JP5729303B2 - 光変調器モジュール及び光信号の変調方法 - Google Patents

Description

本発明は光変調器モジュール及び光信号の変調方法に関し、特にマッハツェンダ型光変調器モジュール及びマッハツェンダ型光変調器モジュールにおける光信号の変調方法に関する。

インターネットや映像配信等の広帯域マルチメディア通信サービスの爆発的な需要増加に伴い、幹線系やメトロ系ではより長距離大容量かつ高信頼な高密度波長多重光ファイバ通信システムの導入が進んでいる。また、加入者系においても、光ファイバアクセスサービスの普及が急速に進んでいる。こうした光ファイバを使用した通信システムでは、光伝送路である光ファイバの敷設コスト低減や、光ファイバ１本当たりの伝送帯域利用効率を高めることが重要である。このため、複数の異なる波長の信号光を多重化して伝送する、波長多重技術が広く用いられている。

波長多重光ファイバ通信システム向け光送信機には、高速光変調が可能で、その信号光波長依存性が小さく、さらに長距離信号伝送時の受信光波形劣化を招く不要な光位相変調成分（変調方式が光強度変調方式の場合）または光強度変調成分（変調方式が光位相変調方式の場合）が極力抑えられた光変調器が要求される。こうした用途には、光導波路型マッハツェンダ（以下ＭＺ：Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ）干渉計に同じく光導波路型の光位相変調器を組み込んだ、ＭＺ光強度変調器が実用的である。現在実用化されているＭＺ光強度変調器は、印加された電場強度に比例して屈折率が変化する電気光学結晶の代表的な存在であるニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３、以下ＬＮ）からなる基板表面にチタンを内拡散した、いわゆるプレーナ光導波路回路をベースとするものである。同一のＬＮ基板上に、光導波路型光位相変調器領域及び光導波路型光合分波器領域をモノリシック光集積してＭＺ干渉計を構成し、さらに光導波路型光位相変調器へ電場を印加するための電極を設けた構造が一般的である。

また、１波長チャンネル当りの伝送容量拡大にあたっては、課題となるスペクトル利用効率および光ファイバの波長分散や偏波モード分散に対する耐性の観点から、通常の２値光強度変調方式に比べて光変調スペクトル帯域幅がより狭い、多値光変調信号方式が有利である。この多値光変調信号方式は、特に今後の需要増加が見込まれる４０Ｇｂ／ｓを越える幹線系光ファイバ通信システムでは主流になると考えられる。現在、こうした用途向けに、上述のＭＺ光強度変調器２個と光合分波器を組み合わせたモノリシック集積多値光変調器が開発されている。現在商用化されているＬＮベースのＭＺ光変調器は、その大きさ（電極長：約５ｃｍ、モジュール長: 約１０〜１５ｃｍ）や駆動電圧振幅（約５Ｖｐ−ｐ）に依然として課題がある。しかし、高速長距離光伝送特性の面でこれを凌ぐ実用的な光変調器が未だ存在しないので、幹線系光ファイバ通信システム用途を中心に、光送信機ユニット等で広く用いられている。

こうした光変調器を用いて、特に変調電気信号の周波数が１ＧＨｚを超えるような高周波領域で高速光変調を行う場合、変調電気信号の伝搬波長が、ＬＮベースの光変調器の光位相変調器領域へ電場を印加する手段である電極の長さに対して同程度以下にまで短くなる。このため、この電極の電位分布は、信号光伝搬軸方向で均一と見なすことはできない。よって、光変調特性を正しく見積もるためには、この電極自体を分布定数線路として、また、伝搬させる変調電気信号を進行波として、それぞれ取り扱う必要がある。この場合、光位相変調器領域を伝搬する被変調光信号と変調電気信号との実効的な相互作用長をできるだけ稼ぐために、被変調光信号の位相速度ｖｏと変調電気信号の位相速度ｖｍとを可能な限り近づける（位相速度整合させる）工夫を施した、いわゆる進行波型電極構造が必要となる。

光源素子を実現するうえで有用なガリウム砒素（ＧａＡｓ）やインジウム燐（ＩｎＰ）などのIII−Ｖ族化合物半導体を用いて光導波路型の半導体光位相変調器や半導体ＭＺ光変調器を実現する際には、信号光に対する（複素）屈折率が電場強度で変化する媒質をアンドープのコア層として、これをｐ型／ｎ型それぞれの導電性を有するクラッド層で上下から挟み込んだ、いわゆるｐ−ｉ−ｎ型ダイオード構造の単一モード光導波路を構成して、これに逆方向バイアス電圧を印加する手法が広く用いられる。

