JP5544745B2

JP5544745B2 - 力率改善コンバータ

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Publication number: JP5544745B2
Application number: JP2009100040A
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Inventors: 浩臼井
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
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Priority date: 2009-04-16
Filing date: 2009-04-16
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Description

本発明は、力率改善コンバータに関する。

図１２は従来のこの種の力率改善コンバータの回路図である。図１２において、ダイオードブリッジＤＢは商用電源ＡＣの交流電圧を全波整流して、ＤＣ−ＤＣコンバータ部１に出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ部１は、ハーフブリッジ型の両波整流電流共振コンバータから構成され、ダイオードブリッジＤＢの出力には、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との直列回路が接続される。

スイッチング素子Ｑ１には、電圧共振コンデンサＣｒｖが並列に接続されるとともに、トランスＴａの一次巻線Ｐと電流共振コンデンサＣｒｉと電流共振リアクトルＬｒとの直列回路が並列に接続される。トランスＴａは、一次巻線Ｐを有するとともに、センタータップ構成の二次巻線Ｓ１と二次巻線Ｓ２との直列回路とを有する。

二次巻線Ｓ１と二次巻線Ｓ２との直列回路の両端にはダイオードＤ１，Ｄ２のアノードが接続される。ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードは、出力平滑コンデンサＣ２の一端に接続され、出力平滑コンデンサＣ２の他端は、二次巻線Ｓ１と二次巻線Ｓ２とのセンタータップに接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートは、制御回路１１に接続される。

出力平滑コンデンサＣ２には、昇圧コンバータ部２が接続される。昇圧コンバータ部２は、リアクトルＬｏとＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ３とダイオードＤ３と出力平滑コンデンサＣｏからなる昇圧チョッパ回路で構成されている。スイッチング素子Ｑ３のゲートは、制御回路１３に接続される。制御回路１３は、スイッチング電流ループ内に接続された電流検出抵抗Ｒｓの電圧と出力平滑コンデンサＣｏの出力電圧Ｖｏに基づいてスイッチング素子Ｑ３をオン／オフさせる。

次に、このように構成された従来の力率改善コンバータの動作を説明する。まず、商用電源ＡＣの交流電圧はダイオードブリッジＤＢにより全波整流されて、両波整流波形がＤＣ−ＤＣコンバータ部１に入力電圧Ｖｒａとして入力される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、図１３（ａ）に示すように、両波整流波形の入力電圧Ｖｒａを異なる中間電圧Ｖ２に変換する。

制御回路１１は、制御信号により、デッドタイムを有してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン／オフさせる。スイッチング周波数は、商用電源周波数に比べて十分高い周波数とする。スイッチング素子Ｑ２がオンすると、ＡＣ→ＤＢ→Ｑ２→Ｌｒ→Ｐ→Ｃｒｉ→ＤＢ→ＡＣの経路に電流が流れる。これらは、一次巻線Ｐの励磁インダクタンスＬｐに流れる共振電流（前者）と一次巻線Ｐ−二次巻線Ｓ２を介してＤ２→Ｃ２の経路に流れる共振電流（後者）との２つからなる。前者の共振電流は、電流共振リアクトルＬｒと励磁インダクタンスＬｐとの合計インダクタンスと電流共振コンデンサＣｒｉの直列共振電流波形、後者の共振電流は、電流共振リアクトルＬｒと励磁インダクタンスＬｐと電流共振コンデンサＣｒｉとの直列共振電流ＩＬｒとして観測される。

その後、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、電流共振コンデンサＣｒｉと電流共振リアクトルＬｒと励磁インダクタンスＬｐと電圧共振コンデンサＣｒｖとの共振回路が作用し、電圧共振コンデンサＣｒｖ電圧が徐々に低下する。

電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧がゼロＶ以下となった時点で、スイッチング素子Ｑ１をオンすることによりスイッチング素子Ｑ１のゼロボルトスイッチングが成立する。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、Ｃｒｉ→Ｐ→Ｌｒ→Ｃｒｖ→Ｃｒｉの経路に電流が流れる。これらは、一次巻線Ｐの励磁インダクタンスＬｐに流れる共振電流（前者）と一次巻線Ｐ−二次巻線Ｓ１巻線を介してダイオードＤ１→Ｃ２の経路に流れる共振電流（後者）の２つからなる。前者の共振電流は、電流共振リアクトルＬｒと励磁インダクタンスＬｐとの合計インダクタンスと電流共振コンデンサＣｒｉの直列共振電流波形、後者の共振電流は、電流共振リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉとの直列共振電流ＩＬｒとして観測される。

