JP5879821B2 - Motor control device and motor control method - Google Patents
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Description
本発明は、三相同期モータ（電動機）を、インバータのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）で制御するモータ制御装置及びモータ制御方法に関する。 The present invention relates to a motor control device and a motor control method for controlling a three-phase synchronous motor (electric motor) by PWM (Pulse Width Modulation) of an inverter.
三相同期モータをインバータのＰＭＷで制御（以降の説明では、「ＰＭＷ制御」と記載する場合がある）するモータ制御装置としては、例えば、特許文献１に記載されているものがある。
特許文献１に記載されているモータ制御装置は、三次高調波を近似した波形を生成し、この生成した波形をＰＷＭ制御のための三相電圧指令値とするとともに、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）間の相間電圧を電源電圧とするものである。
As a motor control device that controls a three-phase synchronous motor with the PMW of an inverter (in the following description, may be described as “PMW control”), for example, there is one described in
The motor control device described in
しかしながら、特許文献１に記載のモータ制御装置では、相間電圧の波形が正弦波とならないため、ＰＭＷ制御中の三相同期モータに、トルクの変動や異音が発生するおそれがある。
本発明は、上記のような問題点に着目してなされたもので、ＰＭＷ制御中の三相同期モータに発生するトルクの変動や異音を抑制することが可能な、モータ制御装置及びモータ制御方法を提供することを課題とする。
However, in the motor control device described in
The present invention has been made paying attention to the above-described problems, and can provide a motor control device and a motor control capable of suppressing torque fluctuation and abnormal noise generated in a three-phase synchronous motor during PMW control. It is an object to provide a method.
上記課題を解決するために、本発明の一態様は、三相同期モータに供給されるＱ軸電圧及びＤ軸電圧に基づいて算出した三相電圧を三乗した値を、Ｑ軸電圧とＤ軸電圧との二乗和で除算して、三次高調波を演算する。そして、演算した三次高調波を三相電圧に重畳して、パルス幅変調で制御する三相電圧指令値を演算する。 In order to solve the above-described problem, according to one aspect of the present invention, a value obtained by squaring a three-phase voltage calculated based on a Q-axis voltage and a D-axis voltage supplied to a three-phase synchronous motor is set as a Q-axis voltage and a D-axis. The third harmonic is calculated by dividing by the sum of squares with the shaft voltage. Then, the calculated third-order harmonic is superimposed on the three-phase voltage to calculate a three-phase voltage command value controlled by pulse width modulation.
本発明によれば、三相電圧を三乗した値を、Ｑ軸電圧とＤ軸電圧との二乗和で除算して、三次高調波を演算する。これに加え、演算した三次高調波を三相電圧に重畳して、三相電圧指令値を演算するため、相間電圧の波形を、正弦波とすることが可能となる。これにより、ＰＭＷ制御中の三相同期モータに発生するトルクの変動や異音を抑制することが可能となる。 According to the present invention, the value obtained by squaring the three-phase voltage is divided by the square sum of the Q-axis voltage and the D-axis voltage to calculate the third harmonic. In addition, since the calculated third harmonic is superimposed on the three-phase voltage to calculate the three-phase voltage command value, the waveform of the interphase voltage can be a sine wave. As a result, it is possible to suppress torque fluctuations and abnormal noise generated in the three-phase synchronous motor during PMW control.
以下、本発明の実施形態について図面を参照しつつ説明する。
（第一実施形態）
以下、本発明の第一実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
（構成）
図１は、本実施形態のモータ制御装置１の概略構成を示す図である。
モータ制御装置１は、三相電圧指令値をパルス幅変調（以降の説明では、「ＰＭＷ」と記載する場合がある）で制御して、三相同期モータ２を制御（以降の説明では、「ＰＭＷ制御」と記載する場合がある）する装置である。
また、図１中に示すように、モータ制御装置１は、モータ回転角センサ４と、インバータ６と、電圧センサ８と、コントローラ１０を備える。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
(First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
(Constitution)
FIG. 1 is a diagram illustrating a schematic configuration of a
The
As shown in FIG. 1, the
三相同期モータ２は、Ｕ相のコイル１２Ｕと、Ｖ相のコイル１２Ｖと、Ｗ相のコイル１２Ｗを有し、これら三相のコイル（１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗ）へ適切な電流を流すことで回転するモータである。
なお、本実施形態では、一例として、三相同期モータ２を、電気自動車（ＥＶ：ｈｙｂｒｉｄ ｖｅｈｉｃｌｅ）や、ハイブリッド自動車（ＨＥＶ：ｈｙｂｒｉｄ ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｖｅｈｉｃｌｅ）の走行用モータとして用いる場合を説明する。
The three-phase
In the present embodiment, as an example, a case will be described in which the three-phase
モータ回転角センサ４は、上述した各コイル（１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗ）と三相同期モータ２が有する図示しないロータ（回転子）との電気角（電気角度）を検出する。そして、モータ回転角センサ４は、検出した電気角を含む情報信号を、コントローラ１０へ出力する。
インバータ６は、三相同期モータ２及び電源１４と接続する。
また、インバータ６は、Ｕ相プラス側スイッチ１６ＵＰと、Ｕ相マイナス側スイッチ１６ＵＭと、Ｖ相プラス側スイッチ１６ＶＰと、Ｖ相マイナス側スイッチ１６ＶＭと、Ｗ相プラス側スイッチ１６ＷＰと、Ｗ相マイナス側スイッチ１６ＷＭを備える。
The motor
The inverter 6 is connected to the three-phase
The inverter 6 includes a U-phase plus switch 16UP, a U-phase minus switch 16UM, a V-phase plus switch 16VP, a V-phase minus switch 16VM, a W-phase plus switch 16WP, and a W-phase minus side. A switch 16WM is provided.
