ＰＷＭ電圧波形の立上がり時に
発生する振動の過渡的な振動電流波形及び周期に応じ
て、振動低減信号の通電期間ｘ及び休止期間ｙをいくら
にすべきかを決定することができる。
発生する振動の過渡的な振動電流波形及び周期に応じ
て、振動低減信号の通電期間ｘ及び休止期間ｙをいくら
にすべきかを決定することができる。
【００４３】因みに、図９に示す第４の実施形態に示す
振動低減信号の通電期間ｘ及び休止期間ｙは、振動の振
動周期をＴとすると、次式によって決定される。
振動低減信号の通電期間ｘ及び休止期間ｙは、振動の振
動周期をＴとすると、次式によって決定される。
【００４４】 ｘ＝±π／（３ω）＋２ａπ／ω …（４） ｙ＝±π／（３ω）＋２ｂπ／ω …（５） ただし、 ω＝２π／Ｔ ａ＝１，２，３，… ｂ＝１，２，３，… ｘ＞０ ｙ＞０ であり、ａ，ｂの値は同一である必要はなく、また、ｘ
を求める式中の第１項の複号を＋とした場合は、ｙを求
める式中の第１項の複号も＋であり、ｘを求める式中の
第１項の複号を−とした場合は、ｙを求める式中の複号
も−である。また、図９はｘ＝ｙ＝π／３ωの場合であ
り、三相交流波形に類似した電流波形を生成することに
よって、振動低減効果を最も大きくすることができる。
を求める式中の第１項の複号を＋とした場合は、ｙを求
める式中の第１項の複号も＋であり、ｘを求める式中の
第１項の複号を−とした場合は、ｙを求める式中の複号
も−である。また、図９はｘ＝ｙ＝π／３ωの場合であ
り、三相交流波形に類似した電流波形を生成することに
よって、振動低減効果を最も大きくすることができる。
【００４５】上述した振動騒音は、ＰＷＭオン期間の電
圧の立下がり時にも発生する。すなわち、図１０（ｂ）
の振動波形に示す過渡的な振動が発生する。このと
き、図１０（ａ）に示すように、通電期間がｘで休止期
間がｙの振動低減信号に基づくパルス電流を圧縮機駆動
電動機１１に流すことによって、ＰＷＭオフ期間におけ
る振動を抑制することができる。この場合、振動低減信
号に基づくパルス電流の立上がりによって図１０（ｂ）
の振動波形に示す過渡的な振動を起こし、さらに、振
動低減信号に基づくパルス電流の立下がりによって図１
０（ｂ）の振動波形に示す過渡的な振動を起こす。こ
の結果、図１０（ｂ）の振動波形に示すような振動に
抑えるようにしたものである。
圧の立下がり時にも発生する。すなわち、図１０（ｂ）
の振動波形に示す過渡的な振動が発生する。このと
き、図１０（ａ）に示すように、通電期間がｘで休止期
間がｙの振動低減信号に基づくパルス電流を圧縮機駆動
電動機１１に流すことによって、ＰＷＭオフ期間におけ
る振動を抑制することができる。この場合、振動低減信
号に基づくパルス電流の立上がりによって図１０（ｂ）
の振動波形に示す過渡的な振動を起こし、さらに、振
動低減信号に基づくパルス電流の立下がりによって図１
０（ｂ）の振動波形に示す過渡的な振動を起こす。こ
の結果、図１０（ｂ）の振動波形に示すような振動に
抑えるようにしたものである。
【００４６】この場合の振動低減信号の通電期間ｘ及び
休止期間ｙは上記（４），（５）式と全く同様にして決
定することができる。
休止期間ｙは上記（４），（５）式と全く同様にして決
定することができる。
【００４７】かくして、第４の実施形態によれば、ＰＷ
Ｍオン期間の電圧の立下がりの変化に基づくＰＷＭオフ
期間の振動を非常に小さく抑制することができる。
Ｍオン期間の電圧の立下がりの変化に基づくＰＷＭオフ
期間の振動を非常に小さく抑制することができる。
【００４８】ところで、図９の例ではＰＷＭオン期間の
電圧の立上がりの変化に基づくＰＷＭオン期間の振動を
抑制するために、ＰＷＭオン期間の直前に１個のパルス
電流を供給し、図１０の例ではＰＷＭオン期間の電圧の
立下がりの変化に基づくＰＷＭオフ期間の振動を抑制す
るために、ＰＷＭオン期間の直後に１個のパルス電流を
供給したが、これらのパルス電流は１個に限定されるも
のではなく、振動を低減するように予め測定して得られ
た電流波形及び振動周期に基づいて２個以上のパルス電
流を供給しても、ＰＷＭオン期間の電圧の立上がりの変
化に基づくＰＷＭオン期間の振動や、ＰＷＭオン期間の
電圧の立下がりの変化に基づくＰＷＭオフ期間の振動を
抑制することができる。
電圧の立上がりの変化に基づくＰＷＭオン期間の振動を
