JP4526628B2 - AC motor control device - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流モータをベクトル制御する交流モータの制御装置に関し、特に、電力変換装置から交流モータへ供給される交流電力を制御する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、例えば特開平９−３０８３００号公報に開示された交流モータの制御装置のように、界磁に永久磁石を利用する永久磁石式モータのような交流モータにおいて、交流モータの電機子に流れる電流を測定して、この測定値を回転子に同期して回転する直交座標、すなわちｄｑ座標系に変換して、このｄｑ座標上で電流の指令値と測定値との偏差がゼロとなるようにフィードバック制御を行う交流モータの制御装置が知られている。
このような交流モータの制御装置では、ｄｑ座標上での電流の指令値と測定値との各偏差Δｉｄ，Δｉｑから、例えばＰＩ動作によりｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑが演算され、次に、これらのｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑから、交流モータの各相、例えばＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相に供給される相電圧に対する各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗが演算される。そして、これらの各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗが、例えばＩＧＢＴ等のスイッチング素子からなるインバータにスイッチング指令として入力され、これらのスイッチング指令に応じてインバータから交流モータを駆動するための交流電力が出力される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記従来技術の一例に係る交流モータの制御装置においては、インバータ等から交流モータへ大きな電流が供給されている時に、交流モータの回転数が低い状態、或いは停止状態になる場合、例えば交流モータを走行用モータとして搭載した電気自動車が坂道で停止する場合のように、交流モータに通電した状態で回転子の回転数が低くなったり回転が停止すると、多相の交流モータの、ある相の巻線のみに電流が流れる状態になる。この場合、インバータを構成する、例えば半導体デバイスからなる複数のスイッチング素子のうち、交流モータのある相に対応する一つのスイッチング素子のみが「オン」状態となり、このスイッチング素子を介して交流モータへ電流が供給される。
ここで、例えばインバータから交流モータへ供給される電流が正弦波電流の場合に、この正弦波のピーク近傍の位相で回転子が停止していると、ピーク電流或いはピーク近傍の高いレベルの電流が、ある一つのスイッチング素子に流れ続けることになり、インバータに電流を通電する際の発熱が一つのスイッチング素子に集中してしまうという問題が生じる。
【０００４】
この場合、例えばインバータを構成するスイッチング素子の容量や耐熱限度を増大させたり、インバータを冷却する冷却装置の性能を上げると、装置が大型化してしまったり、装置の製作コストが高くなるという問題が生じる。
また、交流モータへ供給する電流のピーク値を抑えれば、一つのスイッチング素子へ流れる最大電流は低くなり、スイッチング素子の発熱を低減させることができるが、これでは、交流モータへ供給される電流の実効値が低減して、所定の出力を得ることができなくなるという問題が生じる。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、交流モータの駆動性能を損なうことなく、交流モータや交流モータへ電力を供給するインバータの発熱を低減することが可能な交流モータの制御装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決して係る目的を達成するために、請求項１に記載の本発明の交流モータの制御装置は、トルク指令（例えば、後述する実施の形態においてはトルク指令＊Ｔ）に基づいた電流指令値を、回転直交座標系をなすｄｑ座標上でのｄ軸目標電流（例えば、後述する実施の形態においてはｄ軸目標電流初期値＊ｉｄｏｒｇ）及びｑ軸目標電流（例えば、後述する実施の形態においてはｑ軸目標電流初期値＊ｉｑｏｒｇ）として発生する目標電流発生手段（例えば、後述する実施の形態においては目標電流演算部２２）と、多相の交流モータ（例えば、後述する実施の形態においては交流モータ１１）の各相（例えば、後述する実施の形態においてはＵ相，Ｖ相，Ｗ相）に供給される交流電流を検出する電流検出器（例えば、後述する実施の形態においては電流検出器１６，１７）と、前記電流検出器により検出された前記交流電流を前記ｄｑ座標上のｄ軸電流（例えば、後述する実施の形態においてはｄ軸電流ｉｄ）及びｑ軸電流（例えば、後述する実施の形態においてはｑ軸電流ｉｑ）に変換する座標変換手段（例えば、後述する実施の形態においては３相交流−ｄｑ座標変換器３１）と、前記目標電流発生手段にて発生された前記ｄ軸目標電流及び前記ｑ軸目標電流の波形を、前記交流モータへ供給される前記交流電流の波形が矩形波（例えば、後述する実施の形態においては矩形波Ａ）又は擬似矩形波（例えば、後述する実施の形態においては疑似矩形波Ｂ）になるように変換する波形変換手段（例えば、後述する実施の形態においては波形変換部２３）と、波形変換後の前記ｄ軸目標電流（例えば、後述する実施の形態においてはｄ軸目標電流＊ｉｄ）に前記ｄ軸電流を追従させ、波形変換後の前記ｑ軸目標電流（例えば、後述する実施の形態においてはｑ軸目標電流＊ｉｑ）に前記ｑ軸電流を追従させるように電流フィードバック制御を行うベクトル制御手段（例えば、後述する実施の形態においてはベクトル制御部２４）と、前記ベクトル制御手段により制御されて前記交流モータを駆動する電力変換装置（例えば、後述する実施の形態においてはインバータ１３）と、この電力変換装置に直流電力を供給する電源装置（例えば、後述する実施の形態においては電源１４）とを備え、前記波形変換手段は、前記矩形波又は前記擬似矩形波の実効値電流と、波形変換前の前記ｄ軸目標電流及び前記ｑ軸目標電流に基づいて前記電力変換装置から前記交流モータへ供給される前記交流電流（例えば、後述する実施の形態においては正弦波Ｓ）の実効値電流とが等しくなるように、前記ｄ軸目標電流及び前記ｑ軸目標電流の波形を変換することを特徴としている。
【０００６】
