JP5731355B2 - 車両駆動用誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、車両駆動用誘導電動機の制御装置に関する。

ハイブリッド自動車や電気自動車などには多数の電動機が搭載されており、中でも駆動用に高出力電動機が用いられている。誘導電動機の制御装置では、誘導電動機の回転速度を検出する速度検出器が備えられ、当該速度検出器により速度に基づいて制御が行われている。一般に、誘導電動機の制御においては、三相交流電流を直交する２軸を持つ回転座標系に変換して取り扱うベクトル制御方式が採用されている（例えば、特許文献１参照）。

ベクトル制御方式における誘導電動機のトルクＴmは、電動機定数に誤差が無く、二次磁束がd軸に一致した目標動作点において、次式（１）により表される。式（１）において、ｍは変換係数、Ｐpは極対数、Ｍは相互インダクタンス、ｌ2は２次側漏れインダクタンス、φ'は二次鎖交磁束、Ｉqはq軸電流を示す。

特許文献１に記載の発明では、式（１）により誘導電動機のトルクＴmを推定し、このトルク推定値とトルク指令値との差分に応じて一次周波数の補正を行うことで、トルク指令値とトルク推定値との誤差を修正するようにしている。

特開２００３−２１９６９７号公報

上述のようにベクトル制御理論に基づきトルク推定を行う場合、検出した三相電流よりd軸電流Ｉdおよびq軸電流Ｉqを算出する必要がある。しかし、電流センサにより検出された電流をモータコントローラが取得してから、三相−二相変換によってＩdおよびＩqを算出し、さらにトルク推定演算を行うまでにはタイムラグが生じる。

そのタイムラグの間にも電流の位相は変化するため、トルク推定演算に用いられる三相電流値と、トルク推定演算を行う瞬間に検出される三相電流との間には、電流の位相変化に起因するずれが生じている。そのため、このずれの発生によりトルク推定に必要なＩd、Ｉqを正確に算出できず、トルク推定値の精度が低下するという問題があった。

本発明は、上位コントローラから入力されるトルク指令および磁束指令に基づいて、車両駆動用誘導電動機を高周波駆動するインバータに制御信号を出力する制御装置であって、インバータの駆動周波数を設定する駆動周波数設定部と、誘導電動機の三相電流値を検出する電流値検出部と、検出された三相電流値をd軸電流値およびq軸電流値に変換する変換部と、誘導電動機の出力トルクを推定するトルク推定部と、を備え、トルク推定部は、電流値検出部による電流検出からトルク推定までの電流位相変化を補正する位相補償量と、d軸電流値およびq軸電流値とに基づいて、出力トルクを推定することを特徴とする。

本発明によれば、トルク推定の精度を向上させることができる。

本発明の実施の形態によるモータ制御装置を搭載した車両の全体ブロック図である。 モータコントローラ１０９におけるモータ制御演算部を詳細に示すブロック図である。 ＵＶＷ相静止座標系、αβ軸静止座標系およびdq軸回転座標系と出力電流との関係を示す図である。 タイムラグの間に電流位相がΔθだけ変化した場合を説明する図である。 モータトルク実測値と従来のトルク推定値とを示す図である。 モータトルク実測値と本実施の形態のトルク推定値とを示す図である。 力行、回生でＣ０、Ｃ１の値を変更する場合のトルク推定部２１１の構成を示すブロック図。

以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。 図１は、本発明の実施の形態によるモータ制御装置を搭載した電気自動車の全体ブロック図である。電気自動車は電源部１０１およびモータ駆動部１０２を備えている。電源部１０１は、バッテリ１０３、セルコントローラ１０４、リレー回路１０５、および、バッテリコントローラ１０６を備えている。

リレー回路１０５は、インバータ１０７とバッテリ１０３とを接続し、また、それらを切り離すことができる。セルコントローラ１０４は、バッテリ情報を取得し、バッテリ１０３の状態を監視する。セルコントローラ１０４で取得されたバッテリ情報は、不図示の通信手段によりバッテリコントローラ１０６へ伝送される。バッテリコントローラ１０６は、受信したバッテリ情報に基づいてバッテリ１０３のSOC演算やモータ駆動部１０２への電力制限値算出などを行い、モータ駆動部１０２への電力供給および遮断などを制御する。

