JP5736772B2 - 定電流電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、例えば負荷であるＬＥＤに直列に接続されたスイッチ素子をオンオフさせることによりＬＥＤに定電流を流してＬＥＤを点灯させる定電流電源装置に関する。

従来のこの種の技術として、特許文献1と特許文献2が知られている。特許文献１に記載されたＬＥＤ点灯装置は、ＬＥＤを消灯する時には、ＬＥＤ点灯時の出力電圧よりも低い電圧に設定されたプレデューティー比によりスイッチング電源を駆動し、かつ、ＬＥＤと並列接続されたダミー負荷となるバイパス回路をオンすることで待機電流を流して出力電圧の上昇を防止している。

特許文献２に記載された光照射システムは、ＬＥＤを点灯するＯＮ期間ではＬＥＤ動作電流指示値に基づいて動作電流を供給し、ＬＥＤを消灯する時には、待機電流指示値に基づいてＯＮ期間の立ち上がる前には動作電流よりも小さい待機電流を積極的に供給する駆動部を備えている。

特開２００９−２３８６３３号公報 特開２００８−２７８７４号公報

特許文献１および特許文献２の技術では、ＬＥＤを消灯する時に必ず所定の待機電流を流すことで出力電圧の低下を防止し、ＬＥＤを点灯する時の出力電圧の立ち上り時間が遅延し、出力電圧立ち上り時間でのＬＥＤ動作電流が規定値に達せずＬＥＤ照度が一時的に不足することを抑制している。

しかしながら、ＬＥＤを消灯する時に所定の待機電流を流すことは、余分なエネルギーを使用することになる。

また、特許文献１では、点灯動作時の出力電流と待機時の待機電流に切り換えることで、待機時の出力電圧を低下させる。即ち、待機時の出力電圧を低下させるフィードバック制御信号だけでは、スイッチング動作によりトランスから出力へ電力を供給してしまうので、出力電圧が微増ながら上昇してしまう。前記スイッチング動作による電力供給分を消費させるための負荷電流が待機電流となっていた。また、特許文献２においても、待機電流を必要とするので、特許文献１と同等のコンバータを用いることが推察される。

本発明の課題は、待機電流を流すことなく、出力電圧を動作時電圧より低い設定電圧に制御することができる定電流電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明の定電流電源装置は、直流電源と、前記直流電源の両端に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせる第１制御回路と、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に接続され、リアクトルとトランスの一次巻線と電流共振コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して出力電圧を出力する整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力両端に接続され、負荷と外部信号からのオン／オフ信号により前記負荷に流れる負荷電流をオン／オフ制御するスイッチ素子と電流検出抵抗とが直列に接続された第３直列回路と、前記電流検出抵抗の電圧と基準電圧との誤差信号を増幅する誤差増幅器と、前記外部信号がオン期間に前記誤差増幅器からの誤差信号をサンプルホールドし前記誤差信号を前記第１制御回路に出力し、前記外部信号がオンからオフに切り替わる直前で前記誤差信号をホールドし、前記外部信号がオフ期間に前記誤差増幅器の増幅度を所定倍率変化させ変化された誤差信号を前記第１制御回路に出力する第２制御回路とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、第２制御回路は、外部信号がオンからオフに切り替わる直前で誤差信号をホールドし、外部信号がオフ期間には誤差増幅器の増幅度を所定倍率増加又は減少させるので、待機電流を流すことなく、出力電圧を動作時電圧より低い設定電圧に制御することができる。

本発明の実施例１の定電流電源装置の構成ブロック図である。 本発明の実施例１の定電流電源装置内の制御回路の構成ブロック図である。 本発明の実施例１の定電流電源装置内のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作を示す波形図である。 全波電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と発振周波数の関係を示す図である。 本発明の実施例１の定電流電源装置の各部の動作を示す波形図である。 本発明の実施例２の定電流電源装置の構成ブロック図である。 本発明の実施例２の定電流電源装置の各部の動作を示す波形図である。

以下、本発明の実施の形態の定電流電源装置を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は、本発明の実施例１の定電流電源装置の構成ブロック図である。図１に示す定電流電源装置は、ＬＥＤ点灯装置に適用したものであり、ＬＥＤ出力電流を定電流制御する全波電流共振回路のＤＣ−ＤＣコンバータからなる。

