JP5457684B2

JP5457684B2 - 車両用灯具の点灯制御装置

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Publication number: JP5457684B2
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Inventors: 祐介笠羽; 昌康伊藤
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Description

本発明は、車両用灯具の点灯制御装置に関し、半導体発光素子で構成された半導体光源の点灯を制御する車両用灯具の点灯制御装置に関する。

従来、車両用灯具として、発光ダイオード（ＬＥＤ：Light Emitting Diode）などの半導体発光素子を半導体光源として用いたものが知られており、この種の車両用灯具には、ＬＥＤの点灯を制御するための点灯制御装置が実装されている。

上記点灯制御装置はＬＥＤへ駆動電流を供給するスイッチングレギュレータと駆動電流を検出する電流検出部を備えた制御手段とを有し、該制御手段が、調光制御信号を受けてスイッチングレギュレータへ供給する電圧の供給／遮断を繰り返すことで駆動と停止の動作を高速で繰り返し行わせることにより、駆動電流の平均電流を低減させるようにＬＥＤの調光を制御している（例えば、特許文献１参照）。

スイッチングレギュレータは、ＬＥＤへ数十ワット（Ｗ）の電力を供給しており、回路損失を低減させるために電源電圧（バッテリー電圧）をＬＥＤの順方向電圧に適した電圧に高効率で変換している。制御手段の誤差増幅器は、電流検出部で検出された駆動電流が所定の大きさの電流になるようにスイッチングレギュレータをフィードバック制御（ＬＥＤの点灯制御）している。このフィードバック制御においては、誤差増幅器に入力される基準電圧と電流検出部で検出された直流電流の電圧変換値とが比較され、それらが略等しくなるように制御される。

ここで、白色のＬＥＤの発光を低減（減光）させる場合には、直流電流が小さくなるように誤差増幅器に入力される基準電圧を低くしている。しかし、直流電流を低下させるとカラーシフト（白色でなくなる）の問題が生じてしまう。

このカラーシフトの問題を解決するために、ＬＥＤを高速(数百ヘルツ（Ｈｚ）〜数キロヘルツ（ｋＨｚ）)で点滅させるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）減光法が知られている。

特開２００８−１９８９１５号公報

ところで、上記したＰＷＭ減光法は、一般的には、抵抗によってＬＥＤに流す電流を制限する回路形態や、定電流クランプ・定電圧クランプといった回路形態を用いて行われる。これらの回路形態においては、抵抗−ＬＥＤ間、定電流クランプ回路−ＬＥＤ間、定電圧クランプ回路−ＬＥＤ間にスイッチ素子を直列に挿入し、所望の周波数、デューティでオンオフ動作を繰り返すことにより、ＰＷＭ減光法が実現される。

しかしながら、スイッチングレギュレータを用いてＰＷＭ減光法を行う場合に、ＬＥＤとの間に上記と同様のスイッチ素子を挿入すると、スイッチ素子がオフしている間にスイッチングレギュレータの出力電圧が上昇し続けて高電圧の状態となり、スイッチ素子がオンした瞬間にＬＥＤへ大電流が流れてしまいＬＥＤが故障するおそれがある。

そこで、本発明は、簡易な構成によってＬＥＤの故障を防止し、安全性の向上を図ることを課題とする。

本発明の第１の態様による車両用灯具の点灯制御装置は、半導体光源へ駆動電流を供給するスイッチ素子を有するスイッチングレギュレータと、前記スイッチ素子がオンオフ動作を複数回繰り返す駆動期間に前記駆動電流を検出して電流検出値を送出する電流検出部を備えると共に調光制御信号を受けて前記スイッチングレギュレータの駆動と停止の動作を高速で繰り返し行わせることにより前記駆動電流の平均電流を低減させるように前記半導体光源の調光を制御する制御手段とを備え、前記電流検出部が、前記駆動期間に検出された電流検出値を前記駆動期間経過後の停止期間において保持する電流保持部を有するようにしたものである。

従って、スイッチングレギュレータの駆動停止から駆動開始へ移行した瞬間における駆動電流の急激な上昇を抑制するように制御される。

本発明車両用灯具の点灯制御装置は、半導体光源へ駆動電流を供給するスイッチ素子を有するスイッチングレギュレータと、前記スイッチ素子がオンオフ動作を複数回繰り返す駆動期間に前記駆動電流を検出して電流検出値を送出する電流検出部を備えると共に調光制御信号を受けて前記スイッチングレギュレータの駆動と停止の動作を高速で繰り返し行わせることにより前記駆動電流の平均電流を低減させるように前記半導体光源の調光を制御する制御手段とを備え、前記電流検出部が、前記駆動期間に検出された電流検出値を前記駆動期間経過後の停止期間において保持する電流保持部を有することを特徴とする。