一方、モータ駆動部１０２は、少なくとも一つのインバータおよび一つのモータを備えている。図１に示す例では、モータ駆動部１０２には、車両走行用の誘導電動機１０８と、誘導電動機１０８を駆動するためのインバータ１０７と、モータ制御用のモータコントローラ１０９とが設けられている。モータコントローラ１０９は、車両全体を統御する上位コントローラ１１０から通信手段等により受信したトルク目標値或いは回転数目標値に基づいて、インバータ１０７への駆動信号を生成し、モータの発生トルクあるいは回転数を制御する。図１ではコンバータ等の記載は無いが、これら機器を有していても構わない。

図２は、図１のモータコントローラ１０９におけるモータ制御演算部を詳細に示すブロック図である。モータ制御演算部２０１は、直流電圧検出部２０４、モータ回転数算出部２０７、モータ電流検出部２０９、電流指令演算部２１４、すべり周波数演算部２１７、一次周波数演算部２１９、座標変換部２２３、電流FB制御演算部２２５、電圧FF制御演算部２２７、座標変換部２３１、およびPWMデューティ算出部２３３を備えている。

モータ制御演算部２０１はベクトル制御により誘導電動機１０８を制御するものであり、ベクトル制御において用いられる各座標系の関係を図３に示す。図３は、ＵＶＷ相静止座標系、αβ軸静止座標系およびdq軸回転座標系と出力電流との関係を示している。図３において，静止座標系α軸から回転座標系d軸までの位相角をθdq、回転座標系d軸から電流ベクトルＩ1までの位相角をθとする。dq軸回転座標系は、αβ静止座標系に対して後述する一次周波数ω1で回転している。三相電流検出値は、ベクトル制御理論に基づき座標変換を施すとId及びIqを成分とする一次電流ベクトルＩ1として表現される。そして、ベクトル制御の目標とする動作点は、二次磁束ベクトルがd軸と一致する状態である。

以下、図２のモータ制御演算部２０１と対応させながら説明する。電流指令演算部２１４は、上位コントローラ１１０から入力されたトルク指令Tmrefと二次磁束指令φ2refとに基づいて、制御電流指令であるd(磁束)軸電流指令Idrefおよびq(トルク)軸電流指令Iqrefを算出する。Idrefは式（２）で表現され、Iqrefは式（３）で表現される。ここで、Ｍは相互インダクタンス、Ｌ２は二次側自己インダクタンス、ｐは極対数である。

ここで、二次磁束指令φ2refはバッテリ電圧に応じて最適値が変化する。よって直流電圧検出部２０４から出力された直流電圧２０３に応じた二次磁束指令φ2refの補正値の算出を行い，その補正値を基にIdref，Iqrefを算出する。

モータ電流検出部２０９は、電流センサ２０８により取得したモータ駆動電流データに基づき、誘導電動機１０８のＵ相電流IuとＷ相電流Iwを検出する。座標変換部２２３は、α軸からd軸までの位相角θdq(電流位相)に基づいて、d軸(励磁)電流Idとq軸(トルク)電流Iqとを分離生成する。位相角θdqの算出方法については後述する。Idは式(４)で，Iqは式（５）で表現される。

電流FB制御演算部２２５は、d軸電流指令IdRefとd軸電流Idとが一致するようにd軸電圧指令VdRefを補正する。電流FB制御演算部２２５は、同様に、q軸電流指令IqRefとq軸電流Iqとが一致するように，q軸電圧指令VqRefを補正する。これらの電圧指令値がFB電圧指令２２６として出力される。また，電圧FF制御演算部２２７により一次抵抗の電圧降下と誘起電圧を補償するフィードフォワード制御が行われ、FF電圧指令２２８として出力される。モータに印加される電圧指令は，このFB電圧指令及びFF電圧指令の和となり，式(６)及び式(７)のように表現される。式（６）、（７）において、Ｌ1は一次側自己インダクタンス、σＬ1は一次漏れインダクタンス、Ｋpは比例ゲイン、Ｋiは積分ゲインである。

dq軸電圧指令VdRef，VqRefは、座標変換部２３１において三相電圧指令VuRef, VvRef,VwRefへと変換され、電圧指令２３０として出力される。Vurefは式（８）で表現され、Vvrefは式（９）で表現され、Vwrefは式（１０）で表現される。

PWMデューティ算出部２３３は、三相電圧指令VuRef，VvRef，VwRefに基づいて、インバータ１０７内のスイッチング素子に対するゲート指令２３４を生成し、それをインバータ１０７へ出力する。なお、このPWM制御は周知の技術であるので、ここではその詳細な説明については省略する。

