JP2010233392A - Motor control system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電動機制御システムに関する。 The present invention relates to an electric motor control system.
従来より、永久磁石同期電動機などの電動機を制御する電動機制御システムが知られている。例えば、特許文献１には、高トルクを発生させ、電線の布線作業を容易にすることのできる電動機が開示されている。具体的には、この電動機は、回転子の永久磁石の移動位置に応じて、各巻線に交流電流を通電させる制御装置とを備える。ここで、制御装置は、各永久磁石の磁極と、それぞれに巻線が巻回される各突極磁極の磁極との位置関係に対応した位相の種類数と同数の位相を持つ交流電流を各巻線に通電させる。
Conventionally, a motor control system for controlling a motor such as a permanent magnet synchronous motor is known. For example,
しかしながら、特許文献１に開示された手法によれば、電動機の運転領域によっては、損失が大きくなり、効率が低下してしまうという問題がある。
However, according to the method disclosed in
本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、運転領域に応じて損失を抑制することにより、電動機効率の向上を図ることである。 This invention is made | formed in view of this situation, The objective is to aim at the improvement of motor efficiency by suppressing loss according to a driving | running area | region.
かかる課題を解決するために、本発明において、個々の巻線に供給される電流総和がゼロとなる複数の巻線がグループ化されたｎ組の巻線グループを備える。制御装置は、電動機の回転数および負荷に基づいて、最大でｎ−１組の巻線グループへの通電を所定期間停止する。 In order to solve such a problem, the present invention includes n winding groups in which a plurality of windings in which the total current supplied to each winding is zero are grouped. The control device stops energization to a maximum of n-1 winding groups for a predetermined period based on the rotation speed and load of the electric motor.
本発明によれば、電動機の駆動領域に応じて、鉄損や銅損、電力変換装置の損失といったシステムの損失を低減することができるので、モータ効率の向上を図ることができる。 According to the present invention, system loss such as iron loss, copper loss, and power converter loss can be reduced in accordance with the drive region of the motor, so that motor efficiency can be improved.
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態にかかる制御システムの全体構成を模式的に示す説明図である。本実施形態では、電気自動車の駆動用モータに適用されたモータ制御システムについて説明を行う。この制御システムは、モータ１０、電力変換器２０および制御ユニット４０を主体に構成されている。
(First embodiment)
FIG. 1 is an explanatory diagram schematically showing the overall configuration of the control system according to the first embodiment of the present invention. In the present embodiment, a motor control system applied to a drive motor for an electric vehicle will be described. This control system is mainly composed of a
モータ１０は、ロータ（可動子）と、ヨークおよびステータティースで構成されるステータ（固定子）とを主体に構成されている。このモータ１０は、ｍ（ｍ：４以上の自然数（本実施形態では「９」））相に対応する巻線１１が各ステータティースにそれぞれ巻回された永久磁石同期電動機である。このモータ１０は、９相の交流電力が後述する電力変換器２０から対応する相の巻線１１にそれぞれ供給されることにより生じる磁界と、回転子の永久磁石が作る磁界との相互作用により駆動する。具体的には、モータ１０では、ロータに埋め込まれた永久磁石と、ロータ自体を構成する磁性体（例えば、電磁鋼板）と、ステータ自体を構成する磁性体（電磁鋼板）とによって主磁気回路が形成される。そして、永久磁石からの磁石磁束、および、各相の巻線１１へ通電することで発生する交番磁束が、主磁気回路を流れることで電磁力によるトルクが発生する。これにより、ロータおよびこれに連結された出力軸が回転する。モータ１０の出力軸は、自動変速機に連結されている。
The
図２は、モータ１０および電力変換器２０の構成を模式的に示す説明図である。モータ１０において、９相に対応する各巻線１１は、第１の巻線グループＷＧ１にグループ化されるＵ１相、Ｖ１相、Ｗ１相に対応する３つの巻線１１と、第２の巻線グループＷＧ２にグループ化されるＵ２相、Ｖ２相、Ｗ２相に対応する３つの巻線１１と、第３の巻線グループＷＧ３にグループ化されるＵ３相、Ｖ３相、Ｗ３相に対応する３つの巻線１１とで構成されている。各巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３は、電力変換器２０から個々の巻線１１に供給される電流総和がゼロとなる３相分の巻線１１同士でグループ化されている。各巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３において、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相からなる３相分の巻線１１は、中性点を中心に星形結線されている。
FIG. 2 is an explanatory diagram schematically showing the configuration of the
各巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３において、中性点を構成する回路は、各相に２個のダイオードで構成される合計６個のダイオードと、１個のスイッチとで構成されている。この回路は、モータ１０の低負荷高回転において、システムの損失低減の観点から、任意の巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３への通電を停止した際、当該巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３のスイッチを開放することにより、回生電流が流れることを遮断する回生電流遮断回路２４〜２６を構成している。
In each winding group WG1 to WG3, the circuit constituting the neutral point is composed of a total of six diodes composed of two diodes in each phase and one switch. This circuit opens the switches of the winding groups WG1 to WG3 when the energization to the arbitrary winding groups WG1 to WG3 is stopped from the viewpoint of reducing system loss in the low load and high rotation of the
電力変換器２０は、電源３０に接続されており、電源３０からの直流電力を９相の交流電力に変換し、変換された９相の交流電力をモータ１０に供給する電力変換装置である。この電力変換器２０は、それぞれが３相の交流電力を出力する３つの３相インバータ２１〜２３で構成されており、３つの３相インバータ２１〜２３は、３組の巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３と一対一の関係で対応付けられている。個々の３相インバータ２１は、正極側および負極側の直流母線を介し、電源３０に対して直列接続されている。個々の３相インバータ２１〜２３は、電源３０からの直流電力を、その電流総和がゼロとなる３相の交流電力に変換し、変換された３相の交流電力を対応する巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３に含まれる各巻線１１にそれぞれ供給する。
The
個々の３相インバータ２１〜２３は、正極側の直流母線と、３相に対応する各出力端子との間に、上アームに対応する一方向の導通を制御可能なスイッチをそれぞれ備えるとともに、負極側の直流母線と、３相に対応する各出力端子との間に、下アームに対応するスイッチをそれぞれ備えている。個々のスイッチは、半導体スイッチ（例えば、ＩＧＢＴ等のトランジスタといったスイッチング素子）を主体に構成されており、個々の半導体スイッチには、還流用ダイオードが逆並列接続されている。
Each of the three-
ここで、電源３０は、３つの３相インバータ２１〜２３に対して共通する単一の直流電源であり、例えば、ニッケル水素電池あるいはリチウムイオン電池といったバッテリを用いることができる。電力変換器２０の入力側は、平滑コンデンサ３１を介して電源３０に接続されている。