このため、スイッチングレギュレータの駆動停止から駆動開始へ移行した瞬間における駆動電流の急激な上昇を抑制ができるのでスイッチングレギュレータの駆動が開始する瞬間に大きなＬＥＤ電流が流れてしまうことがない。従って、ＬＥＤの故障を防止し、安全性の向上を図ることができる。

請求項２に記載した発明にあっては、前記制御手段は、前記電流検出値としての電圧値と所定の基準電圧とを比較し、前記電流検出値としての電圧値と前記基準電圧とが一致するように前記スイッチンングレギュレータの出力をフィードバック制御する誤差増幅器を有し、前記誤差増幅器の入力と出力との間に並列に接続されたコンデンサと抵抗が設けられ、前記停止期間に前記コンデンサの容量成分が前記誤差増幅器の入力と出力の間で開放される。

従って、誤差増幅器の出力が変化したとしてもコンデンサの位相補償の容量成分への充放電を防ぐことができ、所望の調光を得るための駆動電流に復帰させるまでの時間を短くすることができるので、駆動電流の上下振動がなく発光のチラツキを抑制できる。

請求項３に記載した発明にあっては、前記半導体光源と前記スイッチングレギュレータとの間に、前記半導体光源と前記スイッチングレギュレータを導通／遮断する第１のスイッチ部を備え、前記制御手段は前記停止期間に前記第１のスイッチ部をオフ動作させる。

従って、ＬＥＤに駆動電流を流さない期間においてスイッチングレギュレータとＬＥＤの間が遮断されスイッチングレギュレータの平滑コンデンサの放電が防止されるので、ＬＥＤに駆動電流を流さない期間が経過した後ＬＥＤに駆動電流を流す期間へ移行した瞬間にスイッチングレギュレータの出力電圧の低下を抑制することができる。

請求項４に記載した発明にあっては、前記制御手段は、前記電流検出部によって検出された前記駆動電流の値に基づいて前記半導体光源が点灯しているか否かを判定して点灯検出信号を送出する点灯検出部を有し、前記第１のスイッチ部と直列に接続された抵抗と、前記第１のスイッチ部及び前記抵抗に並列に接続された第２のスイッチ部とを備え、前記第１のスイッチ部及び前記第２のスイッチ部は、前記点灯検出信号及び前記調光制御信号に基づいてオンオフ動作する。

従って、接触不良等による消灯状態から全点灯状態に回復した時には、第１のスイッチ部はオン動作しており電圧上昇したスイッチングレギュレータの平滑コンデンサの電荷は前記第１のスイッチ部と直列に接続された抵抗に流れ込みＬＥＤに流れる駆動電流が抑制されるので、ＬＥＤの故障を防止し安全性の向上を図ることができる。

請求項５に記載した発明にあっては、前記スイッチングレギュレータの駆動と停止の動作が前記スイッチ素子をオン動作させるタイミングから開始されるので、駆動電流の上下振動を抑制すると同時に発光のチラツキを抑制することができる。

以下に、本発明の第１の実施の形態に係る車両用灯具の点灯制御装置について図１〜図３を参照して説明する。

点灯制御装置１は、図１に示すように、ＬＥＤ（図示せず）に駆動電流（以下、「ＬＥＤ電流」と呼ぶ。）を供給するスイッチングレギュレータ２と、調光制御信号としてのＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐ（図２参照）を受けてＬＥＤ電流の平均電流を低減させるようにＬＥＤの調光を制御する制御手段としての制御部３と、スイッチングレギュレータ２に駆動制御信号Ｓ_Ｃを送出する駆動回路５とを備えて構成されている。

制御部３は、ＬＥＤ電流を検出する電流検出部４と、ＬＥＤ電流の電流値と所定の基準電圧とを比較しＬＥＤ電流の電流値と前記基準電圧とが一致するようにスイッチングレギュレータ２の出力をフィードバック制御する誤差増幅器６とを有する。

電流検出部４は、図３に示すように、ＬＥＤ電流を検出するシャント抵抗Ｒ_ＳＨと、シャント抵抗Ｒ_ＳＨで検出されたＬＥＤ電流の電流検出値を増幅・伝達する増幅器７〜９と、電流保持部としてのコンデンサＣ２と、ＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐがローレベルの時にコンデンサＣ２への充放電を禁止する充放電禁止回路として機能するＮＰＮトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ５とを含んで構成されている。Ｔｒ１のコレクタはＴｒ５のベースに接続され、Ｔｒ２のコレクタはＴｒ３及びＴｒ４のベースに接続されている。コンデンサＣ２は増幅器７の非反転入力に接続されている。尚、出力端子１１、１２はＬＥＤに接続されている。

誤差増幅器６の反転入力には前記電流検出値から増幅器７〜９を介したＬＥＤ電流検出電圧が入力され、非反転入力には所定の基準電圧が入力される。反転入力と出力の間には抵抗Ｒ１と位相補償容量成分としてのコンデンサＣ１とが並列に接続されている。