抑制するために、ＰＷＭオン期間の直前に１個のパルス
電流を供給し、図１０の例ではＰＷＭオン期間の電圧の
立下がりの変化に基づくＰＷＭオフ期間の振動を抑制す
るために、ＰＷＭオン期間の直後に１個のパルス電流を
供給したが、これらのパルス電流は１個に限定されるも
のではなく、振動を低減するように予め測定して得られ
た電流波形及び振動周期に基づいて２個以上のパルス電
流を供給しても、ＰＷＭオン期間の電圧の立上がりの変
化に基づくＰＷＭオン期間の振動や、ＰＷＭオン期間の
電圧の立下がりの変化に基づくＰＷＭオフ期間の振動を
抑制することができる。
【００４９】図１１は２個のパルス電流を供給して、Ｐ
ＷＭオン期間の電圧の立上がりの変化に基づくＰＷＭオ
ン期間の振動を低減する動作を説明するための波形図で
ある。この場合、ＰＷＭオン期間の直前に２回に亘って
パルス電流を供給するとすれば、通電期間ｘ及び休止期
間ｙは次式によって決定することができる。
ＷＭオン期間の電圧の立上がりの変化に基づくＰＷＭオ
ン期間の振動を低減する動作を説明するための波形図で
ある。この場合、ＰＷＭオン期間の直前に２回に亘って
パルス電流を供給するとすれば、通電期間ｘ及び休止期
間ｙは次式によって決定することができる。
【００５０】 ｘ＝ｙ＝π／５ω …（６） ただし、ω＝２π／Ｔである。
【００５１】図１２は２個のパルス電流を供給して、Ｐ
ＷＭオン期間の電圧の立下がりの変化に基づくＰＷＭオ
フ期間の振動を低減する動作を説明するための波形図で
ある。この場合、ＰＷＭオフ期間の直後に２回に亘って
パルス電流を供給するとすれば、通電期間ｘ及び休止期
間ｙは（６）式によって決定することができる。
ＷＭオン期間の電圧の立下がりの変化に基づくＰＷＭオ
フ期間の振動を低減する動作を説明するための波形図で
ある。この場合、ＰＷＭオフ期間の直後に２回に亘って
パルス電流を供給するとすれば、通電期間ｘ及び休止期
間ｙは（６）式によって決定することができる。
【００５２】なお、振動波形は周期関数と考えられるの
で、ＰＷＭオン期間の直前又は直後に３個以上のパルス
電流を供給する構成にすることもできるが、上述した説
明から容易に実施できるので、それらの説明を省略す
る。
で、ＰＷＭオン期間の直前又は直後に３個以上のパルス
電流を供給する構成にすることもできるが、上述した説
明から容易に実施できるので、それらの説明を省略す
る。
【００５３】以上の説明から明らかなように、図９乃至
図１２に示した実施形態によれば、振動を検出するため
の手段を不要化することによって、簡易な構成にて振動
騒音を低減することができる。
図１２に示した実施形態によれば、振動を検出するため
の手段を不要化することによって、簡易な構成にて振動
騒音を低減することができる。
【００５４】上述した各実施例中、インバータ回路５を
構成するスイッチング素子としてのトランジスタＸ1 ，
Ｘ2 ，Ｘ3 ，Ｙ1 ，Ｙ2 ，Ｙ3 はスイッチング時間が必
要である。このため、図１３（ａ）に示したように波形
生成手段によって生成した振動低減信号に対して、図１
３（ｂ）に示したようにトランジスタＸ1 ，Ｘ2 ，Ｘ3
，Ｙ1 ，Ｙ2 ，Ｙ3 は遅れて立上がったり、立下がっ
たりする。また、立上がり時の遅延時間は立下がり時の
遅延時間よりも大きい。そこで、波形生成手段にこの遅
延時間を補償する機能を付加することによって、スイッ
チング時間の影響を排除することができる。図１３
（ｃ）は上記（４）〜（６）式で求められた通電期間ｘ
及び休止期間ｙの電流を流すように波形生成手段の出力
波形を補正した例であり、これによって図１３（ｄ）に
示す通電期間ｘ及び休止期間ｙを確保することができ
る。
構成するスイッチング素子としてのトランジスタＸ1 ，
Ｘ2 ，Ｘ3 ，Ｙ1 ，Ｙ2 ，Ｙ3 はスイッチング時間が必
要である。このため、図１３（ａ）に示したように波形
生成手段によって生成した振動低減信号に対して、図１
３（ｂ）に示したようにトランジスタＸ1 ，Ｘ2 ，Ｘ3
，Ｙ1 ，Ｙ2 ，Ｙ3 は遅れて立上がったり、立下がっ
たりする。また、立上がり時の遅延時間は立下がり時の
遅延時間よりも大きい。そこで、波形生成手段にこの遅
延時間を補償する機能を付加することによって、スイッ
チング時間の影響を排除することができる。図１３