例えば、光ファイバ通信システムで主に用いられる１５５０ｎｍ近傍の波長帯にて実用的なｐ−ｉ−ｎ型ダイオード構造の単一モード光導波路に、ストライプ状の電極を設ける場合を例として考える。この光導波路を変調電気信号に対する伝送線路として取り扱おうとすると、クラッド層には一般的にｎ型半導体に比べて導電率の低いｐ型半導体を用いざるを得ない。そのため、変調電気信号が感じるこの伝送線路の（複素）特性インピーダンス（の絶対値）は２０Ω程度となり、マイクロ波回路の代表的な特性インピーダンス（５０Ω）の１／２以下にまで低下してしまう。その結果、駆動回路が出力する変調電気信号を伝送線路としての光変調器へ励振する際に、インピーダンス不整合に起因した反射等よる変調周波数帯域の制約や駆動電圧の増加を招く。また、変調電気信号が感じる実効的な複素屈折率ｎ_ｍ（＝ｃ_０／ｖ_ｍ、ｃ_０：自由空間中での光速）も、同じ理由から平均して７前後となり、被変調光信号の実効屈折率ｎｏ（＝ｃ_０／ｖ_ｏ、ＩｎＰの場合には約３．５）との間に約２倍もの差が生じてしまう。

こうした被変調光信号と変調電気信号との間の速度不整合は、両者間の実効的な相互作用長を制約する。そのため、インピーダンス不整合がある場合と同様に、変調周波数帯域の制約や駆動電流の増加を招くという難点がある。このように、ｐ−ｉ−ｎ型ダイオード構造を適用した光導波路型の光位相変調器や電界吸収型光強度変調器において進行波型電極構造を採用する場合には、動作電圧低減や広帯域化を図る上で問題が生じる。

これらの問題に対して、半導体光変調器の積層構造や電極構造を変えることによって、位相速度整合とインピーダンス整合とを両立させようする試みが報告されている。例えば、積層構造をｎ−ＳＩ−ｉ−ｎ型（ＳＩ：半絶縁性半導体）などのｐ型半導体層を用いない積層構造とすることにより、信号光伝搬軸に沿った一様な積層構造を維持したまま、上述の位相速度整合とインピーダンス整合の両立を図る試みが報告されている（非特許文献１）。

また、例えばｐ−ｉ−ｎ構造の積層構造からなる低インピーダンス領域（変調電気信号の位相速度が遅く、特性インピーダンスが低い領域）と、例えばＳＩ−ｉ−ｎ構造の積層構造からなる高インピーダンス領域（変調電気信号の位相速度が速く、特性インピーダンスが高い領域）と、を変調電気信号の伝搬波長に比べて十分短いある周期で交互に配置する構造が提案されている（非特許文献２）。これによれば、両領域の位相速度及び特性インピーダンスをそれぞれ重み付け平均することで、見かけの位相速度整合とインピーダンス整合との両立が実現できるとしている。

さらに、光変調器の電極を分割した、分割電極構造を有する光変調器が提案されている（特許文献１〜３）。その他にも、変調器に並んだ各分割電極の長さが、ある単位長さの２のべき乗倍である構造が提案されている（特許文献４〜７）。

特開平０５−２５７１０２号公報 特開平０１−２３７５１７号公報 特開平０２−１７０１４２号公報 特開平０１−１８５６１３号公報 特開平０２−１６８２２７号公報 特開平０３−１７９９３９号公報 特開平０５−２８９０３３号公報

都築健、外６名、「低電圧駆動４０Ｇｂｉｔ／ｓ半導体マッハツェンダ変調器」、電子情報通信学会技術研究報告、２００５年、ＯＰＥ２００５−９５ 秋山傑、外１名、「容量装荷型進行波電極を有するＩｎＰ系高速マッハ・ツェンダ変調器」、電子情報通信学会総合大会、２００６年、ＣＢＳ−２−５

一般に、進行波型光変調器の信号光伝搬軸に沿って伝搬する変調電気信号の振幅の包絡線は、図１１に示すように指数関数的に減少する。よって、進行波型光変調器の後端に近い領域ほど、光変調動作への寄与は必然的に小さくなる。そのため、たとえ上述の位相速度整合とインピーダンス整合が両立されることにより光変調器長を無限に長く伸ばせたとしても、ある長さを超えた部分は実質的に光変調動作にはほとんど寄与しない。従って、進行波型光変調器の実効的な光変調度はある値で飽和してしまう。光変調度が飽和に達する実効光変調器長Ｌ_ｅｆｆは、進行波型電極構造の長手軸に沿って伝搬する変調電気信号の振幅の減衰定数をα_ｍとすると、その逆数（１／α_ｍ）で与えられる。図１２は、進行波型電極構造を伝搬する変調電気信号の減衰定数と実効光変調器長Ｌ_ｅｆｆとの関係を示すグラフである。