以下に、制御部３の動作について説明する。図２は、ＬＥＤ電流を流す期間（期間Ａ）からＬＥＤ電流を流さない期間（期間Ｂ）へ移行し、さらにＬＥＤ電流を流さない期間（期間Ｂ）からＬＥＤ電流を流す期間（期間Ｃ）への移行した場合におけるＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐの信号とコンデンサＣ２における充放電の関係を示した図である。

誤差増幅器６は前記ＬＥＤ電流検出電圧と所定の基準電圧とを比較しその誤差量を示す誤差信号Ｓａを駆動回路５に送出する。駆動回路５は誤差信号Ｓａを受けて前記ＬＥＤ電流検出電圧が前記基準電圧と等しくなるようにスイッチングレギュレータ２の駆動を制御する。

ハイレベルのＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐがインバータ１０を介してＮＰＮトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２に送出される場合（図２の期間Ａ）には、ＮＰＮトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のベースにローレベルのＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐが入力されＮＰＮトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２が共にオフ動作する。即ち、コンデンサＣ２は、そのコンデンサ電圧が前記電流検出値になるように充放電する。

ローレベルのＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐがインバータ１０を介してＮＰＮトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２に送出される場合（図２の期間Ｂ）には、ＮＰＮトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のベースにハイレベルのＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐが入力されＮＰＮトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２が共にオン動作してＮＰＮトランジスタＴｒ４、Ｔｒ５が共にオフ動作する。このため、コンデンサＣ２の充放電は禁止されそれまで充電された電荷はそのまま保持される。

従って、期間Ｂから期間Ｃへ移行した瞬間に、誤差増幅器６の非反転入力には期間Ａから期間Ｂへ移行する直前におけるＬＥＤ検出電圧が入力されるので、前記非反転入力と反転入力（基準電圧）との誤差量は非常に小さくなる。このためローレベルのＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐの送出によりスイッチングレギュレータ２の駆動を停止させた状態が維持される期間Ｂから駆動開始状態となる期間Ｃへ移行した瞬間に誤差増幅器６の出力は急激に上昇することがない。従って、期間Ｂから期間Ｃへ移行してスイッチングレギュレータ２の駆動が開始する瞬間に大きなＬＥＤ電流が流れてしまうことがない。

次に、本発明の第２の実施の形態に係る車両用灯具の点灯制御装置について図４及び図５を参照して説明する。本第２の実施の形態に係る点灯制御装置を構成する制御部１４の電流検出部４の構成及び動作については上記した第１の実施の形態と同様であるので説明は省略する。

図４に示すように、誤差増幅器６の反転入力にはＮＭＯＳトランジスタＴｒ６、Ｔｒ７のソースが接続されると共にＬＥＤ検出電圧が入力され、非反転入力には所定の基準電圧が入力される。

位相補償容量成分としてのコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の一端はＮＭＯＳトランジスタＴｒ６のドレインに帰還抵抗Ｒ１２を介して接続され、他端はＮＭＯＳトランジスタＴｒ７のドレインに接続されている。

ＮＭＯＳトランジスタＴｒ６のゲートにはインバータ１３を介してＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐが入力され、ＮＭＯＳトランジスタＴｒ７のゲートにはＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐが入力される。

図５（ａ）は第１の実施の形態において誤差増幅器６の反転入力に前記ＬＥＤ電流検出電圧が入力された場合におけるＬＥＤ電流と誤差増幅器６の出力の状態を示した図であり、図５（ｂ）は本第２の実施の形態において誤差増幅器６の反転入力に前記ＬＥＤ電流検出電圧が入力された場合におけるＬＥＤ電流と誤差増幅器６の出力の状態を示した図である。尚、図５（ａ）、（ｂ）では、ＬＥＤの点灯デューティ比が５％程度に設定され、誤差増幅器６の増幅率（ゲイン）が１００より大きく設定されている。

ところで、上記した第１の実施の形態における制御部３の誤差増幅器６の反転入力に前記ＬＥＤ電流検出電圧が入力された場合であって誤差増幅器６の増幅率が大きい場合には、図５（ａ）に示すようにＬＥＤ電流を流さない期間では誤差増幅器６の出力が高くなったり低くなったりする。その理由は、前記ＬＥＤ検出電圧と基準電圧とが完全に一致することは稀であり両者間に所定の誤差が生じるからである。

具体的には、誤差増幅器６の出力が高い状態（状態Ｉ）の後にＬＥＤに電流を流す期間へ移行するとＬＥＤ電流は高くなり、誤差増幅器６の出力が低い状態（状態ＩＩ）の後にＬＥＤに電流を流す期間へ移行するとＬＥＤ電流は低くなる。このＬＥＤ電流の上下振動は、発光のチラツキを引き起こすおそれがある。