図１に示す定電流電源装置において、直流電源Ｖｉｎの両端にはＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２との第１直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には電圧共振コンデンサＣｒｖが並列に接続されるとともに、共振用のリアクトルＬｒとトランスＴの一次巻線Ｐと電流共振コンデンサＣｒｉとの第２直列回路が並列に接続されている。

なお、電圧共振コンデンサＣｒｖと第２直列回路とは、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間に代えて、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に接続しても良い。

第１制御回路１０は、フィードバック端子ＦＢからのフィードバック信号に応じて、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフ制御する。

トランスＴの第１の二次巻線Ｓ１と第２の二次巻線Ｓ２とは直列に接続され、第１の二次巻線Ｓ１の一端にはダイオードＤ１のアノードが接続され、第２の二次巻線Ｓ２の一端にはダイオードＤ２のアノードが接続されている。ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のカソードとは、コンデンサＣｏの一端とツェナーダイオードＺＤ１のカソードと負荷ＬＥＤ１のアノードとに接続され、第１の二次巻線Ｓ１と第２の二次巻線Ｓ２との接続点は、コンデンサＣｏの他端に接続されている。

コンデンサＣｏの両端には、ツェナーダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ４とフォトカプラＰＣのフォトダイオードとの直列回路が接続されるとともに、直列接続された負荷ＬＥＤ１〜ＬＥＤ３とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ３と電流検出抵抗Ｒ１との直列回路が接続されている。

スイッチ素子Ｑ３のゲートにはバッファ回路ＢＦ１の出力が接続され、負荷ＬＥＤ１〜ＬＥＤ３を点灯・消灯させるためのディミング信号Ｖｄｉｍ（外部信号）がディミング端子とバッファ回路ＢＦ１とを介してスイッチ素子Ｑ３のゲートに印加され、負荷ＬＥＤ１〜ＬＥＤ３をオン／オフさせるようになっている。また、ディミング信号Ｖｄｉｍは、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２とをオンオフ制御する。

定電流誤差増幅器を構成する誤差増幅器ＯＰ１は、電流検出抵抗Ｒ１の両端電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差電圧を増幅して誤差信号としてスイッチＳＷ１の一端に出力する。スイッチＳＷ１の他端は、コンデンサＣ１の一端と誤差増幅器ＯＰ２の非反転入力端子とに接続されている。

誤差増幅器ＯＰ１、基準電圧Ｖｒｅｆ、電流検出抵抗Ｒ１は、負荷ＬＥＤ１〜ＬＥＤ３の定電流制御を行う。誤差増幅器ＯＰ１の信号をサンプル及びホールドするために、誤差増幅器ＯＰ２、コンデンサＣ１、抵抗Ｒ２，Ｒ３が設けられている。

誤差増幅器ＯＰ２の反転入力端子には抵抗Ｒ２の一端と抵抗Ｒ３の一端とスイッチＳＷ２の一端とが接続され、抵抗Ｒ３の他端とスイッチＳＷ２の他端とは誤差増幅器ＯＰ２の出力端子とダイオードＤ３のアノードとに接続されている。ダイオードＤ３のカソードは、ツェナーダイオードＺＤ１のアノードと抵抗Ｒ４の一端とに接続され、抵抗Ｒ４の他端はフォトカプラＰＣのフォトダイオードのアノードに接続されている。

電流検出抵抗Ｒ１の他端と基準電源Ｖｒｅｆの負極とコンデンサＣ１の他端と抵抗Ｒ２の他端とフォトカプラＰＣのフォトダイオードのカソードとコンデンサＣｏの他端とは、共通に接続されている。

フォトカプラＰＣのフォトトランジスタは第１制御回路１０のフィードバック端子ＦＢに接続され、電流検出抵抗Ｒ１で検出されたフィードバック信号がフィードバック端子ＦＢを介して第１制御回路１０に出力される。

スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、ディミング信号Ｖｄｉｍがオンのときにオンし、ディミング信号Ｖｄｉｍがオフのときにオフする。誤差増幅器ＯＰ２、スイッチＳＷ１，ＳＷ２、コンデンサＣ１、抵抗Ｒ２，Ｒ３は、第２制御回路を構成する。第２制御回路は、誤差増幅器ＯＰ１からの誤差信号をサンプルホールドし且つ誤差信号を第１制御回路１０に出力し、ディミング信号Ｖｄｉｍがオンからオフに切り替わる直前で誤差信号をホールドし、ディミング信号Ｖｄｉｍがオフ期間には誤差増幅器ＯＰ１の増幅度（利得）を所定倍率増加させる。