（ｃ）は上記（４）〜（６）式で求められた通電期間ｘ
及び休止期間ｙの電流を流すように波形生成手段の出力
波形を補正した例であり、これによって図１３（ｄ）に
示す通電期間ｘ及び休止期間ｙを確保することができ
る。
【００５５】図１４は本発明に係るインバータ装置を用
いた空気調和機の一実施形態の構成を示すブロック図で
あり、図中、図１と同一の要素には同一の符号を付して
その説明を省略する。ここでは、漏洩電流低減回路６に
負荷として圧縮機駆動電動機１１が接続されている。こ
の圧縮機駆動電動機１１には圧縮機１２が結合され、圧
縮機１２の吐出側及び吸入側がそれぞれ四方弁１３に接
続されている。そして、圧縮機１２→四方弁１３→室内
熱交換器１４→膨張弁１５→室外熱交換器１６→四方弁
１３→圧縮機１２でなる周知の冷凍サイクルを形成して
おり、このうち、室内熱交換器１４の熱交換を促進する
ために室内ファン１７が設けられ、また、室外熱交換器
１６の熱交換を促進するために室外ファン１８が設けら
れている。
いた空気調和機の一実施形態の構成を示すブロック図で
あり、図中、図１と同一の要素には同一の符号を付して
その説明を省略する。ここでは、漏洩電流低減回路６に
負荷として圧縮機駆動電動機１１が接続されている。こ
の圧縮機駆動電動機１１には圧縮機１２が結合され、圧
縮機１２の吐出側及び吸入側がそれぞれ四方弁１３に接
続されている。そして、圧縮機１２→四方弁１３→室内
熱交換器１４→膨張弁１５→室外熱交換器１６→四方弁
１３→圧縮機１２でなる周知の冷凍サイクルを形成して
おり、このうち、室内熱交換器１４の熱交換を促進する
ために室内ファン１７が設けられ、また、室外熱交換器
１６の熱交換を促進するために室外ファン１８が設けら
れている。
【００５６】ここで、インバータ制御手段及び漏洩電流
低減波形生成手段を有するマイクロコンピュータ７によ
り、インバータ回路５及び漏洩電流低減回路６を制御す
ることによって、簡易な構成にて漏洩電流を低減するこ
とのできる空気調和機が得られる。
低減波形生成手段を有するマイクロコンピュータ７によ
り、インバータ回路５及び漏洩電流低減回路６を制御す
ることによって、簡易な構成にて漏洩電流を低減するこ
とのできる空気調和機が得られる。
【００５７】なお、図１４に示した空気調和機は図１に
示したインバータ装置を用いているが、図４乃至図８を
用いて説明した他のインバータ装置を用いても上述した
と同様に簡易な構成にて漏洩電流を低減することができ
る。
示したインバータ装置を用いているが、図４乃至図８を
用いて説明した他のインバータ装置を用いても上述した
と同様に簡易な構成にて漏洩電流を低減することができ
る。
【００５８】また、図９乃至図１３を用いて説明した振
動低減波形生成手段を有するマイクロコンピュータ７に
より、インバータ回路５及び漏洩電流低減回路６を制御
することによって、簡易な構成にて振動騒音を低減する
ことのできる空気調和機が得られる。
動低減波形生成手段を有するマイクロコンピュータ７に
より、インバータ回路５及び漏洩電流低減回路６を制御
することによって、簡易な構成にて振動騒音を低減する
ことのできる空気調和機が得られる。
【００５９】
【発明の効果】以上の説明によって明らかなように、本
発明に係るインバータ装置によれば、簡易な構成にて漏
洩電流や騒音を低減することができる。
発明に係るインバータ装置によれば、簡易な構成にて漏
洩電流や騒音を低減することができる。
【００６０】また、本発明に係る空気調和機によれば、
簡易な構成にて漏洩電流や騒音を低減することができ
る。
簡易な構成にて漏洩電流や騒音を低減することができ
る。
【図１】本発明に係るインバータ装置の第１の実施形態
の構成を示すブロック図。
の構成を示すブロック図。
【図２】図１に示した実施形態を構成する主要な要素の
詳細な構成を示す回路図。
詳細な構成を示す回路図。
【図３】図１に示した実施形態の動作を説明するための
波形図。
波形図。
【図４】図１に示した実施形態の動作を説明するための
波形図。
波形図。
【図５】図１に示した実施形態の動作を説明するための
波形図。
波形図。
【図６】図１に示した実施形態の動作を説明するための
波形図。
波形図。
【図７】本発明に係るインバータ装置の第２の実施形態
の構成を示すブロック図。
の構成を示すブロック図。