Here, the
再び図１を参照するに、制御ユニット４０は、電力変換器２０を制御する制御装置であり、この電力変換器２０を介して負荷であるモータ１０の出力トルクを制御する。制御ユニット４０としては、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、Ｉ／Ｏインターフェースを主体に構成されたマイクロコンピュータを用いることができる。制御ユニット４０は、ＲＯＭに記憶された制御プログラムに従い、電力変換器２０を制御するための演算を行う。そして、制御ユニット４０は、この演算によって算出された制御信号（駆動信号）を電力変換器２０に対して出力する。
Referring back to FIG. 1, the
制御ユニット４０には、各種のセンサによって検出されるセンサ信号が入力されている。電流センサ５０は、各３相インバータ２１〜２３毎に設けられており、個々の電流センサ５０は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の３相の電流をそれぞれ検出し、この検出した電流情報Ｉ１〜Ｉ３を制御ユニット４０に出力する。また、温度センサ５１は、巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３毎に設けられており、個々の温度センサ５１は、巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３の温度を検出し、この検出した温度情報Ｔ１〜Ｔ３を制御ユニット４０に出力する。個々の温度センサ５１は、巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３を構成するＵ相、Ｖ相およびＷ相の３相の巻線１１の温度をそれぞれ検出し、それらの平均値または代表温度を温度情報Ｔ１〜Ｔ３として出力してもよいし、ある一つの相の巻線１１の温度を検出し、これを温度情報として出力してもよい。また、モータ１０に取り付けられた位置センサ（例えば、レゾルバ）によって検出されるロータの位置情報Ｐｉも制御ユニット４０に入力されている。さらに、電力変換器２０に印加される直流電圧が電圧センサによって検出され、この直流電圧の情報が制御ユニット４０に入力されている。
Sensor signals detected by various sensors are input to the
制御ユニット４０は、これを機能的に捉えた場合、電流指令生成部４１と、電流制御部４２と、ＰＷＭ信号発生部４３とを有している。
The
電流指令生成部４１は、外部より与えられるトルク指令と、位置センサの位置情報から演算されるモータ回転数（電気角速度）とに基づいて、トルク指令に対応するｄ軸およびｑ軸電流指令をそれぞれ演算する。そのため、モータ１０の特性等を考慮して、トルク指令値およびモータ回転数と、ｄ軸およびｑ軸電流指令との関係を実験やシミュレーションを通じて予め取得しておくことで、電流指令生成部４１は、この関係を規定したマップを保持する。電流指令生成部４１は、当該マップを参照してｄ軸およびｑ軸電流指をそれぞれを演算する。演算されたｄ軸およびｑ軸電流指令は、電流制御部４２に出力される。なお、電流指令生成部４１は、ｄ軸およびｑ軸電流指令を演算するためのマップを、後述する駆動形態のそれぞれに対応して保持しており、現在の駆動形態に応じたマップを参照し、ｄ軸およびｑ軸電流指令の演算を行う。
The
本実施形態の特徴の一つとして、電流指令生成部４１は、トルク指令と、モータ回転数とに基づいて、モータ１０の駆動形態を、９相巻線通電で行うのか、それとも３相巻線通電で行うのかを判断する。ここで、９相巻線通電は、全ての巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３に対して通電を行う、すなわち、９相の巻線１１の全てに対して通電を行う駆動形態である。これに対して、３相巻線通電は、１組の巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３にのみ通電を行い、残りの２組の巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３に対する通電を停止する駆動形態である。すなわち、３相巻線通電は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相を１組含む３相の巻線１１にのみ通電を行い、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相を２組含む６相の巻線１１に対する通電を停止する駆動形態である。
As one of the features of the present embodiment, the
また、電流指令生成部４１は、３相巻線通電を行う場合、各巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３の温度に基づいて、３組の巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３の中から、通電を行わない２組の巻線グループ（以下「停止巻線グループ」という）ＷＧ１〜ＷＧ３を選択することができる。さらに、電流指令生成部４１は、現在の駆動形態および選択された停止巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３に基づいて、各回生電流遮断回路２４〜２６のスイッチ状態を制御することができる。
In addition, when performing the three-phase winding energization, the current
電流制御部４２は、ｄ軸およびｑ軸電流指令と、モータ１０の実電流値に対応するｄ軸およびｑ軸電流とがそれぞれ０となるような、３組の３相インバータ２１〜２３に対応するｄ軸およびｑ軸電圧指令を、例えば、ＰＩ制御を用いてそれぞれ演算する。ここで、ｄ軸およびｑ軸電流は、電流センサ５０によって検出される各３相インバータ２１〜２３に関する３相の電流と、位置センサの位置情報Ｐｉから演算される電気角とに基づいて座標変換を行うことにより演算される。
The
また、電流制御部４２は、電気角を参照した上で、３組の３相インバータ２１〜２３に対応するｄ軸およびｑ軸電圧指令から、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれの電圧指令にそれぞれ座標変換を行う。電流制御部４２は、各相の電圧指令を電源３０の直流電圧によって規格化し、個々の３相インバータ２１〜２３における各相のスイッチの導通時間比率を示す各相の変調率指令を演算する。３組の３相インバータ２１〜２３に対応する各相の変調率指令は、ＰＷＭ信号発生部４３に出力される。
In addition, the
ＰＷＭ信号発生部４３は、各３相インバータ２１〜２３毎に、電力変換器２０を駆動する駆動信号を生成する。ここでは、ある１つの３相インバータ２１〜２３に対する制御手法について説明する。ＰＷＭ信号発生部４３は、相毎に、三角波といったＰＷＭキャリアと変調率指令とを比較し、この比較結果に基づいて上下アームのスイッチをオン・オフする駆動信号を生成する。そして、ＰＷＭ信号発生部４３は、生成した駆動信号を制御対象となる３相インバータ２１〜２３に対して出力する。３相インバータ２１〜２３は、駆動信号に応じて各アームがスイッチング動作を行うことで、ＰＷＭ波電圧を、３相インバータ２１〜２３に対応付けられた巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３を構成する各相の巻線１１にそれぞれ印加する。
The PWM
ここで、３組の３相インバータ２１〜２３に関するＰＷＭキャリアは、位相が４０degづつオフセットした関係となっている。また、ＰＷＭ信号発生部４３は、電流指令生成部４１によって３相巻線通電が設定されている場合には、通電対象となる１組の巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３に対応する３相インバータ２１〜２３のみを制御対象として、上記の如く駆動信号を生成する。そして、ＰＷＭ信号発生部４３は、残りの２組の巻線グループ（停止巻線グループ）ＷＧ１〜ＷＧ３に対応する３相インバータ２１〜２３については、上下アームのスイッチが３相巻線通電の実行期間においてオフするように駆動信号を生成する。
Here, the PWM carriers related to the three sets of the three-
以下、制御ユニット４０による具体的な制御手法の説明に先立ち、本システムの制御概念について説明を行う。ｍ相で駆動される永久磁石同期電動機において、電流総和がゼロとなる複数の巻線がグループ化されたｎ（ｎ：２以上の自然数）組の巻線グループを有している電動機では、電動機の低負荷時、最大でｎ−１組の巻線グループへの通電を停止することによって効率の向上を図ることができる。効率向上の要因は、電動機の回転数領域、具体的には、低回転と高回転とで異なる。ここで、永久磁石による鎖交磁束の振幅をψａ、電気角速度をω、電力変換器に印加される直流電圧をＶdcとした場合、低回転は（１）式の関係を具備する回転数領域であり、高回転は（２）式の関係を具備する回転数領域である。
同数式から分かるように、高回転は、巻線間に生じる誘起電圧が電力変換器に印加される直流電圧よりも大きい電動機の回転数領域に相当する。換言すれば、低回転は、巻線間に生じる誘起電圧が電力変換器に印加される直流電圧以下となる電動機の回転数領域に相当する。 As can be seen from the equation, the high rotation corresponds to the rotation speed region of the motor in which the induced voltage generated between the windings is larger than the DC voltage applied to the power converter. In other words, the low rotation corresponds to the rotation speed region of the electric motor in which the induced voltage generated between the windings is equal to or less than the DC voltage applied to the power converter.