上述した各スイッチ（１６ＵＰ、１６ＵＷ、１６ＶＰ、１６ＶＭ、１６ＷＰ、１６ＷＭ）は、例えば、パワーＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を用いて形成する。
Ｕ相プラス側スイッチ１６ＵＰは、Ｕ相プラス側アーム１８ＵＰと、Ｕ相プラス側環流用ダイオード２０ＵＰを有する。
Ｕ相プラス側アーム１８ＵＰは、電源１４からＵ相のコイル１２Ｕへの電力供給経路間に介装する。また、Ｕ相プラス側アーム１８ＵＰは、コントローラ１０が出力する駆動指令信号ＶUPに応じて作動し、電源１４からＵ相のコイル１２Ｕへの電力供給経路を接続または遮断する。
Each of the switches (16UP, 16UW, 16VP, 16VM, 16WP, and 16WM) described above is formed using a switching element such as a power MOSFET, for example.
The U-phase plus side switch 16UP has a U-phase plus side arm 18UP and a U-phase plus side recirculation diode 20UP.
The U-phase plus side arm 18UP is interposed between power supply paths from the
Ｕ相プラス側環流用ダイオード２０ＵＰは、Ｕ相プラス側アーム１８ＵＰと並列に接続して、電源１４からＵ相のコイル１２Ｕまでの電力供給経路間に介装する。また、Ｕ相プラス側環流用ダイオード２０ＵＰが電流の流れを許容する方向は、電源１４からＵ相のコイル１２Ｕへの電力供給方向とは逆方向に向ける。
Ｕ相マイナス側スイッチ１６ＵＭは、Ｕ相マイナス側アーム１８ＵＭと、Ｕ相マイナス側環流用ダイオード２０ＵＭを有する。
The U-phase plus side recirculation diode 20UP is connected in parallel with the U-phase plus side arm 18UP and is interposed between the power supply path from the
The U-phase minus side switch 16UM has a U-phase minus side arm 18UM and a U-phase minus side recirculation diode 20UM.
Ｕ相マイナス側アーム１８ＵＭは、Ｕ相プラス側アーム１８ＵＰと直列に接続するとともに、電源１４からＵ相のコイル１２Ｕへの電力供給経路間に介装する。また、Ｕ相マイナス側アーム１８ＵＭは、コントローラ１０が出力する駆動指令信号ＶUMに応じて作動し、電源１４からＵ相のコイル１２Ｕへの電力供給経路を接続または遮断する。
Ｕ相マイナス側環流用ダイオード２０ＵＭは、Ｕ相マイナス側アーム１８ＵＭと並列に接続して、電源１４からＵ相のコイル１２Ｕまでの電力供給経路間に介装する。また、Ｕ相マイナス側環流用ダイオード２０ＵＭが電流の流れを許容する方向は、Ｕ相プラス側環流用ダイオード２０ＵＰと同様、電源１４からＵ相のコイル１２Ｕまでの電力供給方向とは逆方向に向ける。
The U-phase minus side arm 18UM is connected in series with the U-phase plus side arm 18UP and is interposed between power supply paths from the
The U-phase negative side recirculation diode 20UM is connected in parallel with the U-phase negative side arm 18UM and is interposed between the power supply path from the
Ｖ相プラス側スイッチ１６ＶＰは、Ｖ相プラス側アーム１８ＶＰと、Ｖ相プラス側環流用ダイオード２０ＶＰを有する。
Ｖ相プラス側アーム１８ＶＰは、電源１４からＶ相のコイル１２Ｖへの電力供給経路間に介装する。また、Ｖ相プラス側アーム１８ＶＰは、コントローラ１０が出力する駆動指令信号ＶVPに応じて作動し、電源１４からＶ相のコイル１２Ｖへの電力供給経路を接続または遮断する。
V phase plus side switch 16VP has V phase plus side arm 18VP and V phase plus side freewheeling diode 20VP.
The V-phase plus side arm 18VP is interposed between the power supply paths from the
Ｖ相プラス側環流用ダイオード２０ＶＰは、Ｖ相プラス側アーム１８ＶＰと並列に接続して、電源１４からＶ相のコイル１２Ｖへの電力供給経路間に介装する。また、Ｖ相プラス側環流用ダイオード２０ＶＰが電流の流れを許容する方向は、電源１４からＶ相のコイル１２Ｖまでの電力供給方向とは逆方向に向ける。
Ｖ相マイナス側スイッチ１６ＶＭは、Ｖ相マイナス側アーム１８ＶＭと、Ｖ相マイナス側環流用ダイオード２０ＶＭを有する。
The V-phase plus-side recirculation diode 20VP is connected in parallel with the V-phase plus-side arm 18VP and interposed between the power supply paths from the
The V-phase minus side switch 16VM has a V-phase minus side arm 18VM and a V-phase minus side recirculation diode 20VM.