本第２の実施の形態に係る点灯制御装置は上記した視覚的な発光のチラツキを抑制することを目的としている。

以下に制御部１４の動作について説明する。

ＬＥＤ電流をＬＥＤに流すようにするためにハイレベルのＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐがインバータ１３を介してＮＭＯＳトランジスタＴｒ６のゲートに入力されるとＮＭＯＳトランジスタＴｒ６がオフ動作し、ハイレベルのＰＷＭ減光信号Ｓ_ＰがＮＭＯＳトランジスタＴｒ７のゲートに入力されるとＮＭＯＳトランジスタＴｒ７がオン動作する。このときの制御部１４の動作は上記した第１の実施の形態における制御部３の動作と何ら変わりはない。尚、この状態は図５（ｂ）のＬＥＤ電流をＬＥＤに流す期間中継続する。

ＬＥＤ電流をＬＥＤに流さないようにするためにローレベルのＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐがインバータ１３を介してＮＭＯＳトランジスタＴｒ６のゲートに入力されるとＮＭＯＳトランジスタＴｒ６がオン動作し、ローレベルのＰＷＭ減光信号Ｓ_ＰがＮＭＯＳトランジスタＴｒ７のゲートに入力されるとＮＭＯＳトランジスタＴｒ７がオフ動作する。

即ち、ＬＥＤにＬＥＤ電流を流さない期間(ＰＷＭ減光信号がローレベルである時)に、ＮＭＯＳトランジスタＴｒ６は帰還抵抗Ｒ１２を設定するスイッチ機能を有し、ＮＭＯＳトランジスタＴｒ７は誤差増幅器６におけるコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の帰還（フィードバック）を遮断するスイッチ機能を有している。

ＮＭＯＳトランジスタＴｒ６は、ＬＥＤにＬＥＤ電流を流さない期間に誤差増幅器６の増幅率を小さくする。従って、誤差増幅器６の入力に多少の誤差を生じても出力の大きな変化を防ぐことができる。

ＮＭＯＳトランジスタＴｒ７は、ＬＥＤにＬＥＤ電流を流さない期間に上記した帰還を遮断してコンデンサＣ１の位相補償の容量成分を開放することにより、誤差増幅器６の出力が変化したとしてもコンデンサＣ１の位相補償の容量成分への充放電を防ぐことができ、所望の調光を得るためのＬＥＤ電流に復帰させるまでの時間を短くすることができる。従って、ＬＥＤ電流は図５（ｂ）に示すように上下振動がなく発光のチラツキが生じない。

以下に、本発明の第３の実施の形態に係る車両用灯具の点灯制御装置について図６〜図９を参照して説明する。尚、本第３の実施の形態に係る点灯制御装置を構成する電流検出部４、駆動回路５及び誤差増幅器６の構成と動作については上記した第１の実施の形態と同様であるので説明は省略する。

点灯制御装置２０は、図６に示すように、出力側に平滑コンデンサＣ３を有しＬＥＤ電流を供給するスイッチングレギュレータ２と、ＬＥＤ電流を検出する電流検出部４と、スイッチングレギュレータ２に駆動制御信号Ｓ_Ｃを送出する駆動回路５と、ＬＥＤ電流の電流値と所定の基準電圧とを比較しＬＥＤ電流の電流値と前記基準電圧とが一致するようにスイッチンングレギュレータ２の出力をフィードバック制御する誤差増幅器６と、ＬＥＤ電流の電流検出信号Ｓ_Ｋを受けてＬＥＤの点灯／消灯を判定する点灯検出部２１とを備えて構成されている。

スイッチングレギュレータ２のハイ側出力には抵抗Ｒ１２と第１のスイッチ部としてのＮＭＯＳトランジスタＴｒ８が設けられ、第２のスイッチ部としてのＮＭＯＳトランジスタＴｒ９が抵抗Ｒ１２とＮＭＯＳトランジスタＴｒ８に並列に接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＴｒ８のゲートにはＯＲ回路２３が接続されＮＭＯＳトランジスタＴｒ９のゲートにはＡＮＤ回路２４が接続されている。ＯＲ回路２３と点灯検出部２１の間にはインバータ２２が接続されている。ＯＲ回路２３及びＡＮＤ回路２４の２入力の一方の入力にはＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐが入力される。尚、本第３の実施の形態ではスイッチングレギュレータ２は負極性出力であり、ロー側出力が負極性、ハイ側出力がＧＮＤ電位としている。

ところで、図２に示す期間Ｂから期間Ｃへ移行した瞬間に所望の調光を得るためのＬＥＤ電流をＬＥＤに流すためには、平滑コンデンサＣ３の両端電圧は、期間Ａにおける電圧となっていることが望ましい。ところが、上記した第１の実施の形態に係る点灯制御装置１では、平滑コンデンサＣ３の電荷がスイッチングレギュレータ２の動作が停止している期間ＢにＬＥＤに流れてしまうおそれがあるので、期間Ｂから期間Ｃへ移行した瞬間にスイッチングレギュレータ２の出力電圧が低下してしまうおそれがある。