まず、低負荷低回転における効率向上について説明する。低回転シーンにおいて、最大トルク制御時のトルクＴ、ｄ軸電流ｉｄ、およびｑ軸電流ｉｑの関係は、下式で表される。
同数式において、Ｐｎは極対数、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｉamは、ｄ軸およびｑ軸電流の振幅である。また、Ｋは全巻線数（Ｋ＝ｍ）、ｋは通電する巻線の数を示している。 In the equation, Pn is the number of pole pairs, Lq is the q-axis inductance, Ld is the d-axis inductance, and Iam is the amplitude of the d-axis and q-axis currents. K represents the total number of windings (K = m), and k represents the number of windings to be energized.
図３は、数式２の関係を電流のｄｑ軸座標にプロットした説明図である。同図において、Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３は等トルク曲線を示している。また、Ｖは電圧制限楕円を示しており、一般に、電圧制限楕円は回転数領域が高いほど楕円面積が小さくなる傾向を有している。ここで、等トルク曲線Ｔ１〜Ｔ３は、下式に示す関係を満たす。
まず、９個の巻線を備えた９相電動機において、３組の巻線グループ、すなわち、９相の巻線すべてに通電を行うことを考える（９相巻線通電）。電動機によってトルクＴ１を出力する場合、等トルク曲線Ｔ１までの距離が最短となる電流ベクトルＩ９のようにｄｑ軸電流を選択すると銅損が最も少ない電流条件となる。このケースにおける銅損Ｐ９は、下式で計算される。なお、ｒは巻線抵抗である。
これに対して、２組の巻線グループに対応する６相の巻線への通電を停止し、１組の巻線グループに対応する３相の巻線のみに通電を行うことを考える（３相巻線通電）。この場合、数式２において、Ｋ＝９，ｋ＝３となる。そのため、電動機全体としてトルクＴ１を出力するためには、３相の巻線への通電により、トルクＴ１の３倍に相当するトルクＴ３を出力する必要がある。この場合、等トルク曲線Ｔ３までの距離が最短となる電流ベクトルＩ３のようにｄｑ軸電流を選択すると、銅損が最も少ない電流条件となる。このケースにおける銅損Ｐ３は、下式で計算される。
ｑ軸インダクタンスＬｑと、ｄ軸インダクタンスＬｄとが等しくなる電動機において電流ベクトルＩ９と電流ベクトルＩ３を比較した場合、電流ベクトルＩ３は電流ベクトルＩ９の３倍と等しいことから、銅損Ｐ３は銅損Ｐ９の３倍となる。また、ｑ軸インダクタンスＬｑと、ｄ軸インダクタンスＬｄとが異なる電動機においても、低負荷ではリラクタンストルクがマグネットトルクと比べて小さい。そのため、電流ベクトルＩ３は電流ベクトルＩ９の３倍とほぼ等しく、銅損Ｐ３は銅損Ｐ９の約３倍となる。したがって、９相巻線通電から、３相巻線通電に切り換えた場合、銅損は約３倍に増加することとなる。 In a motor in which the q-axis inductance Lq and the d-axis inductance Ld are equal, when the current vector I9 and the current vector I3 are compared, the current vector I3 is equal to three times the current vector I9, so the copper loss P3 is equal to the copper loss P9. 3 times. Further, even in an electric motor having a different q-axis inductance Lq and d-axis inductance Ld, the reluctance torque is smaller than the magnet torque at a low load. Therefore, the current vector I3 is substantially equal to three times the current vector I9, and the copper loss P3 is about three times the copper loss P9. Therefore, when the 9-phase winding energization is switched to the 3-phase winding energization, the copper loss increases about three times.
一方、鉄損は、３相巻線通電の方が小さくなる。これはキャリア高調波電流の流れる巻線が９個から３個に減り、高調波磁束の起磁力源が９個から３個に減少するためである。３相巻線通電時、９相巻線通電時と同等のトルクを電動機から出力しようとすると、単位巻線当たり約３倍の電流を流す必要がある。しかしながら、基本波の電流振幅が３倍になったとしても、キャリア高調波電流の振幅は３倍にはならない。なぜならば、９相巻線通電に比べ３相巻線通電では３倍の電流を流すため、変調率指令が相対的に高くなり、ＰＷＭ制御の特性上、変調率指令が高い程、基本波に対するキャリア高調波成分の比率が小さくなるからである。したがって、９相巻線通電から３巻線通電に変えた場合、相電流の基本波成分は約３倍に増えるが、キャリア高調波成分の変化は小さい。また、キャリア高調波電流が流れる巻線の数も１／３に減少する。このため、キャリア高調波電流に起因するキャリア高調波鉄損は小さくなる。以上より、キャリア高調波鉄損の比率が銅損や、電力変換器の損失の比率より大きい低負荷低回転では、３相巻線通電で駆動した方が損失低減となる場合がある。 On the other hand, the iron loss is smaller when the three-phase winding is energized. This is because the number of windings through which the carrier harmonic current flows is reduced from nine to three and the magnetomotive force source of the harmonic magnetic flux is reduced from nine to three. When energizing the three-phase winding and outputting the same torque from the motor as when the nine-phase winding is energized, it is necessary to pass a current about three times per unit winding. However, even if the current amplitude of the fundamental wave is tripled, the amplitude of the carrier harmonic current is not tripled. This is because the current supplied by the three-phase winding is three times as large as that of the nine-phase winding, so that the modulation rate command becomes relatively high. This is because the ratio of the carrier harmonic component becomes small. Therefore, when the 9-phase winding energization is changed to the 3-winding energization, the fundamental wave component of the phase current increases about three times, but the change of the carrier harmonic component is small. Also, the number of windings through which the carrier harmonic current flows is reduced to 1/3. For this reason, the carrier harmonic iron loss resulting from a carrier harmonic current becomes small. From the above, at a low load and low rotation where the ratio of the carrier harmonic iron loss is larger than that of the copper loss or the loss of the power converter, the loss may be reduced by driving with three-phase winding energization.