Ｖ相マイナス側アーム１８ＶＭは、Ｖ相プラス側アーム１８ＶＰと直列に接続するとともに、電源１４からＶ相のコイル１２Ｖへの電力供給経路間に介装する。また、Ｖ相マイナス側アーム１８ＶＭは、コントローラ１０が出力する駆動指令信号ＶVMに応じて作動し、電源１４からＶ相のコイル１２Ｖへの電力供給経路を接続または遮断する。
Ｖ相マイナス側環流用ダイオード２０ＶＭは、Ｖ相マイナス側アーム１８ＶＭと並列に接続して、電源１４からＶ相のコイル１２Ｖへの電力供給経路間に介装する。また、Ｖ相マイナス側環流用ダイオード２０ＶＭが電流の流れを許容する方向は、Ｖ相プラス側環流用ダイオード２０ＶＰと同様、電源１４からＶ相のコイル１２Ｖまでの電力供給方向とは逆方向に向ける。
The V-phase minus side arm 18VM is connected in series with the V-phase plus side arm 18VP, and is interposed between power supply paths from the
The V-phase negative side freewheeling diode 20VM is connected in parallel with the V-phase negative side arm 18VM and is interposed between the power supply paths from the
Ｗ相プラス側スイッチ１６ＷＰは、Ｗ相プラス側アーム１８ＷＰと、Ｗ相プラス側環流用ダイオード２０ＷＰを有する。
Ｗ相プラス側アーム１８ＷＰは、電源１４からＷ相のコイル１２Ｗへの電力供給経路間に介装する。また、Ｗ相プラス側アーム１８ＷＰは、コントローラ１０が出力する駆動指令信号ＶWPに応じて作動し、電源１４からＷ相のコイル１２Ｗへの電力供給経路を接続または遮断する。
The W-phase plus side switch 16WP has a W-phase plus side arm 18WP and a W-phase plus side recirculation diode 20WP.
The W-phase plus side arm 18WP is interposed between the power supply paths from the
Ｗ相プラス側環流用ダイオード２０ＷＰは、Ｗ相プラス側アーム１８ＷＰと並列に接続して、電源１４からＷ相のコイル１２Ｗへの電力供給経路間に介装する。また、Ｗ相プラス側環流用ダイオード２０ＷＰが電流の流れを許容する方向は、電源１４からＷ相のコイル１２Ｗまでの電力供給方向とは逆方向に向ける。
Ｗ相マイナス側スイッチ１６ＷＭは、Ｗ相マイナス側アーム１８ＷＭと、Ｗ相マイナス側環流用ダイオード２０ＷＭを有する。
The W-phase plus-side recirculation diode 20WP is connected in parallel with the W-phase plus-side arm 18WP and interposed between the power supply paths from the
The W-phase minus side switch 16WM has a W-phase minus side arm 18WM and a W-phase minus side recirculation diode 20WM.
Ｗ相マイナス側アーム１８ＷＭは、Ｗ相プラス側アーム１８ＷＰと直列に接続するとともに、電源１４からＷ相のコイル１２Ｗへの電力供給経路間に介装する。また、Ｗ相マイナス側アーム１８ＷＭは、コントローラ１０が出力する駆動指令信号ＶWMに応じて作動し、電源１４からＷ相のコイル１２Ｗへの電力供給経路を接続または遮断する。
Ｗ相マイナス側環流用ダイオード２０ＷＭは、Ｗ相マイナス側アーム１８ＷＭと並列に接続して、電源１４からＷ相のコイル１２Ｗへの電力供給経路間に介装する。また、Ｗ相マイナス側環流用ダイオード２０ＷＭが電流の流れを許容する方向は、Ｗ相プラス側環流用ダイオード２０ＷＰと同様、電源１４からＷ相のコイル１２Ｗまでの電力供給方向とは逆方向に向ける。
The W-phase minus side arm 18WM is connected in series with the W-phase plus side arm 18WP, and is interposed between power supply paths from the
The W-phase minus-side recirculation diode 20WM is connected in parallel with the W-phase minus-side arm 18WM and interposed between the power supply paths from the
電圧センサ８は、電源１４の電圧を検出し、この検出した電圧を含む情報信号を、コントローラ１０へ出力する。
ここで、電圧センサ８が検出する電圧は、三相同期モータ２が発生させるトルクや、三相同期モータ２の回転数に応じた電圧であり、具体的には、Ｑ軸電圧と、Ｄ軸電圧である。
Ｑ軸電圧は、三相同期モータ２が有する磁石が発生する磁束の方向に沿った電圧であり、Ｄ軸電圧は、Ｑ軸電圧と直交する方向の電圧である。すなわち、Ｄ軸電圧とＱ軸電圧は、直交回転座標系における二軸の電圧である。
The voltage sensor 8 detects the voltage of the
Here, the voltage detected by the voltage sensor 8 is a voltage corresponding to the torque generated by the three-phase
The Q-axis voltage is a voltage along the direction of the magnetic flux generated by the magnet included in the three-phase
コントローラ１０は、モータ回転角センサ４が出力する情報信号と、電圧センサ８が出力する情報信号の入力を受ける。そして、コントローラ１０は、入力を受けた情報信号が含む電気角と、Ｄ軸電圧及びＱ軸電圧に応じて、上述した各駆動指令信号（ＶUP、ＶUM、ＶVP、ＶVM、ＶWP、ＶWM）を生成する。さらに、コントローラ１０は、生成した駆動指令信号を、インバータ６へ出力する。これにより、上述した電気角に応じて、三相のコイル（１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗ）の電圧を、「０」〜「電源１４が供給する電圧（供給電圧）」の間で変化させる。
The
以下、図１を参照しつつ、図２を用いて、コントローラ１０の詳細な構成を説明する。
図２は、コントローラ１０の構成を示すブロック図である。
コントローラ１０は、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２と、三次高調波重畳部２４と、ＰＷＭデューティ変換部２６と、ＰＷＭ波形生成部２８を備える。
Hereinafter, the detailed configuration of the
FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the
The
ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２は、モータ回転角センサ４が出力する情報信号が含む電気角θと、電圧センサ８が出力する情報信号が含むＤ軸電圧ＶD及びＱ軸電圧ＶQに基づき、三相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）を算出する。
すなわち、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２は、三相同期モータ２に供給されるＱ軸電圧ＶD及びＱ軸電圧ＶQに基づいて、三相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）を算出する。
ここで、三相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）を算出する際には、以下の計算式（１）を用いる。
The DQ-
That is, the DQ-
Here, when calculating the three-phase voltages (V U , V V , V W ), the following calculation formula (1) is used.