上記構成の交流モータの制御装置によれば、ベクトル制御手段には、電力変換装置から交流モータの各相へ供給される相電流が矩形波又は擬似矩形波になるように波形変換されたｄ軸目標電流及びｑ軸目標電流が入力されており、この矩形波又は擬似矩形波の最大振幅が、波形変換以前のｄ軸目標電流及びｑ軸目標電流に基づいて電力変換装置から交流モータの各相へ供給される相電流、例えば正弦波電流の最大振幅よりも小さくなるように設定することで、電力変換装置、例えばインバータを構成するスイッチング素子に流れる電流のピーク値を低減することができ、スイッチング素子１個当たりの発熱量を低減させることで、電力変換装置の発熱を抑制することができる。
また、この場合、交流モータの電機子に流れる相電流のピーク値も低減していることから、交流モータの発熱も抑制することができる。
【０００８】
上記構成の交流モータの制御装置によれば、電力変換装置から交流モータの各相へ供給される相電流の実効値電流は不変のまま、電力変換手段を構成するスイッチング素子に流れる電流のピーク値を低減することができるため、交流モータの最大トルク、すなわち駆動性能を損なうこと無しに、電力変換装置及び交流モータの発熱を抑制することができる。
【０００９】
さらに、請求項２に記載の本発明の交流モータの制御装置では、前記擬似矩形波は、前記矩形波をフーリエ展開した際に得られる適宜の次数（例えば、後述する実施の形態においては１次、５次、７次）のフーリエ級数にて構成されていることを特徴としている。
【００１０】
上記構成の交流モータの制御装置によれば、例えば波形変換後のｄ軸目標電流及びｑ軸目標電流を、波形変換以前のｄ軸目標電流及びｑ軸目標電流をフーリエ展開した際に得られる適宜の次数のフーリエ級数で構成することで、電力変換装置から交流モータの各相へ供給される疑似矩形波状の相電流を、矩形波をフーリエ展開した際に得られる適宜の次数のフーリエ級数にて構成することができる。
このため、特にベクトル制御手段を変更すること無しに、交流モータの駆動性能は不変のまま、電力変換装置及び交流モータの発熱を抑制することができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の交流モータの制御装置の一実施形態について添付図面を参照しながら説明する。図１は本発明の一実施形態に係る交流モータの制御装置１０の構成図であり、図２は図１に示すベクトル制御部２４の構成図であり、図３はインバータ１３から交流モータ１１へ供給される矩形波状の各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示すグラフ図であり、図４はインバータ１３から交流モータ１１へ供給される疑似矩形波状の各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示すグラフ図である。
本実施の形態による交流モータの制御装置１０は、例えば電気自動車に搭載される交流モータ１１を駆動制御するものであって、この交流モータ１１は、例えば界磁として永久磁石を利用する永久磁石式の交流同期モータとされている。
図１に示すように、この交流モータの制御装置１０は、ＥＣＵ１２と、インバータ１３と、電源１４とを備えて構成されている。
【００１２】
インバータ１３は、例えばＰＷＭインバータをなすものであって、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子（図示略）から構成されている。そして、インバータ１３は、例えばバッテリや燃料電池等からなる電源１４から供給される直流電力を、３相交流電力に変換して交流モータ１１に供給する。
ＥＣＵ１２はインバータ１３の電力変換動作を制御しており、スイッチング指令としてＵ相交流電圧指令値＊Ｖｕ及びＶ相交流電圧指令値＊Ｖｖ及びＷ相交流電圧指令値＊Ｖｗをインバータ１３に出力して、これらの各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに応じたＵ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗを、インバータ１３から交流モータ１１の各相へと出力させる。
このため、ＥＣＵ１２には、例えば運転者によるアクセルペダルの踏み込み操作等に関するアクセル操作量Ａｃの信号と、交流モータ１１に備えられた磁極位置−角速度検出器１５から出力される磁極位置θｒｅ（電気角）及び交流モータ１１の回転数Ｎの信号と、インバータ１３と交流モータ１１の間で例えばＵ相及びＷ相に供給される交流電流を検出する電流検出器１６，１７から出力されるＵ相電流ｉｕ及びＷ相電流ｉｗの信号と、電源１４に備えられた電圧検出器１８から出力される電源電圧Ｖｄｃの信号とが入力されている。
【００１３】
さらに、ＥＣＵ１２は、トルク指令演算部２１と、目標電流演算部２２と、波形変換部２３と、ベクトル制御部２４とを備えて構成されている。
トルク指令演算部２１は、アクセル操作量Ａｃ及び回転数Ｎに基づいて必要とされるトルク値を演算して、このトルク値を交流モータ１１に発生させるためのトルク指令＊Ｔを生成して目標電流演算部２２へ出力する。
【００１４】
目標電流演算部２２は、トルク指令＊Ｔ及び回転数Ｎに基づいて、インバータ１３から交流モータ１１へ供給する各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを指定するための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転する直交座標上でのｄ軸目標電流初期値＊ｉｄｏｒｇ及びｑ軸目標電流初期値＊ｉｑｏｒｇとして、波形変換部２３へ出力されている。
波形変換部２３は、ｄ軸目標電流初期値＊ｉｄｏｒｇ及びｑ軸目標電流初期値＊ｉｑｏｒｇの波形を、後述する所定の波形に変換して、それぞれｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑとして、ベクトル制御部２４へ出力している。
なお、回転直交座標をなすｄｑ座標は、例えば界磁の磁束方向をｄ軸とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸としており、交流モータ１１の回転子（図示略）と共に同期して電気角速度ωｒｅで回転している。これにより、交流モータ１１の各相に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号であるｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑを与えるようになっている。
【００１５】