つぎに、低負荷高回転における効率向上について説明する。永久磁石型同期電動機を低負荷高回転領域で駆動するためには、巻線間に発生する誘起電圧と、巻線のインダクタンスおよび抵抗による電圧降下との和が、電力変換器に印加される直流電圧を超えないように、弱め界磁電流を流す必要がある。電動機があるトルクを出力する場合、巻線間の電圧が直流電圧とが等しくなるように弱め界磁電流を流すと銅損を最も小さくすることができる。この場合、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑおよびトルクＴとの関係は、下式で示される。
図４は、数式６の関係を電流のｄｑ軸座標にプロットした説明図である。同図において、Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３は等トルク曲線を示しており、Ｔ１〜Ｔ３は、上記の数式３の関係を満たす。また、Ｖは電圧制限楕円を示している。
FIG. 4 is an explanatory diagram in which the relationship of Equation 6 is plotted on the dq axis coordinates of the current. In the same figure, T1, T2, and T3 indicate equal torque curves, and T1 to T3 satisfy the relationship of the above-described
まず、９個の巻線を備えた９相電動機において、３組の巻線グループ、すなわち、９相の巻線すべてに通電を行うことを考える（９相巻線通電）。電動機によってトルクＴ１を出力する場合には、電圧制限楕円Ｖの範囲内で、等トルク曲線Ｔ１までの距離が最短となる電流ベクトルＩ９のようにｄｑ軸電流を選択すると銅損が最も少ない電流条件となる。このケースにおける銅損Ｐ９は、上記の数式４によって計算される。 First, in a 9-phase motor having 9 windings, it is considered to energize three sets of winding groups, that is, all 9-phase windings (9-phase winding energization). When the torque T1 is output by the electric motor, the current condition in which the copper loss is the smallest when the dq axis current is selected as in the current vector I9 having the shortest distance to the equal torque curve T1 within the range of the voltage limit ellipse V. It becomes. The copper loss P9 in this case is calculated by Equation 4 above.
これに対して、２組の巻線グループに対応する６相の巻線への通電を停止し、１組の巻線グループに対応する３相の巻線のみに通電を行うことを考える（３相巻線通電）。この場合、数式６において、Ｋ＝９，ｋ＝３となる。そのため、電動機全体としてトルクＴ１を出力するためには、３相の巻線への通電により、トルクＴ１の３倍に相当するトルクＴ３を出力する必要がある。この場合、電圧制限楕円Ｖの範囲内で、等トルク曲線Ｔ３までの距離が最短となる電流ベクトルＩ３のようにｄｑ軸電流を選択すると、銅損が最も少ない電流条件となる。このケースにおける銅損Ｐ３は、上記の数式５によって計算される。 On the other hand, it is considered that the energization of the 6-phase windings corresponding to the 2 sets of winding groups is stopped and only the 3 phase windings corresponding to the 1 set of winding groups are energized (3 Phase winding energization). In this case, in Equation 6, K = 9 and k = 3. Therefore, in order to output the torque T1 as a whole of the electric motor, it is necessary to output the torque T3 corresponding to three times the torque T1 by energizing the three-phase winding. In this case, when the dq-axis current is selected as in the current vector I3 having the shortest distance to the equal torque curve T3 within the range of the voltage limit ellipse V, the current condition is the least copper loss. The copper loss P3 in this case is calculated by Equation 5 above.
銅損Ｐ９より銅損Ｐ３の方が小さい場合には、３相巻線通電を行うことで、９相巻線通電と比較して銅損、電力変換器の損失の低減を図ることができる。 When the copper loss P3 is smaller than the copper loss P9, conducting the three-phase winding energization can reduce the copper loss and the power converter loss as compared with the nine-phase winding energization.
さらに、鉄損を考慮して電流ベクトルを選択する方法について説明する。図４において、電流ベクトルＩ９に代えて、電圧制限楕円Ｖの範囲内において、ｄ軸成分の絶対値が大きくなる方向へトルク曲線Ｔ１上をスライドさせた電流ベクトルＩ９’を選択する。また、電流ベクトルＩ３に代えて、電圧制限楕円Ｖの範囲内において、ｄ軸成分の絶対値が大きくなる方向へトルク曲線Ｔ３上をスライドさせた電流ベクトルＩ３’を選択する。これらのケースでは、銅損、電力変換器の損失は増加するものの、鉄損が低減する傾向となる。なぜならば、より多くの弱め界磁電流を流すことで磁束密度が低下するからである。したがって、実験やシミュレーションを通じて、トルク毎に銅損、鉄損、電力変換器の損失の和が最も小さくなる電流ベクトルＩ９’、Ｉ３’を各回転数について求めておき、損失の和が少ない通電巻線数を選択することにより、電動機および電力変換器の総損失を低減することができる。 Further, a method for selecting a current vector in consideration of iron loss will be described. In FIG. 4, instead of the current vector I9, a current vector I9 'that is slid on the torque curve T1 in the direction in which the absolute value of the d-axis component becomes larger is selected within the range of the voltage limit ellipse V. Further, instead of the current vector I3, a current vector I3 'that is slid on the torque curve T3 in the direction in which the absolute value of the d-axis component increases within the range of the voltage limit ellipse V is selected. In these cases, the copper loss and the power converter loss increase, but the iron loss tends to decrease. This is because the magnetic flux density is lowered by supplying more field weakening current. Therefore, through experiments and simulations, current vectors I9 ′ and I3 ′ that minimize the sum of the copper loss, iron loss, and power converter loss for each torque are obtained for each rotational speed, and the energized winding with the least loss is obtained. By selecting the number of lines, the total loss of the electric motor and the power converter can be reduced.
また、ｄ軸電流を多く流さないと、電流ベクトルが電圧制限楕円Ｖの中に位置しないような高回転では、巻線への通電を止めた場合、ｄ軸電流による弱め界磁ができないため、巻線から回生電流が流れ、ロータに制動力が働くことになってしまう。そのため、巻線グループへの通電を停止するときには、当該巻線グループから回生電流が流れないようにすることで、低負荷高回転でも、巻線グループへの通電を停止する運転を行うことができる。 Also, if a large amount of d-axis current does not flow, at a high speed where the current vector is not located in the voltage limit ellipse V, if the energization of the winding is stopped, field weakening due to the d-axis current cannot be performed. A regenerative current flows from the winding, and braking force is applied to the rotor. Therefore, when stopping energization to the winding group, by preventing the regenerative current from flowing from the winding group, it is possible to perform operation to stop energization to the winding group even at low load and high rotation. .