本第３の実施の形態に係る点灯制御装置２０は期間Ｂから期間Ｃへ移行した瞬間にスイッチングレギュレータ２の出力電圧の低下を抑制することを目的としている。

以下に本第３の実施の形態に係る点灯制御装置２０の動作について説明する。図７は第１のスイッチ部としてのＮＭＯＳトランジスタＴｒ８のゲート駆動信号を示した図であり、図８は第２のスイッチ部としてのＮＭＯＳトランジスタＴｒ９のゲート駆動信号を示した図である。

ＬＥＤの消灯時には、点灯検出部２１はＬＥＤが消灯であると判定しローレベルの点灯判定信号を送出する。従って、ＯＲ回路２３の一方の入力にはハイレベルの点灯判定信号が入力され、ＡＮＤ回路２４の一方の入力にはローレベルの点灯判定信号が入力される。ＯＲ回路２３及びＡＮＤ回路２４の他方の入力にはそれぞれローレベルのＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐが入力される。

ＯＲ回路２３はＮＭＯＳトランジスタＴｒ８のゲートにハイレベル信号を送出し、ＮＭＯＳトランジスタＴｒ８がオン動作する（図７参照）。ＡＮＤ回路２４はＮＭＯＳトランジスタＴｒ９のゲートにローレベル信号を送出し、ＮＭＯＳトランジスタＴｒ９がオフ動作する（図８参照）。

その後、点灯検出されＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐが送出されＰＷＭ減光が開始され、ＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐがローレベルである時（図７、図８のＰＷＭ減光の点灯時におけるローレベル時）に、点灯検出部２１はＬＥＤが点灯であると判定しハイレベルの点灯判定信号を送出する。ＯＲ回路２３の一方の入力にはローレベルの点灯判定信号が入力され、ＡＮＤ回路２４の一方の入力にはハイレベルの点灯判定信号が入力される。ＯＲ回路２３及びＡＮＤ回路２４の他方の入力にはそれぞれローレベルのＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐが入力される。

ＯＲ回路２３はＮＭＯＳトランジスタＴｒ８のゲートにローレベル信号を送出し、ＮＭＯＳトランジスタＴｒ８がオフ動作する。ＡＮＤ回路２４はＮＭＯＳトランジスタＴｒ９のゲートにローレベル信号を送出し、ＮＭＯＳトランジスタＴｒ９がオフ動作する。

従って、ＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐがローレベルである時、即ち、ＬＥＤ電流をＬＥＤに流さない期間においてスイッチングレギュレータ２とＬＥＤの間が遮断されるので平滑コンデンサＣ３の放電を防止することができる。

ところで、通常点灯(全点灯)時に点灯制御装置２０又はＬＥＤにおける接触不良が発生した場合には、一旦ＬＥＤへの配線が遮断され、スイッチングレギュレータ２が動作し続けているので平滑コンデンサＣ３の両端電圧が上昇する。その後、接触不良が回復しＬＥＤへの配線が繋がると、電圧上昇した平滑コンデンサＣ３の電荷が一気にＬＥＤへ流れ込むため、ＬＥＤが故障するおそれが生じる。

本第３の実施の形態に係る点灯制御装置２０の他の目的は、上記した接触不良が発生した場合に大電流をＬＥＤに流さないようにすることである。

以下に、上記した接触不良が発生した場合における点灯制御装置２０の動作について説明する。

接触不良が発生してＬＥＤへの配線が遮断した場合には、点灯検出部２１はＬＥＤが消灯であると判定しローレベルの点灯判定信号を送出する。従って、ＯＲ回路２３の一方の入力にはハイレベルの点灯判定信号が入力され、ＡＮＤ回路２４の一方の入力にはローレベルの点灯判定信号が入力される。ＯＲ回路２３及びＡＮＤ回路２４の他方の入力にはそれぞれローレベルのＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐが入力される。

接触不良が回復しＬＥＤへの配線が繋がった場合（図７、図８の全点灯時）には、ＮＭＯＳトランジスタＴｒ８はオン動作しており電圧上昇した平滑コンデンサＣ３の電荷は抵抗Ｒ１２に流れ込みＬＥＤに流れる電流が抑制されるので、ＬＥＤの故障を防止し安全性の向上を図ることができる。

さらに、ＮＭＯＳトランジスタＴｒ９のオン動作を遅くなるようにしておけば、余分な電荷がより多く抵抗Ｒ１２で消費され、確実にＬＥＤの故障を防止することができる。

以下に、ＬＥＤ電流の上下振動を抑制すると同時に発光のチラツキを抑制する方法について図９を参照して説明する。図９は、ＰＷＭ減光中におけるＬＥＤ電流とスイッチングレギュレータ２のスイッチ素子のゲート信号の波形を示した図である。