ベクトル制御部２４は、ｄｑ座標上で電流のフィードバック制御を行うものであり、ｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑに基づいて、インバータ１３へ出力する各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗを算出すると共に、実際にインバータ１３から交流モータ１１に供給される各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑと、ｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑとの各偏差がゼロとなるように制御を行う。
すなわち、図２に示すように、インバータ１３から交流モータ１１の各相へと供給されるＵ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗのうち、例えばＵ相電流ｉｕ及びＷ相電流ｉｗは、それぞれ電流検出器１６，１７により検出されて３相交流−ｄｑ座標変換器３１に入力されている。
【００１６】
３相交流−ｄｑ座標変換器３１は、静止する座標上におけるＵ相電流ｉｕ及びＷ相電流ｉｗを、下記数式（１）に基づいて、交流モータ１１の回転位相による回転座標、すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに変換する。
なお、数式（１）での磁極位置θｒｅ（電気角）は、磁極位置−角速度検出器１５から出力されており、例えばＵ相電機子巻線を基準としてＶ相周りにとった界磁の角度である。また、ｉｖ＝−ｉｕ−ｉｗとされている。
【００１７】
【数１】

Figure 0004526628
【００１８】
３相交流−ｄｑ座標変換器３１から出力されたｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑは、それぞれ減算器３２，３３に入力されている。
減算器３２はｄ軸目標電流＊ｉｄとｄ軸電流ｉｄとの偏差Δｉｄを算出し、減算器３３はｑ軸目標電流＊ｉｑとｑ軸電流ｉｑとの偏差Δｉｑを算出する。
この場合、ｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑと、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑとは直流的な信号であるため、例えば位相遅れや振幅誤差等は直流分として検出される。
【００１９】
各減算器３２，３３から出力された偏差Δｉｄ及び偏差Δｉｑは、それぞれ電流制御部３４，３５に入力されている。
そして、電流制御部３４は、例えばＰＩ動作により偏差Δｉｄを制御増幅してｄ軸電圧指令値＊Ｖｄを算出し、電流制御部３５は、例えばＰＩ動作により偏差Δｉｑを制御増幅してｑ軸電圧指令値＊Ｖｑを算出する。
【００２０】
また、非干渉制御器３６には、ｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑと、磁極位置−角速度検出器１５から出力される交流モータ１１の電気角速度ωｒｅとが入力されており、さらに、ｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑの値が保持されている。
そして、非干渉制御器３６は、ｄ軸とｑ軸との間で干渉し合う速度起電力成分を相殺してｄ軸及びｑ軸を独立して制御するために、ｄ軸及びｑ軸に対する各干渉成分を相殺するｄ軸補償項Ｖｄｋ及びｑ軸補償項Ｖｑｋを算出する。
【００２１】
非干渉制御器３６から出力されたｄ軸補償項Ｖｄｋと、電流制御部３４から出力されたｄ軸電圧指令値＊Ｖｄとは加算器３７に入力されており、非干渉制御器３６から出力されたｑ軸補償項Ｖｑｋと、電流制御部３５から出力されたｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとは加算器３８に入力されている。
そして、加算器３７はｄ軸補償項Ｖｄｋとｄ軸電圧指令値＊Ｖｄとを加算して得た値を、新たなｄ軸電圧指令値＊Ｖｄとする。
同様に、加算器３８はｑ軸補償項Ｖｑｋとｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとを加算して得た値を、新たなｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとする。
【００２２】
加算器３７から出力されたｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及び加算器３８から出力されたｑ軸電圧指令値＊Ｖｑはｄｑ−３相交流座標変換器４０に入力されている。
ｄｑ−３相交流座標変換器４０は、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑを、下記数式（２）に基づいて、静止座標である３相交流座標上でのＵ相交流電圧指令値＊Ｖｕ及びＷ相交流電圧指令値＊Ｖｗに変換する。なお、数式（２）において、変換係数Ｃ＝（２／３）1/2は、変換の前後で取り扱う電力が変わらないようにするための係数である。
【００２３】
【数２】
Figure 0004526628
【００２４】
ｄｑ−３相交流座標変換器４０から出力されたＵ相交流電圧指令値＊Ｖｕ及びＷ相交流電圧指令値＊Ｖｗは、演算器４１に入力されている。
演算器４１は、＊Ｖｖ＝−（＊Ｖｕ）−（＊Ｖｗ）により、Ｖ相交流電圧指令値＊Ｖｖを算出する。
そして、ｄｑ−３相交流座標変換器４０から出力されたＵ相交流電圧指令値＊Ｖｕ及びＷ相交流電圧指令値＊Ｖｗと、演算器４１から出力されたＶ相交流電圧指令値＊Ｖｖとは、インバータ１３のスイッチング素子をオン／オフさせるためのスイッチング指令としてインバータ１３に供給されている。
【００２５】
本実施の形態による交流モータの制御装置１０は上記構成を備えており、次に、この交流モータの制御装置１０の動作、特に、波形変換部２３の動作について添付図面を参照しながら説明する。
波形変換部２３は、インバータ１３から交流モータ１１の各相へ供給される各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの波形が、電気角での１２０°幅の矩形波Ａ（図３に示す太実線Ａ）或いは疑似矩形波Ｂ（図４に示す太実線Ｂ）となるように、ｄ軸目標電流初期値＊ｉｄｏｒｇ及びｑ軸目標電流初期値＊ｉｑｏｒｇの波形を変換する。
ただし、この矩形波Ａは、ｄ軸目標電流初期値＊ｉｄｏｒｇ及びｑ軸目標電流初期値＊ｉｑｏｒｇを波形変換せずにベクトル制御部２４へ入力した際に得られる、例えば正弦波Ｓ（図３及び図４に示す点線Ｓ）と同一の実効値電流を有するように設定されている。すなわち、正弦波Ｓの最大振幅ＩSに対して、矩形波Ａの最大振幅ＩAは、ＩA＝３(1/2)／２×ＩSとなり、波高値が約１３％程度低くされている。
【００２６】