以上に示す一連の制御概念を前提に、以下、制御ユニット４０（具体的には、電流指令生成部４１）による具体的な制御手法について説明する。制御ユニット４０は、図５に示すように、トルク指令Ｔe*とモータ回転数とに基づいて、３相巻線通電により駆動するのか、それとも９相巻線通電により駆動するかを決定するマップを保持している。このマップは、３相巻線通電および９相巻線通電で駆動した際のシステムの損失、すなわち、銅損、鉄損、電力変換器２０の損失などを含むシステムトータルとしての総損失を、実験やシミュレーションを通じて取得することで、総損失の小さい方の駆動形態がモータ回転数とトルクとに関連付けて記録されている。したがって、制御ユニット４０は、当該マップに従い、駆動形態を３相巻線通電または９相巻線通電として決定する。
Based on the above-described series of control concepts, a specific control method by the control unit 40 (specifically, the current command generation unit 41) will be described below. As shown in FIG. 5, the
つぎに、駆動形態の移行時の制御について説明する。ここでは、低負荷高回転における９相巻線通電から３相巻線通電への駆動形態の移行を例に挙げる。まず、制御ユニット４０は、３相巻線通電へ移行する場合、３組の巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３のうち、どの巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３にのみ通電を行うのかを決定する。具体的には、制御ユニット４０は、各巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３の温度に基づいて、３組の巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３のうち、温度が高い上位２組の巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３を停止巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３として決定し、残る１組の巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３を通電を行う巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３として決定する。
Next, the control at the time of shifting the drive mode will be described. Here, an example of a drive mode transition from 9-phase winding energization to 3-phase winding energization at low load and high rotation is given as an example. First, when the
図３および図４に示すように、９相巻線通電により全巻線１１に通電を行うことで電動機がトルクＴ１を出力している場合、ｄｑ軸電流指令は、ｄｑ軸上の電流ベクトルＩ９として表される。３相巻線通電へ移行する場合、通電を続ける巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３へのｄｑ軸電流指令、すなわち、電流ベクトルは、電流ベクトルＩ９から電圧制限楕円Ｖの円周上をトルクが増加する方向に移動させ、電流ベクトルＩ３と一致するまで移動させる。この場合、ｄ軸およびｑ軸電流指令は、図６（ａ）に示すように推移する。
As shown in FIGS. 3 and 4, when the motor outputs torque T1 by energizing all the
一方、停止巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３へのｄ軸およびｑ軸電流指令、すなわち、電流ベクトルは、電流ベクトルＩ９から電圧制限楕円Ｖの円周上をトルクが減少する方向に移動させ、トルクがゼロと一致するまで移動させる。この場合、ｄ軸およびｑ軸電流指令は、図６（ｂ）に示すように推移する。そして、停止巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３に関するｑ軸電流指令がゼロとなり、通電を続ける巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３の電流ベクトルが電流ベクトルＩ３と一致したところで、停止巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３に対する通電を停止する。 On the other hand, the d-axis and q-axis current commands to the stop winding groups WG1 to WG3, that is, the current vector is moved from the current vector I9 on the circumference of the voltage limit ellipse V in the direction in which the torque decreases, and the torque is zero. Move until it matches. In this case, the d-axis and q-axis current commands change as shown in FIG. When the q-axis current command for the stop winding groups WG1 to WG3 becomes zero and the current vector of the winding groups WG1 to WG3 that continue energization matches the current vector I3, the energization to the stop winding groups WG1 to WG3 is stopped. To do.
さらに、制御ユニット４０は、３相巻線通電へ移行した場合、停止巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３に対応する回生電流遮断回路２４〜２６のスイッチをオフに制御する。なお、他の駆動形式の移行であっても、基本的に同様な概念で駆動形式の移行を行うことができる。
Further, when the
このように本実施形態において、モータ１０は、９相に対応する９つの巻線１１を備え、個々の巻線１１に供給される電流総和がゼロとなる３つの巻線がグループ化された３組の巻線グループを備える。そして、制御ユニット４０は、モータ回転数およびトルク指令（負荷）に基づいて、２組の巻線グループを停止巻線グループとして選択し、この停止巻線グループへの通電を所定期間停止する。かかる構成によれば、モータ１０の駆動領域に応じて、鉄損や銅損、電力変換器の損失といったシステムの損失を低減することができるので、モータ効率の向上を図ることができる。
Thus, in this embodiment, the
また、本実施形態において、制御ユニット４０は、モータ１０の低負荷低回転の場合、システムの損失が最小となるように停止巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３を選択する。かかる構成によれば、キャリア高調波電流の流れる巻線数が減少するので、キャリア高調波電流によって発生する鉄損を低減することができる。これにより、システムの損失の低減を図ることができる。
In the present embodiment, the
また、本実施形態において、巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３毎に、電流経路を独立して遮断可能な電流遮断機構をさらに備えている。また、制御ユニット４０は、システムの損失が最小となるように停止巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３を選択するとともに、この停止巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３への通電の停止期間において電流遮断機構により停止巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３に対応する電流経路を遮断する。かかる構成によれば、停止巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３への通電を停止することにより、システムの損失の低減を図ることができる。また、モータ１０が高回転で駆動され巻線間に生じる誘起電圧が直流電圧を超える場合であっても、停止巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３から回生電流が流れず、制動力が働くといった事態を抑制することができる。
In the present embodiment, each winding group WG1 to WG3 is further provided with a current interrupting mechanism that can interrupt the current path independently. Further, the
ここで、電流遮断機構は、３個の巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３に対応して設けられ、それぞれが巻線グループを構成する３個の巻線の中性点を構成する３個の回路で構成されている。この中性点を構成する回路のそれぞれは、６（２×３）個のダイオードと、１つのスイッチング素子とで構成されている。かかる構成によれば、低負荷高回転において、巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３への通電を停止させたときにスイッチング素子を開放することにより、回生電流が流れるのを抑制することができる。 Here, the current cut-off mechanism is provided corresponding to the three winding groups WG1 to WG3, and is configured by three circuits each constituting a neutral point of the three windings constituting the winding group. Has been. Each of the circuits constituting the neutral point is composed of 6 (2 × 3) diodes and one switching element. According to such a configuration, it is possible to suppress the flow of the regenerative current by opening the switching element when the energization to the winding groups WG1 to WG3 is stopped in the low load high rotation.