誘導電動機１０８にはモータ回転センサ２０５が備えられている。モータ回転数算出部２０７は、モータ回転センサ２０５により取得したデータに基づきモータ回転数ωrを算出する。すべり周波数演算部２１７は、d軸(励磁)電流指令IdRefとq軸(トルク)電流指令IqRefとに基づいて、すべり周波数基準ωs*を算出する。ωs*は式（１１）で表現される。式（１１）において、Ｒ2は２次抵抗、Ｌ2は２次側自己インダクタンスである。

一次周波数演算部２１９は、インバータ１０７の出力周波数であって電動機一次周波数であるω1を算出する。ω1は次式（１２）で表現される。すなわち、インバータ１０７の出力周波数が式（１２）で算出されるω1に設定される。そして、一次周波数ω1を積分演算部２２０で積分することにより、図３に示す静止座標系α軸から回転座標系のd軸までの位相角θdq(電流位相)が算出される。

ところで、前述したように、誘導電動機１０８のトルクＴmは、電動機定数に誤差が無く、二次鎖交磁束がd軸に一致した目標動作点において、式（１）により表される。ここで、ｍは変換係数、Ｐpは極対数、Ｍは相互インダクタンス、ｌ2は２次側漏れインダクタンス、φ'は二次鎖交磁束、Ｉqはq軸電流を示す。

二次鎖交磁束φ'はd軸に一致しているので、座標変換部２２３から出力されたIdを用いて式（１３）で示される。よって、式（１）は次式（１４）のように変換できる。

（従来の問題点）
前述したように、Id・Iqは電流検出器２０８より検出された三相電流値をモータコントローラ１０８に取り込み、その三相電流値を位相情報（位相角θdq）に基づいて変換することで算出される。モータコントローラ１０８はデジタル制御により駆動するため、三相電流値の取り込みと電流変換処理を同時に行うことはできず、電流検出の後に変換処理を行いId・Iqを確定させ、そのId・Iqに基づいてトルク推定値算出を行うまでにタイムラグが生じることとなる。

ところで、実際に誘導電動機１０８に流れる電流の位相はこのタイムラグの間にも変化しているので、算出されたId・Iqと実際のId・Iqとの間にずれが生じるという問題が発生する。

（本実施の形態におけるトルク推定）
図４は、電流検出からId・Iq算出まで（すなわちトルク推定値算出まで）のタイムラグの間に、電流位相がΔθだけ変化した場合の関係を示す図である。図４に示すように、三相電流検出値は、ベクトル制御理論に基づき座標変換を施すと、Id及びIqを成分とする一次電流ベクトルI1として表現される。そのとき、一次電流ベクトルI1は回転座標系d軸に対し位相角θを有し、I1とId、Iqとの間には次式（１５）、（１６）に示すような関係が成立する。

ここで、検出データに基づく一次電流ベクトル検出値I1とタイムラグ後の値である真値I1'との間には、Δθだけの位相のずれがある。そのため、位相角θを用いるとId', Iq'は位相ずれΔθを用いて次式（１７）、（１８）のように表現できる。

位相ずれΔθが非常に小さい値であると仮定すると、式（１７）、（１８）は次式（１９）、（２０）のように近似できる。

よって、上述したトルク推定式（１４）は次式（２１）のように補正される。

ここで、電流位相は一次周波数ω１で変化するので、電流位相のずれΔθもω１に比例する。よって、位相ずれΔθは次式（２２）のように表現できる。

式（２２）に含まれる係数Ｃ０、Ｃ１はモータ駆動システム固有の定数であり、例えば、実測によって決定し、図２のトルク推定部２１１に予め記憶されている。トルク推定部２１１は、一次周波数演算部２１９で算出された一次周波数ω１と式（２２）とから位相ずれΔθを算出し、その算出されたΔθと座標変換部２２３からのId、Iqとに基づいて式（２１）に示す補正されたトルク推定値Ｔmを算出する。算出されたトルク推定値Ｔmは上位コントローラ１１０に出力される。

上述した例では、誘導電動機１０８の駆動状態（力行駆動、回生駆動）によらず所定のＣ０、Ｃ１により位相ずれΔθを算出するようにしているが、誘導電動機１０８が力行駆動であるか回生駆動であるかによってＣ０、Ｃ１の値が異なる場合がある。そこで、図７に示すようにトルク推定部２１１にトルク指令Tmrefが入力される構成とし、力行、回生に応じたトルク推定を行うようにする。