また、疑似矩形波Ｂは、例えば矩形波Ａを有限次数のフーリエ級数にて構成したものであり、具体的には、波形変換部２３にてｄ軸目標電流初期値＊ｉｄｏｒｇ及びｑ軸目標電流初期値＊ｉｑｏｒｇを、例えば下記数式（３）によって、それぞれｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑに変換すると、インバータ１３から交流モータ１１の各相へ供給される各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの波形は、矩形波Ａを１次、５次、７次までのフーリエ級数でフーリエ展開してなる疑似矩形波Ｂとなる。
この場合、さらに、フーリエ級数の高次項が加えられることで、疑似矩形波Ｂは矩形波Ａへと収束する。
なお、数式（３）にて、ψ＝θ−ａｔａｎ（＊ｉｄｏｒｇ／＊ｉｑｏｒｇ）であり、θはフーリエ級数に対する変数である。
【００２７】
【数３】
Figure 0004526628
【００２８】
上述したように、本実施の形態による交流モータの制御装置１０によれば、例えば交流モータ１１の回転が停止している場合に、交流モータ１１のある相の巻線のみに各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの何れかが通電されたり、或いは、交流モータ１１が極めて低い回転数にて回転している場合に、インバータ１３を構成する複数のスイッチング素子のうち、ある一つのスイッチング素子のみが「オン」状態となっても、このスイッチング素子の発熱量を低減させることができる。
すなわち、インバータ１３から交流モータ１１の各相へ供給される各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの波形は矩形波Ａ又は疑似矩形波Ｂとされており、例えば矩形波Ａは、同一の実効値電流を有する正弦波Ｓの最大振幅ＩSよりも、約１３％程度低い最大振幅ＩAを有しており、交流モータ１１が発生可能な最大トルク、すなわち交流モータ１１の駆動性能を損なうこと無しに、インバータ１３のスイッチング素子１個当たりの発熱を低減することができる。これにより、インバータ１３の容量や耐熱性能及び冷却性能等を増大させる必要が無くなり、装置の大型化を防ぎ、装置の製作費用の削減に資することができる。
【００２９】
なお、本実施の形態において、インバータ１３から交流モータ１１の各相へ供給される各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの波形を、電気角での１２０°幅の矩形波Ａ（図３に示す太実線Ａ）或いは疑似矩形波Ｂ（図４に示す太実線Ｂ）としたが、これに限定されず、その他の幅の矩形波或いは疑似矩形波であっても良い。要するに、同一の実効値電流を有する正弦波よりも低い最大振幅を有する矩形波或いは疑似矩形波であれば良い。
【００３０】
さらに、本実施の形態においては、交流モータ１１を永久磁石式の交流同期モータとしたが、これに限定されず、例えば誘導モータ等の、その他の交流モータであっても良い。
【００３１】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１に記載の本発明の交流モータの制御装置によれば、電力変換装置から交流モータの各相へ供給される相電流を矩形波又は擬似矩形波として、相電流の最大振幅を低くすることで電力変換装置及び交流モータの発熱を抑制することができる。
さらに、電力変換装置から交流モータの各相へ供給される相電流を、例えば同一実効値の正弦波電流から矩形波又は擬似矩形波状の交流電流とすることで、交流モータの最大トルク、つまり駆動性能を損なうことなく、電力変換装置及び交流モータの発熱を抑制することができる。
また、請求項２に記載の交流モータの制御装置によれば、ベクトル制御手段を変更すること無しに、交流モータの駆動性能は不変のまま、電力変換装置及び交流モータの発熱を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施形態に係る交流モータの制御装置の構成図である。
【図２】 図１に示すベクトル制御部の構成図である。
【図３】 インバータから交流モータへ供給される矩形波状の各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示すグラフ図である。
【図４】 インバータから交流モータへ供給される疑似矩形波状の各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示すグラフ図である。
【符号の説明】
１０ 交流モータの制御装置
１１ 交流モータ
１３ インバータ（電力変換装置）
１４ 電源（電源装置）
１６，１７ 電流検出器
２２ 目標電流演算部（目標電流発生手段）
２３ 波形変換部（波形変換手段）
２４ ベクトル制御部（ベクトル制御手段）
３１ ３相交流−ｄｑ座標変換器（座標変換手段）[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an AC motor control device that performs vector control of an AC motor, and more particularly to a technique for controlling AC power supplied from a power converter to an AC motor.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art Conventionally, in an AC motor such as a permanent magnet motor that uses a permanent magnet for a field, such as an AC motor control device disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 9-308300, for example, a current flowing through an armature of the AC motor , And the measured value is converted into a Cartesian coordinate that rotates in synchronization with the rotor, that is, the dq coordinate system so that the deviation between the command value of the current and the measured value becomes zero on the dq coordinate. An AC motor control device that performs feedback control is known.