その後、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、電流共振コンデンサＣｒｉと電流共振リアクトルＬｒと励磁インダクタンスＬｐと電圧共振コンデンサＣｒｖとの共振回路が作用し、電圧共振コンデンサＣｒｖ電圧が徐々に上昇する。

電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧が入力電圧Ｖｒａ以上となった時点でスイッチング素子Ｑ２をオンすることによりスイッチング素子Ｑ２のゼロボルトスイッチングが成立する。以後、以上の動作が繰り返される。これらの様子を図１３（ｂ）に示す。直列共振電流が流れていることが観測される。また、前者の電流共振リアクトルＬｒと励磁インダクタンスＬｐとの合計インダクタンスと電流共振コンデンサＣｒｉの直列共振電流は負荷に関係なく一定である。このため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフしたときに電流がゼロにならないように設定すれば、図１３（ｂ）に示すようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオフ時に電圧擬似共振が可能となる。

このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ部１は、電流が共振し、電圧が擬似共振しているため、ゼロ電圧スイッチング、ゼロ電流スイッチングが可能となり、スイッチングロスが少なく効率が良く、ノイズが少ないコンバータを構成できる。

次に、昇圧コンバータ部２は、中間電圧Ｖ２を入力電圧とし、中間電圧Ｖ２を昇圧動作により一定の出力電圧Ｖｏに変換する。制御回路１３は、電流検出抵抗Ｒｓにより入力電流を観測し入力電圧波形に略相似するようにスイッチング素子Ｑ３をオン／オフさせる。

スイッチング素子Ｑ３がオンすると、Ｃ２→Ｌｏ→Ｑ３→Ｒｓ→Ｃ２の経路に電流が流れて、リアクトルＬｏにエネルギが蓄えられる。スイッチング素子Ｑ３がオフすると、リアクトルＬｏに蓄えられたエネルギにより発生した電圧ＶＬｏが電圧Ｖ２に加算され、ダイオードＤ３と出力平滑コンデンサＣｏとにより整流平滑されて出力電圧Ｖｏとして負荷に供給される。

出力平滑コンデンサＣ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオフ時に二次巻線Ｓ１，Ｓ２を開放するために、ダイオードＤ１，Ｄ２に電流が流れることを防止する。即ち、平滑コンデンサＣ２は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とのスイッチング周期間の補間をするためのコンデンサである。これは、商用電源周波数に対しては容量が十分に小さい。従って、入力電流波形Ｉｉｎは、一般のコンデンサインプット型の整流回路のような電流波形とはならず、図１３（ａ）に示したように正弦波状となる。即ち、力率が改善される。

このように、高効率で低ノイズな共振型ＤＣ−ＤＣコンバータと昇圧チョッパ回路とを組み合わせることにより、高効率で低ノイズな力率改善コンバータを構成できる。また、力率改善コンバータは、絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータと組み合わせることにより絶縁型力率改善回路を構成できる。

特開２００８−１８７８２１号公報

しかしながら、絶縁型力率改善コンバータは、コンバータが２段構成であり、部品が多く、コストがアップしてしまう。

本発明は、安価な絶縁型の力率改善コンバータを提供することにある。

本発明は、交流電源の交流電圧を整流器で整流した直流電圧を別の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの直流電圧を昇圧する昇圧コンバータとを有し、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ内のトランスの二次巻線は、前記昇圧コンバータに直接接続され、前記昇圧コンバータ内の昇圧リアクトルは、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ内の前記トランスのリーケージインダクタンスからなり、前記昇圧コンバータは、前記トランスの二次巻線に接続された１以上のリアクトルと１以上の整流素子とを有する整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力に接続された出力平滑コンデンサと、一端が前記１以上の整流素子に接続され他端が前記二次巻線又は前記１以上のリアクトルに接続されたチョッパ用スイッチング素子と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧に比例したスイッチング電流となるように前記チョッパ用スイッチング素子のオン／オフ比率を制御するとともに、前記交流電源の周波数の半周期以上のフィードバック応答時間を有するチョッパ用制御回路とを有することを特徴とする。