また、本実施形態において、制御ユニット４０は、巻線グループ毎に検出される巻線の温度Ｔ１〜Ｔ３に基づいて、停止巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３を決定する。かかる構成によれば、温度が高い巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３の通電を優先的に停止させることができる。これにより、各巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３間の巻線温度の均一化を図ることができ、巻線温度が高いために通電電流を減らさざるを得ない状況を回避することができる。なお、９相宇巻線通電の方が損失が小さい場合でも、巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３の間で温度差がある場合には、温度が低い巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３のみに電流を流して温度分布を均一にすることもできる。
In the present embodiment, the
また、本実施形態において、制御ユニット４０は、２組の巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３を停止巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３とする場合、３組の巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３に含まれる各巻線１１への通電により生じる電動機の出力を、１組の巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３に含まれる各巻線１１への通電によって発生させるようにする。この場合、制御ユニット４０は、１組の巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３に含まれる各巻線１１へ供給する電流のうち駆動力に寄与する電流成分を増加させるとともに、２組の巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３に含まれる各巻線１１へ供給する電流のうち駆動力に寄与する巻線電流成分をゼロまで減少させることにより、２組の巻線グループへの通電を停止する。かかる構成によれば、停止巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３への通電を停止する際のトルクショックを抑制することができる。
Further, in the present embodiment, when the two sets of winding groups WG1 to WG3 are set as the stop winding groups WG1 to WG3, the
なお、上述した実施形態では、マップを参照して３相巻線通電と９相巻線通電とを選択しているが、モータ回転数およびトルク指令からシステムの損失をリアルタイムで演算し、この演算結果に基づいて、３相巻線通電と９相巻線通電とを選択してもよい。具体的には、低負荷低回転の場合、制御ユニット４０（具体的には、電流指令生成部４１）は、数式２に基づいて、３相巻線通電を行った場合のｄ軸およびｑ軸電流指令と、９相巻線通電を行った場合のｄ軸およびｑ軸電流指令とを求める。つぎに、制御ユニット４０は、数式４，５に基づいて銅損を計算し、３相巻線通電の場合の損失と、９相巻線通電の場合の損失とを比較する。そして、制御ユニット４０は、損失の少ない方の駆動形態を選択する。また、低負荷高回転の場合、制御ユニット４０（具体的には、電流指令生成部４１）は、数式２に基づいて、３相巻線通電を行った場合のｄ軸およびｑ軸電流指令と、９相巻線通電を行った場合のｄ軸およびｑ軸電流指令とを求める。つぎに、制御ユニット４０は、数式４，５に基づいて銅損を計算し、３相巻線通電の場合の損失と、９相巻線通電の場合の損失とを比較する。そして、制御ユニット４０は、損失の少ない方の駆動形態を選択する。
In the embodiment described above, the three-phase winding energization and the nine-phase winding energization are selected with reference to the map. However, the system loss is calculated in real time from the motor rotation speed and the torque command, and this calculation is performed. Based on the results, three-phase winding energization and nine-phase winding energization may be selected. Specifically, in the case of low load and low rotation, the control unit 40 (specifically, the current command generation unit 41) uses the d-axis and the q-axis when the three-phase winding energization is performed based on Equation 2. The current command and the d-axis and q-axis current commands when 9-phase winding energization is performed are obtained. Next, the
（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施形態にかかる制御システムについて説明する。第２の実施形態にかかる制御システムが、第１の実施形態のそれと相違する点は、回生電流が流れることを遮断する回生電流遮断機構の構成である。第１の実施形態と共通する構成については説明を省略することとし、以下、相違点を中心に説明を行う。
(Second Embodiment)
Hereinafter, a control system according to the second embodiment of the present invention will be described. The control system according to the second embodiment is different from that of the first embodiment in the configuration of a regenerative current interruption mechanism that interrupts the flow of the regenerative current. The description of the configuration common to the first embodiment will be omitted, and the following description will focus on the differences.
図７は、本発明の第２の実施形態にかかるモータ１０および電力変換器２０の構成を模式的に示す説明図である。本実施形態において、９相で駆動されるモータ１０は、第１の実施形態と同様に、巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３毎、すなわち、電流総和がゼロとなる３相の巻線毎に中性点が結線されている。また、電力変換器２０は、平滑コンデンサ３１と並列に、各巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３に対応する３相インバータ２１〜２３が３つ接続される。個々の３相インバータ２１〜２２に接続する一方の直流母線（例えば、正極母線）には、回生電流が流れることを遮断する回生電流遮断機構として機能するコンタクタ２４ａ〜２６ａがそれぞれ設けられている。個々のコンタクタ２４ａ〜２６ａの開閉状態は、制御ユニット４０（具体的には、電流指令生成部４１）によって制御される。
FIG. 7 is an explanatory diagram schematically showing the configuration of the
制御ユニット４０（具体的には、電流指令生成部４１）は、通常、コンタクタ２４ａ〜２６ａを閉状態に制御する。一方で、制御ユニット４０は、低負荷高回転時に、９相巻線通電から３相巻線通電へ移行した場合、停止巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３に対応するコンタクタ２４ａ〜２６ａを開状態に制御し、通電を行う巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３に対応するコンタクタ２４ａ〜２６ａを閉状態に制御する。
The control unit 40 (specifically, the current command generator 41) normally controls the
このように本実施形態において、回生電流遮断機構は、３個の３相インバータ２１〜２３に対応して設けられ、それぞれが直流母線を遮断可能な３組のコンタクタ（スイッチ）２４ａ〜２６ａで構成される。かかる構成によれば、低負荷高回転において、巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３への通電を停止させたときに該当するコンタクタ２４ａ〜２６ａを遮断することで、回生電流が流れるのを抑制することができる。
As described above, in the present embodiment, the regenerative current interrupting mechanism is provided corresponding to the three three-
（第３の実施形態）
以下、本発明の第３の実施形態にかかる制御システムについて説明する。第３の実施形態にかかる制御システムが、第１の実施形態のそれと相違する点は、回生電流が流れることを遮断する回生電流遮断機構の構成である。第１の実施形態と共通する構成については説明を省略することとし、以下、相違点を中心に説明を行う。
(Third embodiment)
Hereinafter, a control system according to a third embodiment of the present invention will be described. The control system according to the third embodiment is different from that of the first embodiment in the configuration of a regenerative current cut-off mechanism that cuts off the flow of the regenerative current. The description of the configuration common to the first embodiment will be omitted, and the following description will focus on the differences.