In such an AC motor control device, the d-axis voltage command value * Vd and q-axis on the dq coordinate, for example, by PI operation, from the deviations Δid and Δiq between the current command value and the measured value on the dq coordinate. The voltage command value * Vq is calculated, and then, from these d-axis voltage command value * Vd and q-axis voltage command value * Vq, each phase of the AC motor, for example, three phases of U phase, V phase and W phase Each voltage command value * Vu, * Vv, * Vw for the supplied phase voltage is calculated. Each of these voltage command values * Vu, * Vv, * Vw is input as a switching command to an inverter composed of a switching element such as an IGBT, for example, and drives an AC motor from the inverter according to these switching commands. AC power is output.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in the control apparatus for an AC motor according to the above-described prior art, when a large current is supplied from an inverter or the like to the AC motor, when the rotational speed of the AC motor is low or stopped, for example, AC When the rotational speed of the rotor decreases or stops rotating while the AC motor is energized, as in the case where an electric vehicle equipped with a motor as a traveling motor stops on a slope, a certain phase of the multi-phase AC motor The current flows only through the windings. In this case, only one switching element corresponding to a certain phase of the AC motor is in an “ON” state among a plurality of switching elements that constitute the inverter, for example, composed of semiconductor devices, and the current is supplied to the AC motor via the switching element. Is supplied.
Here, for example, when the current supplied from the inverter to the AC motor is a sine wave current, if the rotor is stopped at a phase near the peak of the sine wave, the peak current or a high level current near the peak is generated. This causes a problem that heat flows when a current is passed through the inverter concentrates on one switching element.
[0004]
In this case, for example, if the capacity or heat resistance limit of the switching elements constituting the inverter is increased, or the performance of the cooling device for cooling the inverter is increased, the size of the device increases or the manufacturing cost of the device increases. Arise.
In addition, if the peak value of the current supplied to the AC motor is suppressed, the maximum current flowing to one switching element can be reduced and the heat generation of the switching element can be reduced. As a result, there is a problem in that the effective value of is reduced and a predetermined output cannot be obtained.
The present invention has been made in view of the above circumstances, and provides an AC motor control device capable of reducing heat generation of an AC motor and an inverter that supplies power to the AC motor without impairing the drive performance of the AC motor. The purpose is to do.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems and achieve the object, an AC motor control device according to the present invention is based on a torque command (for example, torque command * T in an embodiment described later). The current command value is converted into a d-axis target current (for example, d-axis target current initial value * idorg in the embodiment described later) and a q-axis target current (for example, implementation described later) on the dq coordinate forming the rotation orthogonal coordinate system. In this embodiment, target current generating means (for example, a target current calculation unit 22 in the embodiment described later) and a multi-phase AC motor (for example, an embodiment described later) are generated as q-axis target current initial value * iqorg). In the embodiment, a current detector (for example, an actual state described later) that detects an alternating current supplied to each phase (for example, the U phase, the V phase, and the W phase in the embodiment described later) of the AC motor 11). Current detectors 16 and 17), and the alternating current detected by the current detector is converted into a d-axis current on the dq coordinate (for example, a d-axis current id in an embodiment described later) and q A coordinate conversion means (for example, a three-phase AC-dq coordinate converter 31 in the embodiment described later) for converting an axial current (for example, a q-axis current iq in the embodiment described later), and the target current generating means; The waveform of the d-axis target current and the q-axis target current generated in step 1 is the same as the waveform of the AC current supplied to the AC motor is a rectangular wave (for example, a rectangular wave A in the embodiment described later) or Waveform converting means (for example, a waveform converting unit 23 in the embodiment described later) for converting to a pseudo rectangular wave (for example, a pseudo rectangular wave B in the embodiment described later), and waveform conversion The d-axis target current (for example, d-axis target current * id in the embodiment described later) is made to follow the d-axis current, and the q-axis target current after waveform conversion (for example, in the embodiment described later) Is controlled by a vector control means (for example, a vector control unit 24 in the embodiment described later) and a vector control means for performing current feedback control so that the q-axis current follows the q-axis target current * iq). And a power converter for driving the AC motor (for example, an inverter 13 in the embodiment described later) and a power supply apparatus for supplying DC power to the power converter (for example, a power source 14 in the embodiment described later). The waveform converting means includes an effective value current of the rectangular wave or the pseudo rectangular wave, the d-axis target current and the q-axis target before waveform conversion. Based on the current, the d-axis target current and the AC current (for example, sine wave S in the embodiment described later) supplied from the power converter to the AC motor are equal to each other. The waveform of the q-axis target current is converted .
[0006]
According to the control apparatus for an AC motor having the above-described configuration, the vector control means includes a d-axis that is waveform-converted so that the phase current supplied from the power converter to each phase of the AC motor becomes a rectangular wave or a pseudo-rectangular wave. A target current and a q-axis target current are input, and the maximum amplitude of the rectangular wave or pseudo-rectangular wave is determined based on the d-axis target current and the q-axis target current before waveform conversion from each phase of the AC motor. By setting the phase current to be smaller than the maximum amplitude of the sine wave current, for example, the peak value of the current flowing in the switching element constituting the power converter, for example, the inverter can be reduced. By reducing the amount of heat generated per element, heat generation of the power converter can be suppressed.
In this case, since the peak value of the phase current flowing through the armature of the AC motor is also reduced, heat generation of the AC motor can be suppressed.
[0008]
According to the control device for an AC motor having the above-described configuration, the peak value of the current flowing through the switching element constituting the power conversion means while the effective current of the phase current supplied from the power conversion device to each phase of the AC motor remains unchanged. Therefore, the heat generation of the power converter and the AC motor can be suppressed without impairing the maximum torque of the AC motor, that is, the driving performance.
[0009]
Furthermore, in the control apparatus for an AC motor according to the second aspect of the present invention, the pseudo-rectangular wave is an appropriate order obtained when the rectangular wave is Fourier-expanded (for example, in the embodiment described later, the first-order (5th order, 7th order) Fourier series.