そして、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２は、算出した三相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）を含む情報信号を、三次高調波重畳部２４へ出力する。
三次高調波重畳部２４は、三相同期モータ２を制御するためにＰＭＷ制御で制御する三相電圧指令値（ＶUCMD、ＶVCMD、ＶWCMD）を演算する。なお、三相電圧指令値の演算は、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２が出力した情報信号が含む三相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）と、電圧センサ８が出力する情報信号が含むＤ軸電圧ＶD及びＱ軸電圧ＶQに基づいて行う。
ここで、三相電圧指令値（ＶUCMD、ＶVCMD、ＶWCMD）を算出する際には、以下の計算式（２）を用いる。
Then, the DQ-
The third harmonic superimposing unit 24 calculates three-phase voltage command values (V UCMD , V VCMD , V WCMD ) controlled by PMW control in order to control the three-phase
Here, when calculating the three-phase voltage command values (V UCMD , V VCMD , V WCMD ), the following calculation formula (2) is used.
すなわち、三次高調波重畳部２４は、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２が算出した三相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）を三乗した値（ＶU 3、ＶV 3、ＶW 3）を、Ｄ軸電圧ＶDとＱ軸電圧ＶQとの二乗和で除算して、三次高調波を演算する。
これに加え、三次高調波重畳部２４は、上記のように演算した三次高調波を、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２が算出した三相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）に重畳して、波形が正弦波である三相電圧指令値（ＶUCMD、ＶVCMD、ＶWCMD）を演算する。なお、三次高調波重畳部２４が演算する三相電圧指令値（ＶUCMD、ＶVCMD、ＶWCMD）の波形が正弦波となる理由は、後述する。
That is, the third harmonic superimposing unit 24 is a value (V U 3 , V V 3 , V W 3 ) obtained by squaring the three-phase voltages (V U , V V , V W ) calculated by the DQ-
In addition, the third harmonic superimposing unit 24 superimposes the third harmonic calculated as described above on the three-phase voltages (V U , V V , V W ) calculated by the DQ-
そして、三次高調波重畳部２４は、演算した三相電圧指令値（ＶUCMD、ＶVCMD、ＶWCMD）を含む情報信号を、ＰＷＭデューティ変換部２６へ出力する。
ＰＷＭデューティ変換部２６は、三次高調波重畳部２４が出力した情報信号が含む三相電圧指令値（ＶUCMD、ＶVCMD、ＶWCMD）に基づき、この三相電圧指令値を実現するためのＰＷＭデューティ比（ＤU、ＤV、ＤW）を演算する。
Then, the third harmonic superimposing unit 24 outputs an information signal including the calculated three-phase voltage command values (V UCMD , V VCMD , V WCMD ) to the PWM
The
そして、ＰＷＭデューティ変換部２６は、演算したＰＷＭデューティ比（ＤU、ＤV、ＤW）を含む情報信号を、ＰＷＭ波形生成部２８へ出力する。
ＰＷＭ波形生成部２８は、ＰＷＭデューティ変換部２６が出力した情報信号が含むＰＷＭデューティ比（ＤU、ＤV、ＤW）に基づき、このＰＷＭデューティ比に応じた矩形波を生成する。
Then, the
The PWM
そして、ＰＷＭ波形生成部２８は、生成した矩形波に基づき、上述した各駆動指令信号（ＶUP、ＶUM、ＶVP、ＶVM、ＶWP、ＶWM）を生成する。
さらに、ＰＷＭ波形生成部２８は、生成した各駆動指令信号（ＶUP、ＶUM、ＶVP、ＶVM、ＶWP、ＶWM）を含む情報信号を、対応する各スイッチ（１６ＵＰ、１６ＵＷ、１６ＶＰ、１６ＶＭ、１６ＷＰ、１６ＷＭ）へ出力する。
The PWM
Further, the PWM
（三次高調波重畳部２４が演算する三相電圧指令値の波形が正弦波となる理由）
以下、三次高調波重畳部２４が演算する三相電圧指令値（ＶUCMD、ＶVCMD、ＶWCMD）の波形が正弦波となる理由を説明する。
まず、上述した計算式（２）中のうち、三乗した三相電圧（ＶU 3、ＶV 3、ＶW 3）を除算する値である、Ｄ軸電圧ＶDとＱ軸電圧ＶQとの二乗和を、以下の計算式（３）を用いて変換する。
(Reason why the waveform of the three-phase voltage command value calculated by the third harmonic superimposing unit 24 is a sine wave)
Hereinafter, the reason why the waveform of the three-phase voltage command value (V UCMD , V VCMD , V WCMD ) calculated by the third harmonic superimposing unit 24 is a sine wave will be described.