例えば、１キロヘルツ（ｋＨｚ）の周波数でデューティ比５％の減光をする場合、ＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐの１周期でＬＥＤ電流を流す期間は５０マイクロ秒（μｓ）になる。図９の例では、ＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐの１周期の間にスイッチングレギュレータ２のスイッチ素子がオンオフ動作する回数はおよそ９回である。図９に示すように、スイッチングレギュレータ２が駆動を開始する時の状態(点線丸印)が、ＬＥＤ電流の値(上下振動)に大きく影響していることがわかる。

ゲート信号の波形は、スイッチングレギュレータ２の駆動の開始と同期してローレベルからハイレベルに変化しており、前記スイッチ素子がオン動作する。従って、スイッチングレギュレータ２の駆動と停止の動作を前記スイッチ素子がオン動作するタイミングから開始することにより、ＬＥＤ電流の上下振動を抑制することができる。尚、ゲート信号の操作はＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐの立ち上がりエッジを利用して行うが、これに限定されることはなく他の方法でゲート信号を操作してもよい。

以下に、本発明の第４の実施の形態について図１０及び図１１を参照して説明する。

一般にＬＥＤを減光する場合には、高速（数百ヘルツ（Ｈｚ）〜数キロヘルツ（ｋＨｚ））で点滅させて平均電流を低下させるＰＷＭ減光法が知られている。このＰＷＭ減光信号の生成は、周波数やデューティを設定できるようにする場合、ノコギリ波や三角波と所定の基準電圧とを比較することで行われる。ここで、電流供給時間を短くするために、例えば、デューティを５％程度の小さい値に設定すると、実際には、デューティが４％〜６％の間で変動してしまうとする。この６％は４％の１．５倍にあたり、変動比が大きくなってしまう。このようにデューティを小さい値に設定した場合には変動比が大きくなってしまうため発光のチラツキが生じてしまう。

本第４の実施の形態では、点灯制御装置１に後述するＰＷＭ減光信号生成回路３０を設けることによってデューティを小さい値に設定した場合でも発光のチラツキを抑制することができる。以下に、ＰＷＭ減光信号生成回路３０について説明する。

図１０は、点灯制御装置に含まれるＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐを生成するＰＷＭ減光信号生成回路３０の構成を示した図である。

ＰＷＭ減光信号生成回路３０は、コンデンサＣ４と、抵抗Ｒ２０〜Ｒ３３と、ノードＮ１、Ｎ２、Ｎ４、Ｎ５と、設定ノードＮ３と、ＰＮＰトランジスタＴｒ１０、Ｔｒ１１と、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１２と、ＮＭＯＳトランジスタＴｒ１３、Ｔｒ１６と、ＮＰＮトランジスタＴｒ１４、Ｔｒ１５と、コンパレータ３１と、インバータ３２とを備えて構成されている。尚、ノードＮ２のノード電圧は電源電圧Ｖｃｃになるように設定されている。

コンデンサＣ４と抵抗Ｒ２０は三角波Ｓｋを発生させる三角波発生回路を構成する。

コンパレータ３１の反転入力は抵抗Ｒ３２を介してＮＭＯＳトランジスタＴｒ１６のドレインに接続されている。コンパレータ３１の非反転入力はノードＮ１を介してコンデンサＣ４及び抵抗Ｒ２０に接続されると共にＰＮＰトランジスタＴｒ１１及びＮＰＮトランジスタＴｒ１５のコレクタに接続されている。コンパレータ３１の出力はＮＭＯＳトランジスタＴｒ１６のゲートに接続されている。

ＰＮＰトランジスタＴｒ１０のソースはノードＮ２を介してノードＮ４に接続され、ドレインはＰＭＯＳトランジスタＴｒ１２のソースに接続され、ゲートはＰＮＰトランジスタＴｒ１１のゲートに接続されている。

ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１２のドレインは設定ノードＮ３を介してノードＮ４に接続されている。ノードＮ４には減光設定信号Ｓｄが入力される。

ＮＭＯＳトランジスタＴｒ１３のドレインは設定ノードＮ３を介してノードＮ２に接続され、ソースはＮＰＮトランジスタＴｒ１４のコレクタとゲート及びＮＰＮトランジスタＴｒ１５のゲートに接続されている。

ＮＰＮトランジスタＴｒ１４のエミッタ及びＮＰＮトランジスタＴｒ１５のエミッタはそれぞれ抵抗Ｒ２９及び抵抗Ｒ３０を介してノードＮ５に接続されている。

以下に、ＰＷＭ減光信号生成回路３０の動作について説明する。尚、図１０のＫ１、Ｋ２はそれぞれ三角波Ｓｋの充電電流Ｓ１、Ｓ２の電流経路であり、Ｋ３、Ｋ４はそれぞれ三角波Ｓｋの放電電流Ｓ３、Ｓ４の電流経路である。