[0010]
According to the control apparatus for an AC motor having the above configuration, for example, the d-axis target current and the q-axis target current after waveform conversion are appropriately obtained when the d-axis target current and the q-axis target current before waveform conversion are Fourier expanded. By constructing with a Fourier series of the order of quasi-rectangular wave-like phase current supplied from the power converter to each phase of the AC motor, the Fourier series of an appropriate order obtained when the rectangular wave is Fourier-expanded Can be configured.
For this reason, without changing the vector control means, it is possible to suppress the heat generation of the power converter and the AC motor while the drive performance of the AC motor remains unchanged.
[0011]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of an AC motor control device of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. FIG. 1 is a configuration diagram of an AC motor control device 10 according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a configuration diagram of a vector control unit 24 shown in FIG. 1, and FIG. FIG. 4 is a graph showing the supplied rectangular-wave phase currents iu, iv, iw, and FIG. 4 is a graph showing the pseudo-rectangular-wave phase currents iu, iv, iw supplied from the inverter 13 to the AC motor 11. It is.
An AC motor control device 10 according to the present embodiment drives and controls an AC motor 11 mounted on, for example, an electric vehicle. The AC motor 11 is a permanent magnet type that uses, for example, a permanent magnet as a field magnet. AC synchronous motor.
As shown in FIG. 1, the AC motor control device 10 includes an ECU 12, an inverter 13, and a power supply 14.
[0012]
The inverter 13 forms a PWM inverter, for example, and is composed of a switching element (not shown) such as an IGBT. Then, the inverter 13 converts DC power supplied from a power source 14 made of, for example, a battery or a fuel cell into three-phase AC power and supplies it to the AC motor 11.
The ECU 12 controls the power conversion operation of the inverter 13 and outputs a U-phase AC voltage command value * Vu, a V-phase AC voltage command value * Vv, and a W-phase AC voltage command value * Vw to the inverter 13 as switching commands. The U-phase current iu, the V-phase current iv, and the W-phase current iw corresponding to these voltage command values * Vu, * Vv, * Vw are output from the inverter 13 to each phase of the AC motor 11.
For this reason, the ECU 12, for example, the signal of the accelerator operation amount Ac regarding the depression operation of the accelerator pedal by the driver, and the magnetic pole position θre (electrical angle) output from the magnetic pole position-angular velocity detector 15 provided in the AC motor 11 are provided. ) And the signal of the rotational speed N of the AC motor 11 and the U-phase current output from the current detectors 16 and 17 for detecting the AC current supplied to the U-phase and the W-phase between the inverter 13 and the AC motor 11, for example. A signal of iu and a W-phase current iw and a signal of the power supply voltage Vdc output from the voltage detector 18 provided in the power supply 14 are input.
[0013]
Further, the ECU 12 includes a torque command calculation unit 21, a target current calculation unit 22, a waveform conversion unit 23, and a vector control unit 24.
The torque command calculation unit 21 calculates a required torque value based on the accelerator operation amount Ac and the rotation speed N, generates a torque command * T for generating the torque value in the AC motor 11, and generates a target. Output to the current calculation unit 22.
[0014]
The target current calculation unit 22 calculates a current command for designating each phase current iu, iv, iw supplied from the inverter 13 to the AC motor 11 based on the torque command * T and the rotation speed N. The current command is output to the waveform converter 23 as the d-axis target current initial value * idorg and the q-axis target current initial value * iqorg on the rotating orthogonal coordinates.
The waveform conversion unit 23 converts the waveforms of the d-axis target current initial value * idorg and the q-axis target current initial value * iqorg into predetermined waveforms to be described later, and the d-axis target current * id and the q-axis target current *, respectively. It is output to the vector control unit 24 as iq.
The dq coordinate forming the rotation orthogonal coordinate is, for example, the field magnetic flux direction as the d-axis and the direction orthogonal to the d-axis as the q-axis, and is synchronized with the rotor of the AC motor 11 (not shown). It is rotating at an angular velocity ωre. As a result, the d-axis target current * id and the q-axis target current * iq, which are DC signals, are given as current commands for the AC signals supplied to the respective phases of the AC motor 11.
[0015]
The vector control unit 24 performs current feedback control on the dq coordinates, and each voltage command value * Vu, * output to the inverter 13 based on the d-axis target current * id and the q-axis target current * iq. While calculating Vv, * Vw, the d-axis current id and the q-axis current iq obtained by converting the phase currents iu, iv, iw actually supplied from the inverter 13 to the AC motor 11 on the dq coordinates, Control is performed such that each deviation between the d-axis target current * id and the q-axis target current * iq becomes zero.
That is, as shown in FIG. 2, among the U-phase current iu, the V-phase current iv, and the W-phase current iw supplied from the inverter 13 to each phase of the AC motor 11, for example, the U-phase current iu and the W-phase current iw Are respectively detected by the current detectors 16 and 17 and input to the three-phase AC-dq coordinate converter 31.
[0016]
The three-phase alternating current-dq coordinate converter 31 converts the U-phase current iu and the W-phase current iw on the stationary coordinates on the rotational coordinates based on the rotational phase of the alternating-current motor 11, that is, on the dq coordinates, based on the following formula (1). To d-axis current id and q-axis current iq.
Note that the magnetic pole position θre (electrical angle) in Equation (1) is output from the magnetic pole position-angular velocity detector 15, and for example, the angle of the field taken around the V phase with reference to the U-phase armature winding It is. Also, iv = −iu−iw.
[0017]
[Expression 1]
Figure 0004526628
[0018]
The d-axis current id and the q-axis current iq output from the three-phase AC-dq coordinate converter 31 are input to the subtracters 32 and 33, respectively.