次に実施例１の定電流電源装置のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作を図１乃至図３を参照しながら説明する。

まず、電源電圧Ｖｉｎが印加されると、図示しない起動回路により第１制御回路１０が動作を開始する。制御回路１０は、図２に示すように、発振器ＯＳＣ、フリップフロップ回路ＤＦＦ、デッドタイム生成回路ＤＴ１，ＤＴ２、レベルシフト回路ＬＳＴ、バッファ回路ＢＵＦ１，ＢＵＦ２から構成されている。

発振器ＯＳＣは、フィードバック端子ＦＢからのフィードバック信号の信号レベルに応じて、発振周波数を変化させたパルス信号を発生する。具体的には、重負荷から無負荷になるに連れて、発振周波数をより高くしたパルス信号を発生する。

フリップフロップ回路ＤＦＦは、発振器ＯＳＣからのパルス信号に基づき、交互にオン・オフするそれぞれデューティ５０％の２つのパルス信号を出力する。

ひとつのパルス信号は、デットタイム生成回路ＤＴ１、バッファ回路ＢＵＦ１を介してローサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲートに出力される。もう1つのパルス信号は、デットタイム生成回路ＤＴ２、レベルシフト回路ＬＳＴ、バッファ回路ＢＵＦ２を介してハイサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲートに出力される。即ち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、デッドタイム生成回路ＤＴ１，ＤＴ２により作成されたデッドタイムを有して、交互にオン／オフする。

図３に各部の波形図を示す。図３において、Ｑ２ｖはスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧、Ｑ２ｉはスイッチング素子Ｑ２のドレイン電流、Ｑ１ｖはスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｉはスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流、ＩＬｒはリアクトルＬｒに流れる電流を示す。図３（ａ）は、Ｖｉｎ＝４００Ｖ１００％負荷時、図３（ｂ）は、Ｖｉｎ＝４００Ｖ０％負荷時（無負荷）の波形図である。

まず、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、Ｖｉｎ−Ｑ２−Ｌｒ−Ｐ−Ｃｒｉ−Ｖｉｎの経路で電流Ｑ２ｉが流れる。この電流Ｑ２ｉは、トランスＴの図示しない１次側インダクタンスＬｐに流れる励磁電流と、トランスＴの一次巻線Ｐ、トランスＴの二次巻線Ｓ２、ダイオードＤ２、コンデンサＣｏを介して出力端子＋Ｖｏおよび−Ｖｏから負荷へ供給され負荷電流との合成電流となる。

即ち、前者の電流は、（リアクトルＬｒ＋インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉとの正弦波状の共振電流となり、スイッチング素子Ｑ２のオン期間に比べて、低い共振周波数とするため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。後者の電流は、リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振要素が現われた正弦波状の共振電流となる。

スイッチング素子Ｑ２がオフすると、トランスＴに蓄えられた励磁電流のエネルギーにより、（リアクトルＬｒ＋インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉと、電圧共振コンデンサＣｒｖとによる電圧擬似共振が発生する。容量の少ない電圧共振コンデンサＣｒｖによる共振周波数がスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２の両端電圧として観測される。

即ち、スイッチング素子Ｑ２の電流Ｑ２ｉは、スイッチング素子Ｑ２のオフと共に電圧共振コンデンサＣｒｖに移り、電圧共振コンデンサＣｒｖがゼロボルトまで放電されると、スイッチング素子Ｑ１の内蔵ダイオードにその電流が移行する。トランスＴに蓄えられた励磁電流によるエネルギーがスイッチング素子Ｑ１の内蔵ダイオードを介して電圧共振コンデンサＣｒｉに充電される。この期間にスイッチング素子Ｑ１をオンさせることによりスイッチング素子Ｑ１のゼロボルトスイッチを実現できる。

スイッチング素子Ｑ１がオンすると、電流共振コンデンサＣｒｉを電源として、Ｃｒｉ−Ｐ−Ｌｒ−Ｑ１−Ｃｒｉの経路で電流Ｑ１ｉが流れる。この電流Ｑ１ｉは、トランスＴのインダクタンスＬｐに流れる励磁電流と、一次巻線Ｐ、二次巻線Ｓ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣｏを介して出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏから負荷へ供給され負荷電流との合成電流となる。