矩形波Ｓｔは、コンデンサＣ４の充放電動作で生成された三角波Ｓｋを後述する充放電時間の調整を行うと共にコンパレータ３１の２つの基準電圧の間の往復動作を行わせることによって生成される（図１１参照）。これら２つの基準電圧は、コンパレータ３１の出力側に接続されたＮＭＯＳトランジスタＴｒ１６のオンオフ動作によって切替えられる。

充電時にはＮＭＯＳトランジスタＴｒ１６をオフ動作させて基準電圧は高い方（図１１の第２の基準電圧）が選択される。図１１の例では、充電電流（Ａ）が流れ第２の基準電圧を超えると放電に切り替わる。充電時にはコンパレータ３１の出力はローレベルとなる。

放電時にはＮＭＯＳトランジスタＴｒ１６をオン動作させて基準電圧は低い方（図１１の第１の基準電圧）が選択される。図１１の例では、放電電流（Ｂ）が流れ第１の基準電圧を下回ると充電に切り替わる。放電時にはコンパレータ３１の出力はハイレベルとなる。その後インバータ３２及びＯＲ回路等（図示せず）を介して図１１に示すようなＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐが生成される。

ところで、デューティ５０％のＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐを生成するのに必要な三角波を形成する充電電流と放電電流において、充電電流の立ち上がりから放電電流に切り替わるまでの時間及びその時間における速度（充電速度）と放電電流の立ち下がりから充電電流に切り替わるまでの時間及びその時間における速度（放電速度）は同じである。従って、例えば、デューティ５％のＰＷＭ減光信号を生成する場合には、図１１に示すように、充電電流の充電速度を放電速度よりも速く設定する必要がある。

充電電流の充電速度及び放電電流の放電速度は抵抗Ｒ２５、Ｒ２６の抵抗分圧比により設定される。ＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐの周波数は抵抗Ｒ２５、Ｒ２６の抵抗値により設定される。即ち、充電電流の充電速度、放電電流の放電速度及びＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐの周波数は設定ノードＮ３のみで設定できる。

従って、抵抗Ｒ２５の値を抵抗Ｒ２６の値よりもかなり大きく設定すれば充電電流の充電速度を放電速度よりも速くすることができるので、図１１に示すようなＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐを生成するのに必要な三角波Ｓｋを形成することができる。

上記したように、本第４の実施の形態によれば、設定ノードＮ３に抵抗Ｒ２５及びＲ２６の抵抗分圧を接続することにより、充放電電流の速度設定が可能となるので、デューティ０％〜１００％まで自由に設定することができる。

また、充電電流の充電速度を放電速度よりも速い三角波Ｓｋを生成することにより、該三角波に基づくＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐのデューティを小さい値に設定した場合でも、デューティの変動が少ないため発光のチラツキを抑制することができる。

以下に、本発明の第５の実施の形態について図１２を参照して説明する。本発明の第５の実施の形態は、ノードＮ３と抵抗Ｒ２５及び抵抗Ｒ２６の抵抗分圧点との間に抵抗Ｒ４０が直列に接続されると共に、抵抗Ｒ２５にコンデンサＣ５が並列に接続され、ノードＮ４にＮＰＮトランジスタＴｒ１７が接続されている点に特徴がある。従って、それ以外の点については上記した第４の実施の形態と同様であるので説明は省略する。

減光設定信号ＳｄによってＮＰＮトランジスタＴｒ１７をオフ動作させると、上記した充電動作は行われずに放電動作のみが行われる。これによりコンパレータ３１の出力はローレベルとなりＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐはハイレベルに固定され、ＬＥＤが全点灯の設定となる。

減光設定信号ＳｄによってＮＰＮトランジスタＴｒ１７をオン動作させると、コンデンサＣ５は充電されていない状態となるためコンデンサＣ４への充電は行われない。その後、コンデンサＣ５は抵抗Ｒ２６、Ｒ４０を介して充電され、抵抗Ｒ２５及び抵抗Ｒ２６の抵抗分圧は電源電圧Ｖｃｃから徐々に低下しコンデンサＣ４への充電が開始される。続いて、ＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐのデューティは１００％から徐々に抵抗Ｒ２５と抵抗Ｒ２６の抵抗比で設定されるデューティに低下する。

減光設定信号ＳｄによってＮＰＮトランジスタＴｒ１７をオフ動作させると、上記した動作と逆の動作となり、ＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐのデューティは設定デューティからデューティ１００％まで徐々に上昇し最終的にＬＥＤの全点灯の状態へ変化する。