本発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ内のトランスの二次巻線が昇圧コンバータに直接接続され、昇圧コンバータ内の昇圧リアクトルは、ＤＣ−ＤＣコンバータ内のトランスのリーケージインダクタンスからなるので、ＤＣ−ＤＣコンバータと昇圧コンバータとの中間のコンデンサを省略でき、昇圧チョッパのリアクトルを別途設ける必要がなく、安価な絶縁型の力率改善コンバータを提供できる。

本発明の実施例１の力率改善コンバータの回路図である。実施例１の力率改善コンバータの各部の波形図である。図１に示す力率改善コンバータ内の制御回路１２を構成する電圧検出部の構成図である。本発明の実施例２の力率改善コンバータの回路図である。本発明の実施例３の力率改善コンバータの回路図である。本発明の実施例３の力率改善コンバータの回路図である。実施例４の力率改善コンバータの各部の波形図である。本発明の実施例５の力率改善コンバータの回路図である。本発明の実施例６の力率改善コンバータの回路図である。本発明の実施例７の力率改善コンバータの回路図である。本発明の実施例８の力率改善コンバータの回路図である。従来のこの種の力率改善コンバータの回路図である。従来のこの種の力率改善コンバータの各部の波形図である。

以下、本発明の力率改善コンバータの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は本発明の実施例１の力率改善コンバータの回路図である。図１において、図１２に示す従来の力率改善コンバータと同一の構成要素については、同一の符号を付する。図１では、図１２の構成に対してトランスＴａの二次側が異なるので、この部分について説明する。

なお、商用電源ＡＣと出力平滑コンデンサＣｏが接続される出力端子とは、ＤＣ−ＤＣコンバータ部１により絶縁されている。

昇圧コンバータ部２ａにおいて、トランスＴａの二次巻線Ｓ１と二次巻線Ｓ２との直列回路の一端にはリアクトルＬｏ１の一端が接続され、直列回路の他端にはリアクトルＬｏ２の一端が接続される。

リアクトルＬｏ１の他端は、ダイオードＤ１のアノードと逆流防止用ダイオードＤ３のアノードとに接続され、リアクトルＬｏ２の他端はダイオードＤ２のアノードと逆流防止用ダイオードＤ４のアノードとに接続される。ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のカソードとは接続され、出力平滑コンデンサＣｏの一端、即ち出力端子に接続されている。逆流防止用ダイオードＤ３のカソードと逆流防止用ダイオードＤ４のカソードとはスイッチング素子Ｑ３のドレインに接続される。

スイッチング素子Ｑ３のソースは、電流検出抵抗Ｒｓを介してトランスＴａの二次巻線Ｓ１と二次巻線Ｓ２との接続点と出力平滑コンデンサＣｏの他端とに接続されている。制御回路１１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ比率を商用電源ＡＣの交流電圧の半周期内で一定とし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン／オフさせる。制御回路１２は、出力電圧Ｖｏと電流検出抵抗Ｒｓに流れる電流に比例した電圧とに基づきスイッチング素子Ｑ３のオン／オフを制御する。

なお、制御回路１２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ動作と同期してスイッチング素子Ｑ３のオン／オフを制御する。例えば、二次巻線Ｓ１（Ｓ２）に生ずる巻線電圧から同期を取ることができる。

次に、このように構成された実施例１の力率改善コンバータの動作を説明する。まず、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、ＡＣ→ＤＢ→Ｑ２→Ｌｒ→Ｐ→Ｃｒｉ→ＤＢ→ＡＣの経路に電流ＩＬｒが流れる。このとき、トランスＴａの一次巻線Ｐと二次巻線Ｓ２を介して二次側に電流が流れる。スイッチング素子Ｑ３がオンしている場合には、Ｓ２→Ｌｏ２→Ｄ４→Ｑ３→Ｒｓ→Ｓ２の経路に電流ＩＱ３が流れ、リアクトルＬｏ２にエネルギが蓄えられる。