即ち、前者の電流は、（リアクトルＬｒ＋インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉとの正弦波状の共振電流となり、スイッチング素子Ｑ1のオン期間に比べて、低い共振周波数とするため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。後者の電流は、リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振要素が現われた正弦波状の共振電流となる。

スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴに蓄えられた励磁電流のエネルギーにより、（リアクトルＬｒ＋インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉと、電圧共振コンデンサＣｒｖとによる電圧擬似共振が発生する。容量の少ない電圧共振コンデンサＣｒｖによる共振周波数がスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２の両端電圧として観測される。

即ち、スイッチング素子Ｑ1の電流Ｑ１ｉは、スイッチング素子Ｑ1のオフと共に電圧共振コンデンサＣｒｖに移り、電圧共振コンデンサＣｒｖが電源電圧Ｖｉｎまで充電されると、スイッチング素子Ｑ２の内蔵ダイオードにその電流が移行する。トランスＴに蓄えられた励磁電流によるエネルギーがスイッチング素子Ｑ２の内蔵ダイオードを介して直流電源Ｖｉｎに回生される。この期間にスイッチング素子Ｑ２をオンさせることによりスイッチング素子Ｑ２のゼロボルトスイッチを実現できる。

なお、図３（ａ）と図３（ｂ）とを比較すると、発振器ＯＳＣの発振周波数を制御することによって、出力電流を制御していることがわかる。

第２制御回路２０がＬＥＤ１〜ＬＥＤ３に流れる出力電流を検出し、検出された出力電流がフィードバック信号としてフォトカプラＰＣ、フィードバック端子ＦＢを介して第１制御回路１０に送られ、発振器ＯＳＣはフィードバック信号の信号レベルに応じて、発振周波数を変化させるフィードバック制御を行う。

図４は全波電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と発振周波数の関係を示す図である。発振周波数は、図４に示すように、リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉとによる共振周波数ｆｏよりも高い周波数が用いられる。

次に、実施例１の定電流電源装置の動作を図５の波形図を参照しながら説明する。

図５において、Ｖｄｉｍはディミング信号、Ｑ３Ｖｄｓはスイッチ素子Ｑ３のドレイン−ソース間電圧、ＩLEDは負荷ＬＥＤ１〜ＬＥＤ３に流れる電流、ＳＷ１はスイッチＳＷ１のオンオフ信号、ＳＷ２はスイッチＳＷ２のオンオフ信号、ＯＰ１は誤差増幅器ＯＰ１の出力電圧、ＯＰ２は誤差増幅器ＯＰ２の出力電圧、Ｖｃ１はコンデンサＣ１の両端電圧、ｆｒｅは発振器ＯＳＣの発振周波数、Ｖｓ１，Ｖｓ２は第１及び第２の二次巻線Ｓ１，Ｓ２の両端電圧、ＶｃｏはコンデンサＣｏの両端電圧を示す。

時刻ｔ０において、ディミング信号Ｖｄｉｍに基づき、ＭＯＳＦＥＴＱ３はオン／オフして、負荷ＬＥＤ１〜ＬＥＤ３にオン／オフ電流を流す。ＭＯＳＦＥＴＱ３がオンした時に、電流検出抵抗Ｒ１に負荷電流が流れ、電流検出抵抗Ｒ１の両端電圧は誤差増幅器ＯＰ１により基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。誤差増幅器ＯＰ１の出力端子から出力される誤差信号によりスイッチＳＷ１を介してコンデンサＣ１が充電されると共に誤差信号が誤差増幅器ＯＰ２の非反転端子に入力される。

また、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２はディミング信号ＶｄｉｍのＨ／Ｌレベルに同期してオン／オフする。このため、ディミング信号ＶｄｉｍのＨレベル時にスイッチＳＷ２はオン状態にあるため、誤差増幅器ＯＰ２の出力端子及び非反転入力端子間に接続されている抵抗Ｒ３は、スイッチＳＷ２により短絡される。このため、誤差増幅器ＯＰ２は、反転入力端子電圧が非反転入力端子電圧と同じ電圧になるように動作する電圧フォロワとなる。