First, in the above-described calculation formula (2), the D-axis voltage V D and the Q-axis voltage V Q are values obtained by dividing the cubed three-phase voltages (V U 3 , V V 3 , V W 3 ). Is converted using the following calculation formula (3).
さらに、三相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）を、それぞれ、以下の式（４）として変換する。 Further, the three-phase voltages (V U , V V , V W ) are converted as the following formula (4), respectively.
なお、三相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）を、それぞれ、上式（４）とする変換は、以下の式（５）から（８）に基づいて行う。 Note that the conversion of the three-phase voltages (V U , V V , V W ) to the above equation (4) is performed based on the following equations (5) to (8).
ここで、上式（５）は、Ｄ軸電圧ＶDとＱ軸電圧ＶQを用い、さらに、各相の正弦波に三次高調波を重畳せずに演算した場合の、Ｕ相の電圧ＶUを示す式である。また、上式（５）から（８）中に示すδは、Ｄ軸電圧ＶDとＱ軸電圧ＶQの大きさで決定する角度である。なお、以降の説明では、簡略化のために、角度δに関する記載を省略する。 Here, the above equation (5) uses the D-axis voltage V D and the Q-axis voltage V Q , and further calculates the U-phase voltage V V when the calculation is performed without superimposing the third harmonic on the sine wave of each phase. This is an expression indicating U. Also, δ shown in the above equations (5) to (8) is an angle determined by the magnitudes of the D-axis voltage V D and the Q-axis voltage V Q. In the following description, description regarding the angle δ is omitted for simplification.
また、上式（６）は、上式（５）中におけるｓｉｎの関数を示す式である。
また、三相同期モータ２においては、三相電圧をＰＷＭで制御する場合に、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の位相を２π／３ｒａｄずつ変化させた正弦波を用いて、三相同期モータ２を駆動させる。なお、三相電圧をＰＷＭで制御する場合に、各相の位相を２π／３ｒａｄずつ変化させた正弦波を用いて、三相同期モータ２を駆動させると、各相の正弦波の振幅は、電源１４の電圧の１／２となる。
Further, the above expression (6) is an expression showing a function of sin in the above expression (5).
Further, in the three-phase
このため、上式（４）中に示すＶ相の電圧ＶVにおけるｓｉｎの関数βは、上式（６）中に示すαの位相を２π／３ｒａｄ変化させた値となる。同様に、上式（４）中に示すＷ相の電圧ＶWにおけるｓｉｎの関数γは、上式（６）中に示すαの位相を４π／３ｒａｄ変化させた値となる。
なお、三相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）を、それぞれ、上式（４）とする変換は、上式（５）の代わりに、以下の式（９）に基づいて行ってもよい。
Therefore, the function β of sin in the V-phase voltage V V shown in the above formula (4) is a value obtained by changing the phase of α shown in the above formula (6) by 2π / 3 rad. Similarly, the sin function γ in the W-phase voltage V W shown in the above equation (4) is a value obtained by changing the phase of α shown in the above equation (6) by 4π / 3 rad.
Note that the conversion of the three-phase voltages (V U , V V , V W ) to the above equation (4) may be performed based on the following equation (9) instead of the above equation (5). Good.
ここで、上式（９）は、上式（５）と異なり、Ｄ軸電圧ＶDとＱ軸電圧ＶQを用い、さらに、各相の正弦波に三次高調波を重畳して演算した場合の、Ｕ相の電圧ＶUを示す式である。
次に、上式（３）及び（４）を用いて、以下の式（１０）を変換し、三相電圧指令値（ＶUCMD、ＶVCMD、ＶWCMD）を示す式（１１）を形成する。
Here, unlike the above equation (5), the above equation (9) is calculated by using the D-axis voltage V D and the Q-axis voltage V Q and further superimposing the third harmonic on the sine wave of each phase. of a formula showing a voltage V U of the U-phase.
Next, using the above equations (3) and (4), the following equation (10) is converted to form equation (11) indicating the three-phase voltage command values (V UCMD , V VCMD , V WCMD ). .