The subtractor 32 calculates a deviation Δid between the d-axis target current * id and the d-axis current id, and the subtractor 33 calculates a deviation Δiq between the q-axis target current * iq and the q-axis current iq.
In this case, since the d-axis target current * id and the q-axis target current * iq and the d-axis current id and the q-axis current iq are DC signals, for example, a phase delay or an amplitude error is detected as a DC component. The
[0019]
The deviations Δid and Δiq output from the subtracters 32 and 33 are input to the current control units 34 and 35, respectively.
Then, the current control unit 34 controls and amplifies the deviation Δid by, for example, PI operation to calculate the d-axis voltage command value * Vd, and the current control unit 35 controls and amplifies the deviation Δiq by, for example, PI operation to Command value * Vq is calculated.
[0020]
The non-interference controller 36 receives the d-axis target current * id and the q-axis target current * iq, and the electric angular velocity ωre of the AC motor 11 output from the magnetic pole position-angular velocity detector 15. Furthermore, the values of the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq are held.
The non-interference controller 36 cancels out the velocity electromotive force component that interferes between the d-axis and the q-axis and controls the d-axis and the q-axis independently to control each of the d-axis and the q-axis. A d-axis compensation term Vdk and a q-axis compensation term Vqk for canceling the interference component are calculated.
[0021]
The d-axis compensation term Vdk output from the non-interference controller 36 and the d-axis voltage command value * Vd output from the current controller 34 are input to the adder 37 and output from the non-interference controller 36. The q-axis compensation term Vqk and the q-axis voltage command value * Vq output from the current control unit 35 are input to the adder 38.
Then, the adder 37 sets a value obtained by adding the d-axis compensation term Vdk and the d-axis voltage command value * Vd as a new d-axis voltage command value * Vd.
Similarly, the adder 38 sets a value obtained by adding the q-axis compensation term Vqk and the q-axis voltage command value * Vq as a new q-axis voltage command value * Vq.
[0022]
The d-axis voltage command value * Vd output from the adder 37 and the q-axis voltage command value * Vq output from the adder 38 are input to the dq-3 phase AC coordinate converter 40.
The dq-3 phase AC coordinate converter 40 converts the d-axis voltage command value * Vd and the q-axis voltage command value * Vq on the dq coordinate into a three-phase AC coordinate which is a stationary coordinate based on the following equation (2). The U-phase AC voltage command value * Vu and the W-phase AC voltage command value * Vw are converted. In Equation (2), the conversion coefficient C = (2/3) 1/2 is a coefficient for preventing the power handled before and after the conversion from changing.
[0023]
[Expression 2]
Figure 0004526628
[0024]
The U-phase AC voltage command value * Vu and the W-phase AC voltage command value * Vw output from the dq-3 phase AC coordinate converter 40 are input to the calculator 41.
The calculator 41 calculates the V-phase AC voltage command value * Vv by * Vv = − (* Vu) − (* Vw).
Then, the U-phase AC voltage command value * Vu and the W-phase AC voltage command value * Vw output from the dq-3 phase AC coordinate converter 40, and the V-phase AC voltage command value * Vv output from the calculator 41 Is supplied to the inverter 13 as a switching command for turning on / off the switching element of the inverter 13.
[0025]
The AC motor control device 10 according to the present embodiment has the above-described configuration. Next, the operation of the AC motor control device 10, in particular, the operation of the waveform conversion unit 23 will be described with reference to the accompanying drawings.
The waveform converter 23 is a rectangular wave A having a 120 ° width in electrical angle (thick solid line A shown in FIG. 3) in each phase current iu, iv, iw supplied from the inverter 13 to each phase of the AC motor 11. ) Or the waveform of the d-axis target current initial value * idorg and the q-axis target current initial value * iqorg so as to become a pseudo rectangular wave B (thick solid line B shown in FIG. 4).
However, this rectangular wave A is obtained when the d-axis target current initial value * idorg and the q-axis target current initial value * iqorg are input to the vector control unit 24 without waveform conversion, for example, a sine wave S (FIG. 3). And the same effective value current as the dotted line S) shown in FIG. That is, with respect to the maximum amplitude I S of the sine wave S, the maximum amplitude I A rectangular wave A, I A = 3 (1/2 ) / 2 × I S , and the peak value is about 13% lower Yes.
[0026]
The pseudo-rectangular wave B is formed by, for example, a rectangular wave A having a finite-order Fourier series. Specifically, the waveform converter 23 uses the d-axis target current initial value * idorg and the q-axis target current. When the initial value * iqorg is converted into the d-axis target current * id and the q-axis target current * iq, respectively, by the following formula (3), for example, the phase currents iu, The waveforms of iv and iw are pseudo rectangular waves B obtained by Fourier expansion of the rectangular wave A with Fourier series up to the first, fifth, and seventh orders.
In this case, the pseudo rectangular wave B converges to the rectangular wave A by adding a higher-order term of the Fourier series.
In Equation (3), ψ = θ−atan (* idorg / * iqorg), and θ is a variable for the Fourier series.
[0027]
[Equation 3]
Figure 0004526628
[0028]
As described above, according to the AC motor control device 10 according to the present embodiment, for example, when the rotation of the AC motor 11 is stopped, each phase current iu, When either iv or iw is energized or the AC motor 11 is rotating at a very low rotational speed, only one switching element among the plurality of switching elements constituting the inverter 13 is “ Even in the “on” state, the amount of heat generated by the switching element can be reduced.