図７では、記憶部３０１に力行駆動用のＣ01、Ｃ11が記憶され、記憶部３０２に回生駆動用のＣ02、Ｃ12が記憶されている。切換制御部３０４は、入力されるトルク指令Tmrefが正（力行駆動）の場合には切換部３０３を記憶部３０１へ接続し、トルク指令Tmrefが負（回生駆動）の場合には切換部３０３を記憶部３０２へ接続する。演算部３０５は、力行駆動時にはＣ０＝Ｃ01、Ｃ１＝Ｃ11を用いてΔθを算出し、そのΔθに基づいてトルク推定値Ｔmを演算する。また、力行駆動の場合には力行駆動用のＣ０＝Ｃ02、Ｃ１＝Ｃ12を用いてΔθを算出し、そのΔθに基づいてトルク推定値Ｔmを演算する。このような構成とすることで、誘導電動機１０８の駆動状態に応じたより高精度なトルク推定値を得ることができる。

なお、力行駆動であるか回生駆動であるかによらず同一のＣ０、Ｃ１を用いてΔθを算出するようにしても良い。

また、電流位相のずれΔθを、一次周波数ω１に応じて変化させるのではなく定数としても良い。例えば、定数として一次周波数ω１の平均的な値を採用する。この場合、図１に示すような、トルク推定部２１１へのω１の入力は必要ない。力行時と回生時とで位相補償量を変える場合には、図７の記憶部３０１に力行時の位相補償量が記憶され、記憶部３０２に回生時の位相補償量が記憶される。

図５，６は、モータトルク実測値とモータ制御演算部２０１で算出されるトルク推定値とを比較したものである。図５は従来のトルク推定値（式（１４）で算出したトルク推定値）の場合を示し、図６は本実施の形態のトルク推定値の場合を示す。なお、ここでは、モータ回転数ωrを一定に保ち、モータトルク指令値をランプ状に上昇させるようにした。

いずれの場合も、モータトルク指令の上昇に伴いトルク推定値とトルク実測値との間にずれが生じている。これは、モータトルク指令の上昇により（１１）のq軸電流指令IqRefが上昇すると、すべり周波数基準ωs*が増加する。モータ回転数ωrは一定なので、式（１２）で算出される一次周波数ω1も増加することになる。トルク推定値とトルク実測値と間のずれ量は一次周波数ω1の大きさに依存するので、モータトルク指令が大きくなるほどずれ量が大きくなる。

図６に示す本実施の形態では、式（２１）に示すように、タイムラグに起因する位相ずれΔθに応じてトルク推定値を補正しているので、従来の場合（図５）に比べてトルク推定値とトルク実測値と間のずれ量が小さくなっていることが分かる。

（１）このように、本実施の形態のモータコントローラ１０９では、駆動周波数であるインバータ１０７の出力周波数（上記一次周波数ω1）が一次周波数演算部２１９で設定される。トルク推定部２１１は、モータ電流検出部２０９による電流検出からトルク推定までの電流位相変化を補正する位相補償量（例えば式（２２）で算出される位相ずれΔθ）と、d軸電流値およびq軸電流値とに基づいて、誘導電動機１０８の出力トルクＴmを推定する。その結果、電流検出からトルク推定値演算までのタイムラグのトルク推定への影響が低減され、トルク推定精度の向上を図ることができる。

上位コントローラ１１０は、モータコントローラ１０９で算出されたトルク推定値に基づいて、適切なトルク指令Tmrefおよび二次磁束指令φ2refをモータコントローラ１０９に入力している。そのため、モータコントローラ１０９から入力されるトルク推定値の精度向上により、誘導電動機１０８の駆動状況に応じた適切なトルク指令Tmrefおよび二次磁束指令φ2refをモータコントローラ１０９に与えることができる。

（２）位相補償量としての位相ずれΔθを、上述の式（２２）で算出されるように一次周波数ω１の大きさに応じて変化させるのが好ましい。その結果、時々刻々と変化する一次周波数ω１に応じて位相補償量が変化するので、広範なモータ駆動範囲においてトルク推定値を精度良く行うことができる。また、位相補償量を上述のように定数としても良い。