【図８】本発明に係るインバータ装置の第３の実施形態
の構成を示すブロック図。
の構成を示すブロック図。
【図９】本発明に係るインバータ装置の第４の実施形態
の動作を説明するための波形図。
の動作を説明するための波形図。
【図１０】本発明に係るインバータ装置の第４の実施形
態の動作を説明するための波形図。
態の動作を説明するための波形図。
【図１１】本発明に係るインバータ装置の第４の実施形
態の動作を説明するための波形図。
態の動作を説明するための波形図。
【図１２】本発明に係るインバータ装置の第４の実施形
態の動作を説明するための波形図。
態の動作を説明するための波形図。
【図１３】本発明に係るインバータ装置の第４の実施形
態の動作を説明するための波形図。
態の動作を説明するための波形図。
【図１４】本発明に係る空気調和機の一実施形態の構成
を示すブロック図。
を示すブロック図。
１ 交流電源 ２ 整流回路 ３ 平滑コンデンサ ４ 低域フィルタ ５ インバータ回路 ６ 漏洩電流低減回路 ７ マイクロコンピュータ ８ 漏洩電流低減用波形生成手段 ９，１０ インバータ制御手段 １１ 圧縮機駆動電動機 １２ 圧縮機 １３ 四方弁 １４ 室内熱交換器 １５ 膨張弁 １６ 室外熱交換器 １７ 室内ファン １８ 室外ファン
Claims (9)
- 【請求項１】複数のスイッチング素子がブリッジ接続さ
れ、その直流端子に直流電源が接続され、その交流端子
に負荷が接続されるインバータ回路と、 前記インバータ回路を構成するスイッチング素子をオ
ン、オフ制御するインバータ制御手段と、 前記インバータ回路の前記スイッチング素子のオン期間
の直前及び直後の少なくとも一方にて、前記スイッチン
グ素子のオン期間と比較して短い所定の通電期間のパル
ス電流を所定の休止時間をおいて少なくとも１回前記負
荷に供給する短時間通電手段と、 を備えたインバータ装置。 - 【請求項２】前記短時間通電手段は、負荷から大地へ漏
洩する電流を抑制するように前記パルス電流の通電期間
及び休止時間を決定して前記負荷に供給する請求項１に
記載のインバータ装置。 - 【請求項３】前記負荷から大地へ流れる漏洩電流が規格
値を超える範囲でのみ、前記短時間通電手段を動作させ
る請求項１又は２に記載のインバータ装置。 - 【請求項４】前記短時間通電手段は、負荷に発生する振
動を抑制するように前記パルス電流の通電期間及び休止
時間を決定して前記負荷に供給する請求項１に記載のイ
ンバータ装置。 - 【請求項５】前記短時間通電手段は、 前記直流電源の正、負極間に直列に接続された１対のス
イッチング素子と、 前記スイッチング素子の相互接続点と大地との間に接続
されたコンデンサと、前記インバータ回路に対する前記
インバータ制御手段のオン、オフ制御信号に基づき、前
記１対のスイッチング素子のうち予め決定された一方を
選択すると共に、選択したスイッチング素子を予め決定
された通電期間及び休止時間でオン、オフ制御する波形
生成手段と、 を備えた請求項１乃至４のいずれかに記載のインバータ
装置。 - 【請求項６】前記インバータ制御手段及び前記短時間通
電手段を単一のマイクロコンピュータで構成した請求項
１乃至５のいずれかに記載のインバータ装置。 - 【請求項７】前記インバータ制御手段及び前記短時間通
電手段を単一のマイクロコンピュータで構成し、前記イ
ンバータ制御手段はＰＷＭ電圧を負荷に供給するように
前記インバータ回路を制御し、前記短時間通電手段はＰ
ＷＭ電圧波形のオン期間の直前及び直後の少なくとも一
方にてパルス電流を負荷に供給ように前記インバータ回
路を制御する請求項１乃至３のいずれかに記載のインバ
ータ装置。 - 【請求項８】前記パルス電流の通電期間及び休止時間
を、前記インバータ回路を構成するスイッチング素子及
び前記短時間通電手段を構成するスイッチング素子の立
上がり及び立下がりに伴う遅延時間を考慮して補正する
請求項１乃至７のいずれかに記載のインバータ装置。 - 【請求項９】請求項１乃至８のいずれかに記載のインバ
ータ装置を用いて、冷凍サイクルを形成する圧縮機を駆