That is, the waveform of each phase current iu, iv, iw supplied from the inverter 13 to each phase of the AC motor 11 is a rectangular wave A or a pseudo-rectangular wave B. For example, the rectangular wave A is the same effective current. the than the maximum amplitude I S of the sine wave S having, has about 13% of low maximum amplitude I a, maximum torque AC motor 11 can be generated, i.e. without damaging the driving performance of the AC motor 11 The heat generation per switching element of the inverter 13 can be reduced. This eliminates the need to increase the capacity, heat resistance, cooling performance, and the like of the inverter 13, prevents the apparatus from becoming large, and contributes to the reduction of the manufacturing cost of the apparatus.
[0029]
In the present embodiment, the waveform of each phase current iu, iv, iw supplied from inverter 13 to each phase of AC motor 11 is a rectangular wave A having a 120 ° width in electrical angle (thickness shown in FIG. 3). Although solid line A) or pseudo-rectangular wave B (thick solid line B shown in FIG. 4) is used, the present invention is not limited to this, and a rectangular wave or pseudo-rectangular wave having another width may be used. In short, any rectangular wave or pseudo-rectangular wave having a maximum amplitude lower than that of a sine wave having the same effective value current may be used.
[0030]
Further, in the present embodiment, the AC motor 11 is a permanent magnet type AC synchronous motor, but is not limited thereto, and may be another AC motor such as an induction motor.
[0031]
【The invention's effect】
As described above, according to the AC motor control device of the present invention described in claim 1, the phase current supplied from the power converter to each phase of the AC motor is set as a rectangular wave or a pseudo-rectangular wave. It is possible to suppress the heat generation of the power converter and the AC motor by lowering the maximum amplitude of.
Further , the phase current supplied from the power conversion device to each phase of the AC motor is changed from a sinusoidal current having the same effective value to a rectangular wave or pseudo-rectangular wave AC current, for example, so that the maximum torque of the AC motor, that is, driving Heat generation of the power converter and the AC motor can be suppressed without impairing performance.
According to the control device for an AC motor according to claim 2 , it is possible to suppress the heat generation of the power conversion device and the AC motor without changing the vector control means, while the drive performance of the AC motor remains unchanged. it can.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of an AC motor control device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of a vector control unit shown in FIG.
FIG. 3 is a graph showing rectangular-wave-shaped phase currents iu, iv, iw supplied from an inverter to an AC motor.
FIG. 4 is a graph showing pseudo rectangular wave phase currents iu, iv, iw supplied from an inverter to an AC motor.
[Explanation of symbols]
10 AC Motor Control Device 11 AC Motor 13 Inverter (Power Converter)
14 Power supply (power supply)
16, 17 Current detector 22 Target current calculation section (target current generating means)
23 Waveform converter (waveform converter)
24 Vector control unit (vector control means)
31 3-phase AC-dq coordinate converter (coordinate conversion means)

Claims (2)

トルク指令に基づいた電流指令値を、回転直交座標系をなすｄｑ座標上でのｄ軸目標電流及びｑ軸目標電流として発生する目標電流発生手段と、
多相の交流モータの各相に供給される交流電流を検出する電流検出器と、
前記電流検出器により検出された前記交流電流を前記ｄｑ座標上のｄ軸電流及びｑ軸電流に変換する座標変換手段と、
前記目標電流発生手段にて発生された前記ｄ軸目標電流及び前記ｑ軸目標電流の波形を、前記交流モータへ供給される前記交流電流の波形が矩形波又は擬似矩形波になるように変換する波形変換手段と、
波形変換後の前記ｄ軸目標電流に前記ｄ軸電流を追従させ、波形変換後の前記ｑ軸目標電流に前記ｑ軸電流を追従させるように電流フィードバック制御を行うベクトル制御手段と、
前記ベクトル制御手段により制御されて前記交流モータを駆動する電力変換装置と、この電力変換装置に直流電力を供給する電源装置と
を備え、
前記波形変換手段は、前記矩形波又は前記擬似矩形波の実効値電流と、波形変換前の前記ｄ軸目標電流及び前記ｑ軸目標電流に基づいて前記電力変換装置から前記交流モータへ供給される前記交流電流の実効値電流とが等しくなるように、前記ｄ軸目標電流及び前記ｑ軸目標電流の波形を変換することを特徴とする交流モータの制御装置。Target current generating means for generating a current command value based on the torque command as a d-axis target current and a q-axis target current on a dq coordinate forming a rotation orthogonal coordinate system;
A current detector for detecting an alternating current supplied to each phase of the multiphase AC motor;
Coordinate conversion means for converting the alternating current detected by the current detector into a d-axis current and a q-axis current on the dq coordinate;
The waveforms of the d-axis target current and the q-axis target current generated by the target current generating means are converted so that the waveform of the AC current supplied to the AC motor becomes a rectangular wave or a pseudo-rectangular wave. Waveform converting means;
Vector control means for performing current feedback control so that the d-axis current follows the d-axis target current after waveform conversion, and the q-axis current follows the q-axis target current after waveform conversion;
A power conversion device that is controlled by the vector control means to drive the AC motor, and a power supply device that supplies DC power to the power conversion device ,
The waveform conversion means is supplied from the power converter to the AC motor based on the effective current of the rectangular wave or the pseudo rectangular wave, the d-axis target current and the q-axis target current before waveform conversion. A control apparatus for an AC motor, wherein waveforms of the d-axis target current and the q-axis target current are converted so that an effective current of the AC current becomes equal . 前記擬似矩形波は、前記矩形波をフーリエ展開した際に得られる適宜の次数のフーリエ級数にて構成されていることを特徴とする請求項１に記載の交流モータの制御装置。 2. The AC motor control device according to claim 1, wherein the pseudo-rectangular wave is configured by a Fourier series of an appropriate order obtained when the rectangular wave is Fourier-expanded .
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