図８は、第３の実施形態にかかるモータ１０の構成を模式的に示す断面図である。モータ１０は、断面がリング状のステータ１２と、このステータ１２の内周側にエアギャップを介して配置され、出力軸（図示せず）に連結されたロータ１３とを備えている。ロータ１３には、永久磁石１４が所定の角度ピッチで埋め込まれている。また、ステータ１２の各ステータティース１２ａには、巻線１１が各々巻回されている。モータ１０では、ロータ１３に埋め込まれた永久磁石１４と、ロータ１３自体を構成する磁性体（例えば、電磁鋼板）と、ステータ１２自体を構成する磁性体（電磁鋼板）とによって主磁気回路が形成される。そして、永久磁石１４からの磁石磁束、および、各相の巻線１１へ通電することで発生する交番磁束が、主磁気回路を流れることで電磁力によるトルクが発生する。
FIG. 8 is a cross-sectional view schematically showing the configuration of the
本実施形態の特徴の一つとして、個々のステータティース１２ａには、当該ステータティース１２ａを含む主磁気回路内に、磁束と直角方向に磁歪素子１５および圧電素子１６が直列に設置される。この圧電素子１６は、図示しない圧電素子駆動回路を介して制御ユニット４０（具体的には、電流指令生成部４１）によって所定の電圧が印加可能に構成されている。
As one of the features of the present embodiment, in each
制御ユニット４０（具体的には、電流指令生成部４１）は、通常、各巻線１１に対応する圧電素子１６への電圧を行わない。一方で、制御ユニット４０は、低負荷高回転時に、９相巻線通電から３相巻線通電へ移行した場合、停止巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３に含まれる巻線１１に対応する圧電素子１６に対して所定の電圧を印加し、通電を行う巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３に含まれる巻線１１へは電圧を印加しない。
The control unit 40 (specifically, the current command generator 41) normally does not apply a voltage to the
圧電素子１６に電圧が印加されることにより、この圧電素子１６により磁歪素子１５が圧縮され、これにより、磁歪素子１５の磁気抵抗が上がる。この結果、各巻線１１と鎖交する磁束が減少し、誘起電圧が減少して回生電流が流れることを抑制することができる。換言すれば、磁歪素子１５および圧電素子１６は、回生電流が流れることを遮断する回生電流遮断機構として機能する。
When a voltage is applied to the
このよう本実施形態によれば、回生電流遮断機構は、モータ１０を構成する９個のステータティース１２ａに対応して設けられ、それぞれがステータティース１２ａとヨークとで構成される主磁気回路において磁気抵抗を増加させる９個の磁気抵抗可変手段で構成される。ここで、磁気抵抗可変手段のそれぞれは、磁歪素子１５である。かかる構成によれば、低負荷高回転において、巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３への通電を停止させたとき、磁気回路の磁気抵抗を増加させることで鎖交磁束が低減するので、線間の誘起電圧を直流電圧以下に減少させることができる。これにより、回生電流が流れず、制動力が働くのを防ぐことができる。また、磁歪素子１５を用いることにより、駆動回路上にスイッチング素子やダイオードなど追加する必要がなく、これら素子による新たな損失が発生することを抑制することができる。
As described above, according to the present embodiment, the regenerative current interrupting mechanism is provided corresponding to the nine
なお、本実施形態では、磁歪素子１５および圧電素子１６は直列に設置した。しかしながら、図９に示すように、ステータティース１２ａに、その幅相当の磁歪素子１５を配置し、主磁気回路の外側、すなわち、磁歪素子１５の両側にそれぞれ圧電素子１６を設けるようにしてもよい。この場合、圧電素子１６が主磁気回路外に設置されているため、圧電素子１６が磁気抵抗の増加要因となるといった事態を抑制することができる。
In the present embodiment, the
（第４の実施形態）
以下、本発明の第４の実施形態にかかる制御システムについて説明する。第４の実施形態にかかる制御システムが、第１の実施形態のそれと相違する点は、回生電流が流れることを遮断する回生電流遮断機構の構成である。第１の実施形態と共通する構成については説明を省略することとし、以下、相違点を中心に説明を行う。
(Fourth embodiment)
Hereinafter, a control system according to a fourth embodiment of the present invention will be described. The control system according to the fourth embodiment is different from that of the first embodiment in the configuration of a regenerative current cut-off mechanism that cuts off the flow of the regenerative current. The description of the configuration common to the first embodiment will be omitted, and the following description will focus on the differences.
図１０は、本発明の第４の実施形態にかかるモータ１０および電力変換器２０の構成を模式的に示す説明図である。本実施形態において、９相で駆動されるモータ１０は、第１の実施形態と同様に、巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３毎、すなわち、電流総和がゼロとなる３相の巻線毎に中性点が結線されている。ここで、３相巻線通電の場合、第２および第３の巻線グループＷＧ２，ＷＧ３に含まれる各巻線１１への通電を停止することとする。
FIG. 10 is an explanatory diagram schematically showing the configuration of the
電力変換器２０において、通電を停止する巻線グループＷＧ２，ＷＧ３に対応する３相インバータ２２，２３と、通電を続ける巻線グループＷＧ１に対応する３相インバータ２１とを繋ぐ一方の直流母線（正極母線）に、回生電流が流れることを遮断する回生電流遮断回路２７を設ける。この回生電流遮断回路２７は、正極母線上に、逆並列接続された第１のダイオードを設け、電源３０から見て逆方向に取り付けられた第２のダイオードと、この第２のダイオードと直列接続されたスイッチング素子とを第１のダイオードと並列に接続することにより構成される。スイッチング素子は、例えば、ＩＧＢＴ等のトランジスタで構成されており、コレクタは、通電を止める巻線グループＷＧ２，ＷＧ３側の直流母線と、エミッタは第２のダイオードと接続されている。このスイッチング素子のオン・オフ状態は、制御ユニット４０（具体的には、電流指令生成部４１）によって制御される。
In the
制御ユニット４０（具体的には、電流指令生成部４１）は、９相巻線通電時、または３相巻線通電の低負荷低回転時、スイッチング素子１をオン状態に制御する。一方で、制御ユニット４０は、低負荷高回転時に、９相巻線通電から３相巻線通電へ移行した場合、スイッチング素子をオフ状態に制御する。
The control unit 40 (specifically, the current command generation unit 41) controls the switching
このように本実施形態において、電流遮断機構は、直流母線上に直列に接続され第２のダイオードおよびスイッチング素子と、この直列接続された第２のダイオードおよびスイッチング素子に逆並列に接続された第１のダイオードとを含む回路（回生電流遮断回路）２７によって構成される。かかる構成によれば、９相巻線通電を行う場合には、スイッチング素子を導通状態にしておく。これにより、平滑コンデンサ３１から各巻線に高周波の交流電流を供給することが可能となり、各コイルに正弦波に近い相電流を流すことができる。これに対して、低負荷高回転において、３相巻線通電を行う場合には、スイッチング素子を開放状態にする。これにより、停止巻線グループＷＧ１〜ＷＧ２から回生電流が流れないため、ロータに制動力が発生することを回避できる。
As described above, in the present embodiment, the current interruption mechanism includes the second diode and the switching element connected in series on the DC bus, and the second diode and the switching element connected in series and connected in reverse parallel to the second diode and the switching element. And a circuit (regenerative current cutoff circuit) 27 including one diode. According to such a configuration, when conducting nine-phase winding energization, the switching element is kept in a conductive state. As a result, a high-frequency alternating current can be supplied from the smoothing
なお、上述した実施形態では、停止巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３を予め決めて、回生電流遮断回路２７を設けている。しかしながら、３組の巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３から２組の停止巻線グループＷＧ１〜ＷＧ３を選択するようなケースでは、３組の３相インバータ２１〜２３に対応して回生電流遮断回路２７を設けるようにしてもよい。
In the embodiment described above, the stop winding groups WG1 to WG3 are determined in advance and the regenerative