動する電動機に駆動電力を供給する空気調和機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10208122A JP2000050639A (ja) | 1998-07-23 | 1998-07-23 | インバータ装置及びこれを用いた空気調和機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10208122A JP2000050639A (ja) | 1998-07-23 | 1998-07-23 | インバータ装置及びこれを用いた空気調和機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000050639A true JP2000050639A (ja) | 2000-02-18 |
| JP2000050639A5 JP2000050639A5 (ja) | 2005-06-16 |
Family
ID=16551009
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10208122A Pending JP2000050639A (ja) | 1998-07-23 | 1998-07-23 | インバータ装置及びこれを用いた空気調和機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000050639A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008035576A (ja) * | 2006-07-26 | 2008-02-14 | Yazaki Corp | 車両用電動ファン装置及び車両用電動ファン装置の駆動方法 |
| JP2009089517A (ja) * | 2007-09-28 | 2009-04-23 | Olympus Corp | 超音波モータの駆動装置 |
| JP2013099218A (ja) * | 2011-11-07 | 2013-05-20 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| WO2017094488A1 (ja) * | 2015-12-04 | 2017-06-08 | 株式会社村田製作所 | 電力変換装置 |
| JP2019011904A (ja) * | 2017-06-30 | 2019-01-24 | 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 | 空気調和機の室外機、及び空気調和機 |
-
1998
- 1998-07-23 JP JP10208122A patent/JP2000050639A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008035576A (ja) * | 2006-07-26 | 2008-02-14 | Yazaki Corp | 車両用電動ファン装置及び車両用電動ファン装置の駆動方法 |
| JP2009089517A (ja) * | 2007-09-28 | 2009-04-23 | Olympus Corp | 超音波モータの駆動装置 |
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| WO2017094488A1 (ja) * | 2015-12-04 | 2017-06-08 | 株式会社村田製作所 | 電力変換装置 |
| JPWO2017094488A1 (ja) * | 2015-12-04 | 2018-09-13 | 株式会社村田製作所 | 電力変換装置 |
| US10581318B2 (en) | 2015-12-04 | 2020-03-03 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Resonant converter including capacitance addition circuits |
| JP2019011904A (ja) * | 2017-06-30 | 2019-01-24 | 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 | 空気調和機の室外機、及び空気調和機 |
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