ここで、上式（１０）は、三相同期モータ２の電気角をθとし、制御対象である電源１４の電圧をＶとした場合に、波形が正弦波であるＵ相の電圧ＶUを示す式である。なお、特に記載しないが、Ｖ相の三相電圧指令値ＶVCMD及びＷ相の三相電圧指令値ＶWCMDに関しても、Ｕ相の三相電圧指令値ＶUCMDと同様に変換して形成する。
Here, the above equation (10) is obtained by calculating the voltage V U of the U phase whose waveform is a sine wave when the electrical angle of the three-phase
なお、上式（１０）は、各相の正弦波に三次高調波を重畳して、例えば、図３中に示すように、各相間（例えば、Ｕ相とＶ相）の電圧（以下、「相間電圧」と記載する）の振幅を、電源１４の電圧の１／２とするとともに、相間電圧の波形を正弦波とする式である。なお、図３は、各相の正弦波に三次高調波を重畳した場合の、三相電圧（図中では、Ｕ相電圧）と相間電圧（図中では、Ｕ相とＶ相との間の電圧）の波形を示す図である。
The above equation (10) is obtained by superimposing the third harmonic on the sine wave of each phase, for example, as shown in FIG. 3, the voltage between each phase (for example, U phase and V phase) (hereinafter, “ The amplitude of the “interphase voltage” is set to ½ of the voltage of the
ここで、三相電圧をＰＷＭで制御する場合に、各相の位相を２π／３ｒａｄずつ変化させた正弦波を用いると、各相の正弦波の振幅は電源１４の電圧の１／２となるものの、相間電圧の振幅が電源１４の電圧の√３／４となる。このため、電源１４の電圧を有効に使い切ることが困難となるという問題が発生する。
しかしながら、上式（１０）を用いてＵ相の電圧ＶUを演算すると、相間電圧の振幅を電源１４の電圧の１／２とするとともに、相間電圧の波形を正弦波とすることが可能となる。
さらに、以下の式（１２）を用いて、上式（１１）中の３次の項を変換し、以下の式（１３）を形成する。
Here, when the three-phase voltage is controlled by PWM, if a sine wave in which the phase of each phase is changed by 2π / 3 rad is used, the amplitude of the sine wave of each phase becomes 1/2 of the voltage of the
However, if the U-phase voltage V U is calculated using the above equation (10), the amplitude of the interphase voltage can be reduced to ½ of the voltage of the
Further, the following equation (12) is used to convert the third-order term in the above equation (11) to form the following equation (13).
ここで、上式（１２）は、公知の「３倍角の公式」である。
次に、上式（４）から、以下の式（１４）を形成する。
Here, the above equation (12) is a well-known “triple angle formula”.
Next, the following formula (14) is formed from the above formula (4).
そして、上式（１４）を、上式（１３）中に代入して、以下の式（１５）を形成する。 Then, the above equation (14) is substituted into the above equation (13) to form the following equation (15).
さらに、上式（３）を用いて上式（１５）中のＶｓｑを変換し、以下の式（１６）を形成する。 Furthermore, Vsq in the above equation (15) is converted using the above equation (3) to form the following equation (16).
上式（１６）に示すように、上式（３）を用いて上式（１５）中のＶｓｑを変換すると、上式（２）と等しい三相電圧指令値（ＶUCMD、ＶVCMD、ＶWCMD）が演算されることとなる。
ここで、上式（１６）は、上式（１０）、すなわち、波形が正弦波であるＵ相の電圧ＶUを示す式を変換して形成した式である。
As shown in the above equation (16), when Vsq in the above equation (15) is converted using the above equation (3), the three-phase voltage command values (V UCMD , V VCMD , V WCMD ) is calculated.
Here, the above expression (16) is an expression formed by converting the above expression (10), that is, an expression indicating the U-phase voltage V U having a sine waveform.
したがって、上式（２）は、波形が正弦波であるＵ相の電圧ＶUを示す式と等価な式となり、三次高調波重畳部２４が演算する三相電圧指令値（ＶUCMD、ＶVCMD、ＶWCMD）の波形は、正弦波となる。これに加え、三次高調波重畳部２４が演算する三相電圧指令値の波形は、相間電圧の振幅を電源１４の電圧の１／２とすることが可能な正弦波となる。
Therefore, the above equation (2) is an equation equivalent to the equation indicating the U-phase voltage V U whose waveform is a sine wave, and the three-phase voltage command values (V UCMD , V VCMD) calculated by the third harmonic superimposing unit 24. , V WCMD ) is a sine wave. In addition to this, the waveform of the three-phase voltage command value calculated by the third harmonic superimposing unit 24 is a sine wave capable of setting the amplitude of the interphase voltage to ½ of the voltage of the
（動作）
次に、図１から図３を参照して、本実施形態のモータ制御装置１が行なう動作の一例について説明する。
ここで、本実施形態では、三相同期モータ２を、電気自動車やハイブリッド自動車の走行用モータとして用いる。すなわち、本実施形態では、三相同期モータ２を備える車両（電気自動車、ハイブリッド自動車）の使用時（走行時等）を、モータ制御装置１の動作時とする。
(Operation)
Next, an example of the operation performed by the
Here, in this embodiment, the three-phase
したがって、モータ制御装置１の動作時には、上述したように、モータ回転角センサ４が検出した電気角θと、電圧センサ８が検出したＤ軸電圧ＶD及びＱ軸電圧ＶQに基づき、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２が三相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）を算出する。