また、スイッチング素子Ｑ３がオフしている場合には、Ｌｏ２→Ｄ２→Ｃｏ→Ｒｓ→Ｓ２→Ｌｏ２の経路に電流ＩＤ２が流れて、出力電圧Ｖｏが出力平滑コンデンサＣｏを介して負荷に供給される。

これにより、トランスＴａの一次側の共振電流は、電流共振リアクトルＬｒと励磁インダクタンスＬｐとの合計インダクタンスと電流共振コンデンサＣｒｉの直列共振電流波形と、電流共振リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉと巻数比換算したリアクトルＬｏ２との直列共振電流として観測される。

電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧がゼロＶ以下となった時点で、スイッチング素子Ｑ１をオンすることによりスイッチング素子Ｑ１のゼロボルトスイッチングが成立する。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、Ｃｒｉ→Ｐ→Ｌｒ→Ｃｒｖ→Ｃｒｉの経路に電流ＩＬｒが流れる。

スイッチング素子Ｑ３がオンしている場合には、Ｓ１→Ｌｏ１→Ｄ３→Ｑ３→Ｒｓ→Ｓ１の経路に電流ＩＱ３が流れ、リアクトルＬｏ１にエネルギが蓄えられる。また、スイッチング素子Ｑ３がオフしている場合には、Ｌｏ１→Ｄ１→Ｃｏ→Ｒｓ→Ｓ１→Ｌｏ１の経路に電流ＩＤ１が流れて、出力電圧Ｖｏが出力平滑コンデンサＣｏを介して負荷に供給される。

これにより、トランスＴａの一次側の共振電流は、電流共振リアクトルＬｒと励磁インダクタンスＬｐとの合計インダクタンスと電流共振コンデンサＣｒｉの直列共振電流波形と、電流共振リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉと巻数比換算したリアクトルＬｏ１との直列共振電流として観測される。

その後、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、電流共振コンデンサＣｒｉと励磁端ダクタンスＬｐと電流共振リアクトルＬｒと電圧共振コンデンサＣｒｖとの共振回路が作用し、電圧共振コンデンサＣｒｖ電圧が徐々に上昇する。電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧が電源電圧Ｖｒａ以上となった時点でスイッチング素子Ｑ２をオンすることによりスイッチング素子Ｑ２のゼロボルトスイッチングが成立する。以後、以上の動作が繰り返される。

これらの様子を図２（ｂ）に示す。直列共振電流が流れているが、インダクタンスが比較的大きく共振周波数がスイッチング周波数より低いので、正弦波の一部の三角波電流として観測される。

電流共振リアクトルＬｒと励磁インダクタンスＬｐとの合計インダクタンスと電流共振コンデンサＣｒｉの一次側直列共振電流は負荷に関係なく一定である。このため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフしたときに電流がゼロにならないように設定すれば、図２（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオフ時に電圧擬似共振が可能となる。

このように一次側は、電流が共振し電圧が擬似共振しているため、ゼロ電圧スイッチング、ゼロ電流スイッチングが可能となり、スイッチングロスが少なく効率が良く、ノイズが少ないコンバータを構成できる。

また、制御回路１２は、出力電圧Ｖｏが所定値となるようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ動作と同期して、スイッチング素子Ｑ３のオン／オフを制御する。このため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオフ時に二次巻線Ｓ１，Ｓ２が開放される。また、制御回路１２は、電流検出抵抗Ｒｓに流れる入力電流を観測し、入力電圧波形に略相似するようにスイッチング素子Ｑ３のオン／オフを制御する。

このため、実施例1の力率改善コンバータは、コンデンサＣ２を省略できる。また、入力電流波形Ｉｉｎは、図２（ａ）に示すように正弦波状になるので、力率が改善される。従って、コンデンサＣ２を削減でき、スイッチングロスが少なく効率が良く、ノイズが少ないコンバータを安価に提供することができる。