以上、各実施形態において本発明の好適な形態を説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されず、その発明の範囲内において種々の変更が可能である。例えば、上述した各実施形態では、９相の電動機を例示して説明したが、本発明はこれに限定されない。例えば、６相といったように、ｍ（ｍ：４以上の自然数）相に対応する複数の巻線を備え、個々の巻線に供給される電流総和がゼロとなる複数の巻線がグループ化されたｎ（ｎ：２以上の自然数）組の巻線グループを備える電動機の制御に適用することができる。この場合、制御装置は、電動機の回転数および負荷に基づいて、最大でｎ−１組の巻線グループを停止巻線グループとして選択し、停止巻線グループへの通電を所定期間停止することができる。 As mentioned above, although the suitable form of this invention was demonstrated in each embodiment, this invention is not limited to these embodiment, A various change is possible within the scope of the invention. For example, in each of the above-described embodiments, a nine-phase electric motor has been illustrated and described, but the present invention is not limited to this. For example, a plurality of windings corresponding to m (m: a natural number of 4 or more) phases, such as six phases, are grouped so that the total current supplied to each winding is zero. Further, the present invention can be applied to control of an electric motor having n (n: natural number of 2 or more) winding groups. In this case, the control device may select a maximum of n-1 winding groups as stop winding groups based on the rotation speed and load of the motor, and stop energization of the stop winding groups for a predetermined period. it can.
また、上述した各実施形態では、単一のｍ相のモータを例示した本発明はこれに限定されない。本発明の電動機は、例えば、ｎ組の巻線グループが個別の電動機要素を構成し、個々の電動機要素のロータシャフトが締結されているような複合的な電動機であってもよい。 Moreover, in each embodiment mentioned above, this invention which illustrated the motor of the single m phase is not limited to this. The electric motor of the present invention may be, for example, a composite electric motor in which n sets of winding groups constitute individual electric motor elements and the rotor shafts of the individual electric motor elements are fastened.
１０…モータ
１１…巻線
１２…ステータ
１２ａ…ステータティース
１３…ロータ
１４…永久磁石
１５…磁歪素子
１６…圧電素子
２０…電力変換器
２１〜２３…３相インバータ
２４ａ〜２６ａ…コンタクタ
２４〜２６…回生電流遮断回路
２７…回生電流遮断回路
３０…電源
３１…平滑コンデンサ
４０…制御ユニット
４１…電流指令生成部
４２…電流制御部
４３…ＰＷＭ信号発生部
５０…電流センサ
５１…温度センサ
DESCRIPTION OF
Claims (11)
直流電圧源からの直流電力をｍ相の交流電力に変換し、変換されたｍ相の交流電力を対応する相の巻線にそれぞれ供給する電力変換装置と、
前記電力変換手段を制御する制御装置とを有し、
前記制御装置は、前記電動機の回転数および負荷に基づいて、最大でｎ−１組の巻線グループを停止巻線グループとして選択し、当該停止巻線グループへの通電を所定期間停止することを特徴とする電動機制御システム。 A plurality of windings corresponding to m (m: a natural number of 4 or more) phase are provided, and a plurality of windings in which the total current supplied to each winding is zero are grouped n (n: 2 or more) A motor with a natural number) winding group;
A power converter that converts DC power from a DC voltage source into m-phase AC power and supplies the converted m-phase AC power to the corresponding phase windings;
A control device for controlling the power conversion means,
The control device selects at most n-1 winding groups as stop winding groups based on the rotation speed and load of the electric motor, and stops energization to the stop winding groups for a predetermined period. A motor control system that is characterized.
前記電流遮断機構は、ｎ組の巻線グループに対応して設けられ、それぞれが前記中性点を構成するｎ個の回路で構成されており、
前記回路のそれぞれは、２ｌ個のダイオードと、１つのスイッチング素子とで構成されることを特徴とする請求項４に記載された電動機制御システム。 The electric motor is configured such that in each winding group, l (l: natural number of 2 or more) windings constituting the winding group are star-connected around a neutral point,
The current interrupt mechanism is provided corresponding to n sets of winding groups, each of which is composed of n circuits constituting the neutral point,
5. The motor control system according to claim 4, wherein each of the circuits includes 21 diodes and one switching element.
前記電流遮断機構は、ｎ個の多相インバータに対応して設けられ、それぞれが直流母線を遮断可能なｎ組のスイッチで構成されることを特徴とする請求項４に記載された電動機制御システム。 The power conversion device is provided corresponding to n sets of winding groups, each of which is composed of n multiphase inverters corresponding to the number of windings included in the winding group, An inverter is connected in parallel to the DC voltage source;
5. The motor control system according to claim 4, wherein the current interrupting mechanism includes n sets of switches that are provided corresponding to n number of multi-phase inverters, each capable of interrupting a DC bus. .
前記電流遮断機構は、ｎ個の多相インバータに対応して設けられており、それぞれが直流母線上に直列に接続されダイオードおよびスイッチング素子と、当該直列接続されたダイオードおよびスイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードとを含むｎ組の回路によって構成されることを特徴とする請求項４に記載された電動機制御システム。 The power conversion device is provided corresponding to n sets of winding groups, each of which is composed of n multiphase inverters corresponding to the number of windings included in the winding group, An inverter is connected in series to the DC voltage source;
The current interrupting mechanism is provided corresponding to n multi-phase inverters, each of which is connected in series on a DC bus, and a diode and a switching element, and the diode and the switching element connected in series are in antiparallel. The motor control system according to claim 4, wherein the motor control system is configured by n sets of circuits including connected diodes.
前記制御装置は、前記温度検出手段の検出結果に基づいて、前記停止巻線グループを決定することを特徴とする請求項１から９のいずれか一項に記載された電動機制御システム。 A temperature means for detecting the temperature of the winding for each winding group;
10. The motor control system according to claim 1, wherein the control device determines the stop winding group based on a detection result of the temperature detection unit. 11.
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