尚、ノードＮ４をグラウンド（ＧＮＤ）に接続し、抵抗Ｒ２５とノードＮ２（Ｖｃｃ）との間にＰＮＰトランジスタ（図示せず）を接続し、追加したコンデンサＣ５を抵抗Ｒ２６と並列に接続し、ＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐの位相を反転させても、上記と同様の動作が行われる。

上記したように、本第５の実施の形態によれば、ＰＷＭ減光の開始／停止の制御や、全点灯からＰＷＭ減光への移行時に又はＰＷＭ減光から全点灯への移行時に徐々にＬＥＤの発光量を変化させることが可能となるので、車両の運転時における安全性の向上を図ることができる。

上記した各実施の形態は、本発明を好適に実施した形態の一例に過ぎず、本発明は、その主旨を逸脱しない限り、種々変形して実施することが可能なものである。

本発明の第１の実施の形態に係る車両用灯具の点灯制御装置の構成を示した図である。ＰＷＭ減光信号Ｓ_ＰとコンデンサＣ２における充放電の関係を示した図である。制御部の構成を示した図である。本発明の第２の実施の形態に係る車両用灯具の点灯制御装置の制御部の構成を示した図である。（ａ）は第１の実施の形態において誤差増幅器にＬＥＤ検出電圧が入力された場合におけるＬＥＤ電流と誤差増幅器の出力の状態を示した図であり、（ｂ）は第２の実施の形態において誤差増幅器にＬＥＤ検出電圧が入力された場合におけるＬＥＤ電流と誤差増幅器の出力の状態を示した図である。本発明の第３の実施の形態に係る車両用灯具の点灯制御装置の構成を示した図である。ＮＭＯＳトランジスタＴｒ８のゲート駆動信号を示した図である。ＮＭＯＳトランジスタＴｒ９のゲート駆動信号を示した図である。ＰＷＭ減光中におけるＬＥＤ電流とスイッチングレギュレータのスイッチ素子のゲート信号の波形を示した図である。点灯制御装置に含まれるＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐを生成するＰＷＭ減光信号生成回路の一構成例を示した図である。三角波Ｓｔ及び該三角波Ｓｔに対応するＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐの波形を示した図である。点灯制御装置に含まれるＰＷＭ減光信号Ｓ_Ｐを生成するＰＷＭ減光信号生成回路の他の構成例を示した図である。

１…点灯制御装置、２…スイッチングレギュレータ、３…制御部、４…電流検出部、６…誤差増幅器

Claims

半導体光源へ駆動電流を供給するスイッチ素子を有するスイッチングレギュレータと、前記スイッチ素子がオンオフ動作を複数回繰り返す駆動期間に前記駆動電流を検出して電流検出値を送出する電流検出部を備えると共に調光制御信号を受けて前記スイッチングレギュレータの駆動と停止の動作を高速で繰り返し行わせることにより前記駆動電流の平均電流を低減させるように前記半導体光源の調光を制御する制御手段とを備えた車両用灯具の点灯制御装置において、
前記電流検出部は、前記駆動期間に検出された電流検出値を前記駆動期間経過後の停止期間において保持する電流保持部を有する
ことを特徴とする車両用灯具の点灯制御装置。
前記制御手段は、前記電流検出値としての電圧値と所定の基準電圧とを比較し、前記電流検出値としての電圧値と前記基準電圧とが一致するように前記スイッチンングレギュレータの出力をフィードバック制御する誤差増幅器を有し、
前記誤差増幅器の入力と出力との間に並列に接続されたコンデンサと抵抗が設けられ、
前記停止期間に前記コンデンサの容量成分が前記誤差増幅器の入力と出力の間で開放される
ことを特徴とする請求項１に記載の車両用灯具の点灯制御装置。
前記半導体光源と前記スイッチングレギュレータとの間に、前記半導体光源と前記スイッチングレギュレータを導通／遮断する第１のスイッチ部を備え、
前記制御手段は前記停止期間に前記第１のスイッチ部をオフ動作させる
ことを特徴とする請求項１に記載の車両用灯具の点灯制御装置。
前記制御手段は、前記電流検出部によって検出された前記駆動電流の値に基づいて前記半導体光源が点灯しているか否かを判定して点灯検出信号を送出する点灯検出部を有し、
前記第１のスイッチ部と直列に接続された抵抗と、
前記第１のスイッチ部及び前記抵抗に並列に接続された第２のスイッチ部とを備え、
前記第１のスイッチ部及び前記第２のスイッチ部は、前記点灯検出信号及び前記調光制御信号に基づいてオンオフ動作する
ことを特徴とする請求項３に記載の車両用灯具の点灯制御装置。
前記スイッチングレギュレータの駆動と停止の動作が前記スイッチ素子をオン動作させるタイミングから開始される
ことを特徴とする請求項１、請求項２、請求項３又は請求項４に記載の車両用灯具の点灯制御装置。