このため、誤差増幅器ＯＰ２は、誤差増幅器ＯＰ１からの誤差信号を、ダイオードＤ３を介してフォトカプラＰＣのフォトダイオードに印加し、フォトカプラＰＣを介して第１制御回路１０へ誤差信号を送信する。

これにより、電流共振電源回路は、誤差増幅器ＯＰ１からの誤差信号に基づき、負荷ＬＥＤ１〜ＬＥＤ３に流れる電流が定電流となるように制御する。

なお、フォトカプラＰＣに流れる電流が増加すると発振周波数が上昇し、出力電圧を下げる動作になる。フォトカプラＰＣに流れる電流を減少すると発振周波数が低下し、出力電圧を上げる動作になる。

次に、時刻ｔ１において、ディミング信号Ｖｄｉｍがオフ、Ｌレベルになると、ＭＯＳＦＥＴＱ３とスイッチＳＷ１，ＳＷ２がオフとなり、負荷ＬＥＤ１〜ＬＥＤ３に流れる電流は停止する。

ここで、スイッチＳＷ１がオフしているので、電流検出抵抗Ｒ１の両端電圧がゼロボルト時の誤差増幅器ＯＰ１からの誤差信号は、電流共振電源回路の第１制御回路１０のフィードバック端子ＦＢに入力されず、継続して定電流動作時の信号が保持されたコンデンサＣ１の充電電圧が入力される。

しかし、スイッチＳＷ２も同時にオフ状態となるため、誤差増幅器ＯＰ２のゲインは、負帰還抵抗である抵抗Ｒ３と反転入力端子の入力抵抗Ｒ２との比による増幅率に切り替わる。このときの誤差増幅器ＯＰ２の増幅度（ゲイン）は、誤差増幅器ＯＰ１の増幅度の（１＋Ｒ３／Ｒ２）倍となる。このため、コンデンサＣ１の充電電圧が（１＋Ｒ３／Ｒ２）倍だけ増幅されてフォトカプラＰＣのフォトダイオードに印加される。このため、電流共振電源回路は、定電流動作時の出力電圧の１／（１＋Ｒ３／Ｒ２）倍の出力電圧となるように制御される。

電流共振電源回路の動作は前述したように、定電流動作時の出力電圧の１／（１＋Ｒ３／Ｒ２）倍の出力電圧となるように制御するには、発振周波数を上昇することで電力供給を抑制する。

即ち、（１＋Ｒ３／Ｒ２）倍だけ増幅されたコンデンサＣ１の充電電圧がフォトカプラＰＣに印加されると、フォトカプラＰＣに流れる電流が増加する。すると、発振器ＯＳＣの発振周波数が上昇し、スイッチング素子Ｑ２がオン時に電流共振コンデンサＣｒｉに充電される電圧が低くなる。また、トランスＴの1次巻線Ｐの印加電圧も低下するので、2次巻線電圧が所定の電圧に下げられる。

これは、従来技術で開示されているスイッチング時に電力供給が行われる動作と異なり、2次巻線電圧そのものを一定に制御することができる。２次巻線から出力へ電力を供給する場合には、出力平滑コンデンサＣｏの充電電圧＋ダイオードＤ１、Ｄ２の順方向電圧よりも高い電圧が必要とされる。

このため、ディミング信号Ｖｄｉｍがオフして待機状態動作となっても、電流共振回路の発振動作を停止させる必要はない。ディミング信号Ｖｄｉｍのオフ時間が比較的長い時刻ｔ１〜ｔ３において、時刻ｔ２にて出力平滑コンデンサＣｏ自身の持つ漏れ電流により、出力平滑コンデンサＣｏの充電電圧Ｖｃｏは徐々に放電し、定電流動作時の１／（１＋Ｒ３／Ｒ２）倍の出力電圧に低下した時に、前記電圧Ｖｃｏを保持するように制御する。

これにより、待機電流を流すことなく、効率良くかつ時刻ｔ３にディミング信号Ｖｄｉｍがオフからオンに反転した時にも出力電圧の上昇も早く（時刻ｔ３〜ｔ４）、負荷電流を一定値に流すことができる。

次に、時刻ｔ５〜ｔ６において、周期の短いディミング信号Ｖｄｉｍが入力された場合には、前述の出力平滑コンデンサＣｏの放電までには至らず、ほぼ出力電圧Vnomを保持して、時刻ｔ６のディミング信号Ｖｄｉｍのオン動作に移行する。