また、制御回路１２は、電流検出抵抗Ｒｓに流れるスイッチング電流に基づきスイッチング素子Ｑ３のオン／オフを制御したが、商用電源ＡＣの交流電圧の周波数の半サイクルにおいて、スイッチング素子Ｑ３のオン期間を略一定期間に設定することによりスイッチング電流の検出回路を省略できる。即ち、制御回路１２は、出力電圧Ｖｏを一定にするためにスイッチング素子Ｑ３をＰＷＭ制御し、このときのフィードバック応答時間を商用電源ＡＣの周波数の半周期以上とすれば良い。

図３は図１に示す力率改善コンバータ内の制御回路１２を構成する電圧検出部の構成図である。図３において、制御回路１２は、出力平滑コンデンサＣｏの一端とグランドとの間には抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との直列回路が接続され、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点は誤差増幅器１２１の非反転入力端子に接続される。誤差増幅器１２１の反転入力端子とグランドとの間には抵抗Ｒ３と基準電源Ｅｓとの直列回路が接続される。誤差増幅器１２１の反転入力端子と出力端子との間には抵抗ＲｆとコンデンサＣｆとの並列回路が接続される。

抵抗Ｒ３とコンデンサＣｆとの時定数は、フィードバック応答時間に相当し、時定数を商用電源ＡＣの周波数の半周期以上とすれば良い。

このように、実施例１の力率改善コンバータによれば、図１２に示すコンデンサＣ２を省略できるとともに、電流が共振し電圧が擬似共振しているため、ゼロ電圧スイッチング、ゼロ電流スイッチングが可能となり、スイッチングロスが少なく効率が良く、ノイズが少ない力率改善コンバータを安価に提供できる。

図４は本発明の実施例２の力率改善コンバータの回路図である。図１に示す実施例１では、リアクトルＬｏ１，Ｌｏ２を用いたのに対して、実施例２では、リアクトルＬｏをトランスＴａの二次巻線Ｓ１と二次巻線Ｓ２との接続点に接続した点が異なる。実施例２も図１に示す実施例１の動作と略同様な動作となる。また、１つのリアクトルＬｏのみで済むので、さらに安価な力率改善コンバータを提供できる。

図５は本発明の実施例３の力率改善コンバータの回路図である。図５に示す実施例３では、図１に示すリアクトルＬｏ１，Ｌｏ２の代わりにトランスＴｂの一次巻線Ｐと二次巻線Ｓ１’，Ｓ２’との間のリーケージインダクタンスを用いる。リーケージインダクタンスは、回路図上への表わし方としてはいろいろな形態があるが、ここでは、便宜上、リーケージインダクタンスＬｒ１、Ｌｒ２と表現している。実施例３も図１の実施例１と略同様な効果が得られる。また、リアクトルＬｏ１，Ｌｏ２の代わりに、トランスＴｂのリーケージインダクタンスＬｒ１，Ｌｒ２を用いるため、さらに安価な力率改善コンバータを提供できる。

図６は本発明の実施例４の力率改善コンバータの回路図である。図６の実施例４では、トランスＴｃの二次巻線Ｓの一端はリアクトルＬｏを介してダイオードＤ１，Ｄ３のアノードに接続され、ダイオードＤ１のカソードはスイッチング素子Ｑ３のドレインに接続される。ダイオードＤ３のカソードは出力平滑コンデンサＣｏの一端に接続され、出力平滑コンデンサＣｏの他端はスイッチング素子Ｑ３のソースと二次巻線Ｓの他端とに接続される。

なお、昇圧コンバータ部２ａの電流検出抵抗Ｒｓは省略されている。これらは、ＤＣ−ＤＣコンバータ部１をハーフブリッジ型半波整流電流共振コンバータに置き換えたものである。

次に、実施例４の力率改善コンバータの動作を図７を参照しながら説明する。ここでは、ハーフブリッジ型半波整流電流共振であるので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ比率は任意に調整することができる。

スイッチング素子Ｑ２がオンすると、ＡＣ→ＤＢ→Ｑ２→Ｌｒ→Ｐ→Ｃｒｉ→ＤＢ→ＡＣの経路に電流ＩＬｒが流れる。このとき、ダイオードＤ１，Ｄ３は逆バイアスとなり、トランスＴｃの二次側には電流が流れない。