（３）切換制御部３０４は、入力されたトルク指令Tmrefに基づいて誘導電動機１０８の力行および回生を判定する。切換制御部３０４によって力行と判定されると、トルク推定部２１１の演算部３０５は、記憶部３０１の値Ｃ01、Ｃ11用いて力行用位相補償量Δθを算出し、その力行用位相補償量Δθに基づいてトルク推定値を算出する。一方、切換制御部３０４によって回生と判定されると、トルク推定部２１１の演算部３０５は、記憶部３０１の値Ｃ02、Ｃ12用いて回生用位相補償量Δθを算出し、その回生用位相補償量Δθに基づいてトルク推定値を算出する。

また、位相補償量を定数とする場合、例えば、一次周波数ω１の平均的な値を式（２２）のω１とする場合も、力行時と回生時とでＣ０，Ｃ１の値を変更することで、力行時用の定数値および回生時用の定数値が得られる。もちろん、式（２２）でω１＝０とした場合のΔθを位相補償量としても良い。

その結果、誘導電動機１０８の駆動状態（力行、回生）に応じた、より正確なトルク推定値を算出することができる。

なお、以上の説明はあくまでも一例であり、発明を解釈する際、上記実施の形態の記載事項と特許請求の範囲の記載事項の対応関係に何ら限定も拘束もされない。また、上述の実施形態では電気自動車を例に説明したが、例えば、ハイブリッド自動車のような電動車両にも適用することができる。

１０１：電源部、１０２：モータ駆動部、１０７：インバータ、１０８：誘導電動機、１０９：モータコントローラ、１１０：上位コントローラ、２０９：モータ電流検出部、２１１：トルク推定部、２１４：電流指令演算部、２１９：一次周波数演算部、２２３，２３０：座標変換部、３０１，３０２：記憶部、３０３：切換部、３０４：切換制御部、３０５：演算部

Claims (5)

1. 上位コントローラから入力されたトルク指令および二次磁束指令に基づく制御信号を、車両駆動用誘導電動機を高周波駆動するインバータへ出力する制御装置であって、
   前記誘導電動機の三相電流値を検出する電流値検出部と、
   前記検出された三相電流値をd軸電流値およびq軸電流値に変換する変換部と、
   前記誘導電動機の出力トルクを推定するトルク推定部と、を備え、
   前記トルク推定部は、前記電流値検出部による電流検出からトルク推定までの電流位相変化を補正する位相補償量と、前記d軸電流値およびq軸電流値とに基づいて、前記出力トルクを推定することを特徴とする制御装置。
2. 請求項１に記載の制御装置において、
   前記誘導電動機の回転数に基づいて前記インバータの駆動周波数を設定する駆動周波数設定部を備え、
   前記トルク推定部は、前記駆動周波数に基づいて前記d軸電流値およびq軸電流値に対する前記位相補償量を算出し、算出された該位相補償量と前記d軸電流値およびq軸電流値とに基づいて前記出力トルクを推定することを特徴とする制御装置。
3. 請求項２に記載の制御装置において、
   前記トルク指令に基づいて誘導電動機の力行および回生を判定する判定部を備え、
   前記トルク推定部は、前記判定部により力行と判定された場合には力行時の前記電流位相変化を補正する第１の位相補償量を算出し、前記判定部により回生と判定された場合には回生時の前記電流位相変化を補正する第２の位相補償量を算出することを特徴とする制御装置。
4. 請求項１に記載の制御装置において、
   前記位相補償量として一定の値が予め記憶された記憶部を備え、
   前記トルク推定部は、前記記憶部に記憶された前記位相補償量と、前記d軸電流値およびq軸電流値とに基づいて前記出力トルクを推定することを特徴とする制御装置。
5. 請求項４に記載の制御装置において、
   前記トルク指令に基づいて誘導電動機の力行および回生を判定する判定部を備え、
   前記記憶部には、力行時の前記電流位相変化を補正する第１の位相補償量と回生時の前記電流位相変化を補正する第２の位相補償量とが予め記憶され、
   前記トルク推定部は、前記判定部により力行と判定された場合には前記第１の位相補償量と前記d軸電流値およびq軸電流値とに基づいて前記出力トルクを推定し、前記判定部により回生と判定された場合には前記第２の位相補償量と前記d軸電流値およびq軸電流値とに基づいて前記出力トルクを推定することを特徴とする制御装置。

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