なお、ツェナーダイオードＺＤ１は、出力電圧が異常に上昇した場合に、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧を超える出力電圧とならないように抑制する過電圧保護機能を有している。

このように実施例１の定電流電源装置によれば、第２制御回路２０は、ディミング信号Ｖｄｉｍがオンからオフに切り替わる直前で誤差信号をホールドし、ディミング信号Ｖｄｉｍがオフ期間には誤差増幅器ＯＰ１の増幅度を所定倍率増加させるので、待機電流を流すことなく、出力電圧を動作時電圧より低い設定電圧に制御することができる。

図６は、本発明の実施例２の定電流電源装置の構成ブロック図である。実施例２の定電流電源装置は、実施例１の定電流電源装置に対して、誤差増幅器ＯＰ１の反転入力端子、非反転入力端子が入れ替えられている。スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２との間にインバータ２３を設け、インバータ２３は、スイッチＳＷ２のオン／オフをスイッチＳＷ１のオン／オフと反転させている。

電源Ｖｃｃと誤差増幅器ＯＰ２の出力端子との間にフォトカプラＰＣのフォトダイオードと抵抗Ｒ４との直列回路が接続されている。即ち、フォトカプラＰＣを誤差増幅器ＯＰ２の出力からのシンク電流で駆動している。

これらの変更に伴い、ディミング信号がオン時において、誤差増幅器ＯＰ２の増幅率は（１＋Ｒ３／Ｒ２）倍となり、出力電流を制御し、ディミング信号がオフ時においては、誤差増幅器ＯＰ２の増幅率は1倍となり、フォトカプラＰＣに流れる電流を増加させて、出力電圧を制御する。

次に、実施例２の定電流電源装置の動作を図７を参照しながら説明する。

時刻ｔ１０において、基本的には実施例１の定電流電源装置の図５に示す時刻ｔ０における動作と同じであるので、相違する動作のみを説明する。

時刻ｔ１０において、スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２はディミング信号ＶｄｉｍのＨ／Ｌレベルと同期してオン・オフする。このため、ディミング信号ＶｄｉｍのＨレベル時にスイッチＳＷ２はオフ状態にあるため、誤差増幅器ＯＰ２の出力端子と非反転入力端子間に接続されている抵抗Ｒ３はスイッチＳＷ２により開放されている。このため、ディミング信号ＶｄｉｍのＨレベル時の誤差増幅器ＯＰ２の増幅率は、（１＋Ｒ３／Ｒ２）倍となって、フォトカプラＰＣの電流を制御する。

これにより、電流共振電源回路は、誤差増幅器ＯＰ１の誤差信号に基づき負荷ＬＥＤ１〜ＬＥＤ３に流れる電流が定電流となるように制御される。

次に、時刻ｔ１１において、ディミング信号Ｖｄｉｍがオフ、Ｌレベルとなったときには、ＭＯＳＦＥＴＱ３とスイッチＳＷ１がオフ、ＳＷ２がオンとなり、負荷ＬＥＤ１〜ＬＥＤ３に流れる電流は停止する。

ここで、スイッチＳＷ１がオンからオフへ反転しているので、電流検出抵抗Ｒ１の両端電圧がゼロボルト時の誤差増幅器ＯＰ１からの誤差信号は、電流共振電源回路のフィードバック端子ＦＢに入力されず、継続して定電流動作時の信号が保持されたコンデンサＣ１の充電電圧が入力される。

しかし、スイッチＳＷ２は同時にオフからオン状態となるため、抵抗Ｒ３を短絡し、誤差増幅器ＯＰ２の出力端子と反転端子間とを短絡する。このため、誤差増幅器ＯＰ２は、反転入力端子電圧が非反転入力端子電圧と同じ電圧になるように動作する電圧フォロワとなる。

このため、誤差増幅器ＯＰ２の増幅率は、負帰還抵抗である抵抗Ｒ３と反転入力端子の入力抵抗Ｒ２との比による増幅率（１＋Ｒ３／Ｒ２）倍から電圧フォロワの1倍に切り替る。従って、誤差増幅器ＯＰ２は、コンデンサＣ１の充電電圧の１／（１＋Ｒ３／Ｒ２）倍の電圧を出力する。