そして、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２が算出した三相電圧に基づき、三次高調波重畳部２４が、波形が正弦波である三相電圧指令値（ＶUCMD、ＶVCMD、ＶWCMD）を演算する。
Therefore, during the operation of the
Then, based on the three-phase voltage calculated by the DQ-
次に、ＰＷＭデューティ変換部２６が、三次高調波重畳部２４が演算した三相電圧指令値を実現するためのＰＷＭデューティ比（ＤU、ＤV、ＤW）を演算する。さらに、ＰＷＭ波形生成部２８が、ＰＷＭデューティ変換部２６が演算したＰＷＭデューティ比に基づき、このＰＷＭデューティ比に応じた矩形波を生成する。
Next, the
そして、ＰＷＭ波形生成部２８が、上述した各駆動指令信号（ＶUP、ＶUM、ＶVP、ＶVM、ＶWP、ＶWM）を生成し、これらの生成した各駆動指令信号を含む情報信号を、対応する各スイッチ１６へ出力する。
各駆動指令信号を含む情報信号の入力を受けた、各スイッチ（１６ＵＰ、１６ＵＷ、１６ＶＰ、１６ＶＭ、１６ＷＰ、１６ＷＭ）が備えるアーム１８は、駆動指令信号に応じて作動し、電源１４からコイル１２への電力供給経路を接続または遮断する。
The
The arm 18 included in each switch (16UP, 16UW, 16VP, 16VM, 16WP, 16WM), which receives the input of the information signal including each drive command signal, operates according to the drive command signal, and is supplied from the
アーム１８の作動により、電源１４からコイル１２への電力供給経路を接続または遮断すると、三相同期モータ２が回転して車両が走行する。
ここで、上述したように、ＰＷＭ波形生成部２８が各スイッチ１６へ出力する駆動指令信号は、波形が正弦波である三相電圧指令値（ＶUCMD、ＶVCMD、ＶWCMD）に基づいて生成した信号である。
When the power supply path from the
Here, as described above, the drive command signal output from the PWM
このため、ＰＷＭ波形生成部２８が各スイッチ１６へ出力する駆動指令信号は、相間電圧の振幅を電源１４の電圧の１／２とすることが可能となるとともに、相間電圧の波形を正弦波とすることが可能な信号となる。
これにより、ＰＭＷ制御中の三相同期モータ２に発生するトルクの変動や異音を抑制することが可能となるため、三相同期モータ２を備える車両の走行時において、トルクの変動や異音の発生を抑制することが可能となる。
For this reason, the drive command signal output to each switch 16 by the
As a result, it is possible to suppress torque fluctuations and abnormal noise generated in the three-phase
なお、上述したように、本実施形態のモータ制御装置１の動作で実施するモータ制御方法は、三相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）を三乗した値を、Ｑ軸電圧ＶQとＤ軸電圧ＶDとの二乗和で除算して、三次高調波を演算する三次高調波演算ステップを有する。これに加え、モータ制御方法は、三次高調波演算ステップで演算した三次高調波を三相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）に重畳して、三相電圧指令値（ＶUCMD、ＶVCMD、ＶWCMD）を演算する三相電圧指令値演算ステップを有する。
As described above, the motor control method performed by the operation of the
ここで、三相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）は、三相同期モータ２に供給されるＱ軸電圧ＶQ及びＤ軸電圧ＶDに基づいて算出する。また、三相電圧指令値（ＶUCMD、ＶVCMD、ＶWCMD）は、三相同期モータを制御するためにパルス幅変調で制御する指令値である。
以上により、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２は、三相電圧算出部に対応する。また、三次高調波重畳部２４は、三次高調波演算部及び三相電圧指令値演算部に対応する。
また、三次高調波重畳部２４で行う処理は、三次高調波演算ステップ及び三相電圧指令値演算ステップに対応する。
Here, the three-phase voltages (V U , V V , V W ) are calculated based on the Q-axis voltage V Q and the D-axis voltage V D supplied to the three-phase
As described above, the DQ-
The processing performed by the third harmonic superimposing unit 24 corresponds to a third harmonic calculation step and a three-phase voltage command value calculation step.
（第一実施形態の効果）
（１）ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２が、三相同期モータ２に供給されるＱ軸電圧ＶQ及びＤ軸電圧ＶDに基づいて、三相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）を算出する。これに加え、三次高調波重畳部２４が、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２が算出した三相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）を三乗した値を、Ｑ軸電圧ＶQとＤ軸電圧ＶDとの二乗和で除算して、三次高調波を演算する。さらに、三次高調波重畳部２４が、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２が算出した三相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）に三次高調波を重畳して、三相電圧指令値（ＶUCMD、ＶVCMD、ＶWCMD）を演算する。
(Effects of the first embodiment)
(1) The DQ-
このため、三相同期モータ２の駆動させるための駆動指令信号が、相間電圧の振幅を電源１４の電圧の１／２とするとともに、相間電圧の波形を正弦波とすることが可能な信号となる。
その結果、ＰＭＷ制御中の三相同期モータ２に発生するトルクの変動や異音を抑制することが可能となる。これにより、三相同期モータ２を備える車両の走行時において、トルクの変動や異音の発生を抑制することが可能となる。
また、Ｄ軸電圧ＶDとＱ軸電圧ＶQの大きさで決定する角度δの演算を必要としないため、演算負荷の増加を抑制することが可能となる。
For this reason, the drive command signal for driving the three-phase
As a result, it is possible to suppress torque fluctuation and abnormal noise generated in the three-phase
Further, since it is not necessary to calculate the angle δ determined by the magnitudes of the D-axis voltage V D and the Q-axis voltage V Q , it is possible to suppress an increase in calculation load.