トランスＴａの一次側の共振電流は、電流共振リアクトルＬｒと励磁インダクタンスＬｐとの合計インダクタンスと電流共振コンデンサＣｒｉの直列共振電流波形として観測される。

その後、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、電流共振コンデンサＣｒｉと励磁インダクタンスＬｐと電流共振リアクトルＬｒと電圧共振コンデンサＣｒｖとの共振回路が作用し、電圧共振コンデンサＣｒｖ電圧が徐々に低下する。電圧共振コンデンサＣｒｖ電圧がゼロＶ以下となった時点でスイッチング素子Ｑ１をオンすることによりスイッチング素子Ｑ１のゼロボルトスイッチングが成立する。

スイッチング素子Ｑ１がオンすると、Ｃｒｉ→Ｐ→Ｌｒ→Ｃｒｖ→Ｃｒｉの経路に電流ＩＬｒが流れる。スイッチング素子Ｑ３がオンしている場合は、トランスＴｃの一次巻線Ｐを介して、Ｓ→Ｌｏ→Ｄ１→Ｑ３→Ｓの経路に電流ＩＱ３が流れ、リアクトルＬｏにエネルギが蓄えられる。

また、スイッチング素子Ｑ３がオフしている場合は、Ｌｏ→Ｄ３→Ｃｏ→Ｓ→Ｌｏの経路に電流ＩＤ３が流れて、出力電圧Ｖｏが出力平滑コンデンサＣｏを介して負荷に供給される。

これにより、一次側の共振電流は、電流共振リアクトルＬｒと励磁インダクタンスＬｐとの合計インダクタンスと電流共振コンデンサＣｒｉの直列共振電流波形と、電流共振リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉと巻数比換算したリアクトルＬｏとの直列共振電流として観測される。

その後、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、電流共振コンデンサＣｒｉと電流共振リアクトルＬｒと励磁インダクタンスＬｐとの合成リアクトルと電圧共振コンデンサＣｒｖとの共振回路が作用し、電圧共振コンデンサＣｒｖ電圧が徐々に上昇する。電圧共振コンデンサＣｒｖ電圧がＶｒａ電圧以上となった時点でスイッチング素子Ｑ２をオンすることによりスイッチング素子Ｑ２のゼロボルトスイッチングが成立する。以後、これらの動作が繰り返される。

これらの様子を図７（ｂ）に示す。直列共振電流が流れているが、インダクタンスが比較的大きく共振周波数がスイッチング周波数より低いので正弦波の一部の三角波電流として観測される。

また、電流共振リアクトルＬｒと励磁インダクタンスＬｐとの合計インダクタンスと電流共振コンデンサＣｒｉの一次側直列共振電流は負荷に関係なく一定である。このため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフしたときに電流がゼロにならないように設定することにより、図７（ｂ）に示すようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオフ時に電圧擬似共振が可能となる。このように一次側は、電流が共振し電圧が擬似共振しているため、ゼロ電圧スイッチング、ゼロ電流スイッチングが可能となり、スイッチングロスが少なく効率が良く、ノイズが少ないコンバータを構成できる。

また、制御回路１２ａは、出力電圧Ｖｏを所定値にするためにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ動作と同期してスイッチング素子Ｑ３をＰＷＭ制御する。このため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオフ時に二次巻線Ｓが開放される。また、ＰＷＭ制御のフィードバック応答時間を商用周波数の半周期以上とする。即ち、スイッチング素子Ｑ３の制御パルス幅は、商用周波数の半周期の範囲内において一定となる。

このため、実施例４の力率改善コンバータも、コンデンサＣ２を省略できる。また、この場合も、入力電流波形Ｉｉｎは、図７（ａ）に示すように正弦波状となるので、力率が改善される。従って、コンデンサＣ２を削減でき、スイッチングロスが少なく効率が良く、ノイズの少ないコンバータを安価に提供することができる。

図８は本発明の実施例５の力率改善コンバータの回路図である。実施例５では、二次巻線Ｓ１の一端はダイオードＤ１のアノードに接続され、二次巻線Ｓ２の一端はダイオードＤ２のアノードに接続される。ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードは、リアクトルＬｏを介してダイオードＤ３のアノードとスイッチング素子Ｑ３のドレインに接続される。ダイオードＤ３のカソードは出力平滑コンデンサＣｏの一端に接続され、出力平滑コンデンサＣｏの他端はスイッチング素子Ｑ３のソースと二次巻線Ｓ１と二次巻線Ｓ１との接続点とに接続される。