即ち、誤差増幅器ＯＰ２の出力電圧は低下するため、フォトカプラＰＣと抵抗Ｒ４との直列回路には電圧Ｖｃｃと誤差増幅器ＯＰ２の出力電圧との差分電圧が印加されるので、フォトカプラＰＣには（１＋Ｒ３／Ｒ２）倍の電流が流れることになる。

すると、発振器ＯＳＣの発振周波数が上昇し、スイッチング素子Ｑ２がオン時に電流共振コンデンサＣｒｉに充電される電圧が低くなる。また、トランスＴの1次巻線Ｐの印加電圧も低下するので、2次巻線電圧が所定の電圧に下げられる。

即ち、電流共振電源回路は、フォトカプラＰＣの電流に反比例されて制御されるため、ディミング信号Ｖｄｉｍがオンの定電流動作時の出力電圧の１／（１＋Ｒ３／Ｒ２）倍の出力電圧となるように制御される。

このように実施例２の定電流電源装置によれば、第２制御回路２１は、ディミング信号Ｖｄｉｍがオンからオフに切り替わる直前で誤差信号をホールドし、ディミング信号Ｖｄｉｍがオフ期間には誤差増幅器ＯＰ１の増幅度を所定倍率減少させるので、待機電流を流すことなく、出力電圧を動作時電圧より低い設定電圧に制御することができる。即ち、第２制御回路２１とその周辺回路が変更となるのみで、実施例１の定電流電源装置と同様の効果が得られる。

本発明は、ＬＥＤ点灯装置、ＬＥＤ照明装置などに適用可能である。

Ｖｉｎ 直流電源
１０ 第１制御回路
２０，２１ 第２制御回路
２３ インバータ
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｔ トランス
Ｐ 一次巻線
Ｓ１ 第１の二次巻線
Ｓ２ 第２の二次巻線
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３ ダイオード
Ｌｒ リアクトル
Ｃｒｉ 電流共振コンデンサ
Ｃｒｖ 電圧共振コンデンサ
ＺＤ１ ツェナーダイオード
ＯＰ１，ＯＰ２ 誤差増幅器
ＬＥＤ１〜ＬＥＤ３ 負荷
Ｑ３ スイッチ素子
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ
Ｃｏ，Ｃ１ コンデンサ
Ｒ１ 電流検出抵抗
Ｒ２〜Ｒ４ 抵抗
ＢＦ１，ＢＵＦ１，ＢＵＦ２ バッファ回路
Ｖｄｉｍ ディミング信号
ＰＣ フォトカプラ
ＯＳＣ 発振器
ＤＦＦ フリップフロップ回路
ＤＴ１，ＤＴ２ デッドタイム作成回路
ＬＳＴ レベルシフト回路

Claims (4)

1. 直流電源と、
   前記直流電源の両端に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された第１直列回路と、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせる第１制御回路と、
   前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に接続され、リアクトルとトランスの一次巻線と電流共振コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
   前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して出力電圧を出力する整流平滑回路と、
   前記整流平滑回路の出力両端に接続され、負荷と外部信号からのオン／オフ信号により前記負荷に流れる負荷電流をオン／オフ制御するスイッチ素子と電流検出抵抗とが直列に接続された第３直列回路と、
   前記電流検出抵抗の電圧と基準電圧との誤差信号を増幅する誤差増幅器と、
   前記外部信号がオン期間に前記誤差増幅器からの誤差信号をサンプルホールドし前記誤差信号を前記第１制御回路に出力し、前記外部信号がオンからオフに切り替わる直前で前記誤差信号をホールドし、前記外部信号がオフ期間に前記誤差増幅器の増幅度を所定倍率変化させ変化された誤差信号を前記第１制御回路に出力する第２制御回路と、
   を備えることを特徴とする定電流電源装置。
2. 前記第１制御回路は、前記第２制御回路からの前記誤差信号の信号レベルに応じて、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせるための周波数を変化させることで、前記負荷電流を制御することを特徴とする請求項１記載の定電流電源装置。
3. 前記第２制御回路は、前記外部信号がオフ期間に前記誤差増幅器の増幅度を変化させた所定倍率に応じて、前記整流平滑回路の出力電圧を低く設定することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の定電流電源装置。
4. 前記負荷は、ＬＥＤであることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の定電流電源装置。

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