（２）ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２が、三相同期モータ２に供給されるＱ軸電圧ＶQ及びＤ軸電圧ＶDに加え、モータ回転角センサ４が検出した電気角θに基づいて、三相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）を算出する。
このため、電気角θを用いずに、Ｑ軸電圧ＶQ及びＤ軸電圧ＶDに基づいて三相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）を算出する場合と比較して、三相同期モータ２の状態を反映した三相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）を算出することが可能となる。
その結果、電気角θを用いずに、Ｑ軸電圧ＶQ及びＤ軸電圧ＶDに基づいて三相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）を算出する場合と比較して、三相同期モータ２の状態を反映した三相電圧指令値（ＶUCMD、ＶVCMD、ＶWCMD）を演算することが可能となる。
(2) The DQ-
For this reason, compared with the case of calculating the three-phase voltages (V U , V V , V W ) based on the Q-axis voltage V Q and the D-axis voltage V D without using the electrical angle θ, the three-phase synchronization is performed. It becomes possible to calculate a three-phase voltage (V U , V V , V W ) reflecting the state of the
As a result, the three-phase synchronization is compared with the case where the three-phase voltages (V U , V V , V W ) are calculated based on the Q-axis voltage V Q and the D-axis voltage V D without using the electrical angle θ. It becomes possible to calculate a three-phase voltage command value (V UCMD , V VCMD , V WCMD ) reflecting the state of the
（３）本実施形態のモータ制御方法では、三次高調波重畳部２４で行う処理で、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２で算出した三相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）を三乗した値を、Ｑ軸電圧ＶQとＤ軸電圧ＶDとの二乗和で除算して、三次高調波を演算する。これに加え、三次高調波重畳部２４で行う処理で、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２が算出した三相電圧（ＶU、ＶV、ＶW）に三次高調波を重畳して、三相電圧指令値（ＶUCMD、ＶVCMD、ＶWCMD）を演算する。
(3) In the motor control method of the present embodiment, a value obtained by squaring the three-phase voltages (V U , V V , V W ) calculated by the DQ-
このため、三相同期モータ２の駆動させるための駆動指令信号が、相間電圧の振幅を電源１４の電圧の１／２とするとともに、相間電圧の波形を正弦波とすることが可能な信号となる。
その結果、ＰＭＷ制御中の三相同期モータ２に発生するトルクの変動や異音を抑制することが可能となる。これにより、三相同期モータ２を備える車両の走行時において、トルクの変動や異音の発生を抑制することが可能となる。
また、Ｄ軸電圧ＶDとＱ軸電圧ＶQの大きさで決定する角度δの演算を必要としないため、演算負荷の増加を抑制することが可能となる。
For this reason, the drive command signal for driving the three-phase
As a result, it is possible to suppress torque fluctuation and abnormal noise generated in the three-phase
Further, since it is not necessary to calculate the angle δ determined by the magnitudes of the D-axis voltage V D and the Q-axis voltage V Q , it is possible to suppress an increase in calculation load.
（変形例）
（１）本実施形態のモータ制御装置１では、三相同期モータ２を、電気自動車やハイブリッド自動車の走行用モータとして用いたが、三相同期モータ２を用いる対象は、車両に限定するものではない。すなわち、三相同期モータ２を、例えば、工作機械を駆動させるためのアクチュエータとして用いてもよい。
(Modification)
(1) In the
１ モータ制御装置
２ 三相同期モータ
４ モータ回転角センサ
６ インバータ
８ 電圧センサ
１０ コントローラ
１２ コイル
１４ 電源
１６ スイッチ
１８ アーム
２０ ダイオード
２２ ＤＱ‐ＵＶＷ変換部
２４ 三次高調波重畳部
２６ ＰＷＭデューティ変換部
２８ ＰＷＭ波形生成部
DESCRIPTION OF
Claims (2)
前記三相同期モータに供給されるＱ軸電圧及びＤ軸電圧に基づいて、三相電圧を算出する三相電圧算出部と、
前記三相電圧算出部が算出した前記三相電圧を三乗した値を前記Ｑ軸電圧と前記Ｄ軸電圧との二乗和で除算して、三次高調波を演算する三次高調波演算部と、
前記三相電圧算出部が算出した前記三相電圧に前記三次高調波演算部が演算した三次高調波を重畳して、前記三相電圧指令値を演算する三相電圧指令値演算部と、を備えることを特徴とするモータ制御装置。 A motor control device for controlling a three-phase synchronous motor by controlling a three-phase voltage command value by pulse width modulation,
A three-phase voltage calculation unit for calculating a three-phase voltage based on the Q-axis voltage and the D-axis voltage supplied to the three-phase synchronous motor;
A third harmonic calculation unit that calculates a third harmonic by dividing a value obtained by squaring the three-phase voltage calculated by the three-phase voltage calculation unit by a square sum of the Q-axis voltage and the D-axis voltage;
A three-phase voltage command value calculation unit for calculating the three-phase voltage command value by superimposing the third-order harmonic calculated by the third harmonic calculation unit on the three-phase voltage calculated by the three-phase voltage calculation unit; A motor control device comprising:
前記三相同期モータに供給されるＱ軸電圧及びＤ軸電圧に基づいて算出した三相電圧を三乗した値を前記Ｑ軸電圧と前記Ｄ軸電圧との二乗和で除算して、三次高調波を演算する三次高調波演算ステップと、
前記三次高調波演算ステップで演算した三次高調波を前記三相電圧に重畳して、前記三相電圧指令値を演算する三相電圧指令値演算ステップと、を有することを特徴とするモータ制御方法。 A motor control method for controlling a three-phase synchronous motor by controlling a three-phase voltage command value by pulse width modulation,
A value obtained by dividing the three-phase voltage calculated based on the Q-axis voltage and the D-axis voltage supplied to the three-phase synchronous motor to the third power is divided by the square sum of the Q-axis voltage and the D-axis voltage to obtain the third harmonic. A third harmonic calculation step for calculating a wave;
A motor control method, comprising: a three-phase voltage command value calculation step of calculating the three-phase voltage command value by superimposing the third-order harmonic calculated in the third harmonic calculation step on the three-phase voltage .
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