実施例５の場合も図１の実施例１と略同様な動作となる。また、１つのリアクトルＬｏと３つのダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３とを用いて、同様な効果が得られるとともに、さらに安価な力率改善コンバータを提供できる。

図９は本発明の実施例６の力率改善コンバータの回路図である。実施例６では、図４の実施例２に対して、ダイオードＤ３，Ｄ４と電流検出抵抗Ｒｓを削除し、ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードは、ダイオードＤ３のアノードとスイッチング素子Ｑ３のドレインとに接続される。ダイオードＤ３のカソードは、出力平滑コンデンサＣｏの一端に接続される。

これの場合も図４の実施例２と略同様な動作となる。また、３つのダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３とを用いて、実施例２と同様な効果が得られるとともに、さらに安価な力率改善コンバータを提供できる。

図１０は本発明の実施例７の力率改善コンバータの回路図である。実施例７では、図５の実施例３に対して、ダイオードＤ３，Ｄ４と電流検出抵抗Ｒｓを削除し、ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードは、ダイオードＤ３のアノードとスイッチング素子Ｑ３のドレインとに接続される。ダイオードＤ３のカソードは、出力平滑コンデンサＣｏの一端に接続される。

この場合も図５の実施例３と略同様な動作となる。また、３つのダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３とを用いて、実施例３と同様な効果が得られるとともに、さらに安価な力率改善コンバータを提供できる。

図１１は本発明の実施例８の力率改善コンバータの回路図である。図６の実施例４に対して、ダイオードＤ１をトランスＴｃの二次巻線ＳとリアクトルＬｏとの間に設けたことを特徴とする。この場合も図６の実施例４と略同様な動作となる。従って、実施例４と同様な効果が得られるとともに、安価な力率改善コンバータを提供できる。

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータと昇圧コンバータとを有する力率改善コンバータに適用することができる。

ＡＣ商用電源
ＤＢ整流器
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３スイッチング素子
Ｌｒ電流共振リアクトル
Ｃｒｉ電流共振コンデンサ
Ｃｒｖ電圧共振コンデンサ
Ｔａ，Ｔｂ，Ｔｃトランス
Ｌｏ，Ｌｏ１，Ｌｏ２リアクトル
Ｄ１〜Ｄ５ダイオード
Ｒｓ電流検出抵抗
１１，１２，１２ａ制御回路

Claims

交流電源の交流電圧を整流器で整流した直流電圧を別の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの直流電圧を昇圧する昇圧コンバータとを有し、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ内のトランスの二次巻線は、前記昇圧コンバータに直接接続され、前記昇圧コンバータ内の昇圧リアクトルは、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ内の前記トランスのリーケージインダクタンスからなり、
前記昇圧コンバータは、前記トランスの二次巻線に接続された１以上のリアクトルと１以上の整流素子とを有する整流平滑回路と、
前記整流平滑回路の出力に接続された出力平滑コンデンサと、
一端が前記１以上の整流素子に接続され他端が前記二次巻線又は前記１以上のリアクトルに接続されたチョッパ用スイッチング素子と、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧に比例したスイッチング電流となるように前記チョッパ用スイッチング素子のオン／オフ比率を制御するとともに、前記交流電源の周波数の半周期以上のフィードバック応答時間を有するチョッパ用制御回路と、
を有することを特徴とする力率改善コンバータ。
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、
前記整流器の出力両端に複数のスイッチ素子が直列に接続された第１直列回路と、
前記複数のスイッチ素子のいずれか１つのスイッチ素子に並列に接続された電圧共振コンデンサと、
前記１つのスイッチ素子に並列に接続され、電流共振リアクトルと前記トランスの一次巻線と電流共振コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記複数のスイッチ素子のオン／オフ比率を前記交流電源の交流電圧の半周期内で一定とし、前記複数のスイッチ素子を交互にオン／オフさせる制御回路と、
を有することを特徴とする請求項１記載の力率改善コンバータ。