問題は、この減衰定数α_ｍの大きさである。進行波型電極に用いられる導電性媒質の導体損は、一般に周波数の１／２乗に比例して増加する。また、光導波路の誘電体損も周波数とともに増加するため、変調周波数が高くなるほど進行波電極の減衰定数は増加する。よって、進行波型電極後端では、変調電気信号に含まれる高周波成分ほど振幅が減少してしまう。これにより、変調電気信号の歪が生じるので、光変調波形にその影響が現れ、光ファイバ中を長距離伝搬させた後の光伝送波形劣化を招くなどの課題が懸念される。こうした進行波型電極での変調電気信号の減衰の影響を抑えるために光変調器を短尺化する場合には、駆動に必要な変調電気信号の振幅の増大は避けられない。比較的高い（２〜８Ｖ程度）電圧振幅と数１０Ｇｂ／ｓの高速動作とが両立可能なＩＣプロセスは、現在のところＧａＡｓやＩｎＰ等の化合物半導体を用いたものに限られる。仮に、化合物半導体ベースの駆動回路を用いたとしても、電圧振幅の増加に伴う信頼性劣化はやはり懸念される。現在、４０Ｇｂ／ｓ級の光ファイバ通信システムが商用化の段階にあるが、こうしたミリ波帯にまで及ぶ高周波域では、減衰定数に占める導体損や誘電体損の割合は支配的であり、変調電気信号の減衰に起因する、進行波型光変調器における特性劣化は今後大きな課題になると考えられる。

このように、導波路型光変調器の広帯域化と駆動電圧低減を目的として考案された進行波型電極構造ではあるが、その効果は上述のように変調電気信号の減衰で必然的に制約されてしまう。この制約は、変調電気信号の減衰対策が特に盛り込まれていない非特許文献１及び非特許文献２で提案されている手法でも同様である。言い換えれば、もし変調電気信号の減衰を抑えるか、またあるいは実効的に減衰を抑えたと同等の効果をもたらす何らかの工夫を電極構造やその駆動回路に施すことができれば、導波路型光変調器の広帯域化と駆動電圧低減は両立可能なことを示唆している。

また、上述の多値光変調方式のうち、帯域利用効率が高いと期待される直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）変調方式や、直交振幅変調（以下、ＱＡＭ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式は、光信号の振幅および位相（あるいは実部と虚部）の双方の組み合わせを複数ビットの変調データと対応させるもので、光変調信号は複素光変調信号となる。つまり、光変調符号の帯域利用効率を上げるということは、信号光の振幅および位相それぞれの設定レベルを多段階にすることである。これはすなわち、こうした複素光変調信号を上述の多値光変調器を用いて生成するにあたっては、その変調電気信号の振幅を任意に設定できなければならないことを意味する。こうした任意振幅のアナログ電気信号を擬似的に発生させる手段としては、その設定分解能に応じたビット数のディジタル−アナログ・コンバータ（以下、ＤＡＣ：Ｄｉｇｉｔａｌ−ｔｏ−Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）を用いるのが一般的である。しかし、その変換速度は、内部回路構成等にも依存するが、研究開発レベルでも数ＧＨｚ程度にとどまる。また、高速なＤＡＣほど分解能（ビット数）は荒くなる（減少する）傾向にある。ＤＡＣの分解能は、数１００ｐｓｅｃ程度のセトリングタイムを実現できるものでは、たかだか４〜６ビット（１６〜６４段間）程度というのが現状である。加えて、出力可能な最大電圧（あるいは最大電流）振幅も、数ＧＨｚクラスの応答速度に対応可能なものでは１Ｖ以上のものを期待するのは難しい。

一方、多値光変調方式を導入までして伝送容量拡大を目指すような幹線系光ファイバ通信システムは、１波長チャンネル当りのデータ伝送速度自体が４０Ｇｂ／ｓを超えるものを主な対象としている。このような伝送速度に追従して、多値光変調器を駆動できるほど高速なＤＡＣを実現すること自体が非常に難しい。また、多値光変調器の駆動に十分な電圧振幅（通常、３．３〜７Ｖ前後）を稼ぐためには、ＤＡＣから出力されるアナログ電気信号を線形に、つまりできるだけ歪が少なく増幅する駆動回路が必要である。しかし、これも同様に数１０ＧＨｚで高速に変化するアナログ電気信号に忠実に線形増幅することは、増幅素子自体の特性改善や回路上の工夫を施したとしても容易ではない。

特許文献１〜３の例では、各分割電極を駆動する信号を１つの駆動回路の出力電気信号を１：Ｎ分岐素子で生成する構成であるが、こうした分岐素子はもともと周波数応答特性を平坦に保ったまま均等に電力分割することが難しく、さらにその分岐電力の出力端子間ばらつきまで重畳されてしまう等の難点がある。また、駆動回路の出力電圧振幅については、Ｎ分割による電力減少に加え過剰損失も発生するため、低減どころか逆にこうした減少分を補償するだけ出力振幅を大幅に増加させる必要もあるため、駆動回路の設計および信頼性の面からも不利である。さらに、分割された電極毎に信号光の伝搬に応じた擬似位相整合は可能だが、これら各電極には単に同一の変調電気信号が入力されるだけの構成であるため、多値光変調符号の生成は難しい。

また、特許文献４及び特許文献５の例では、４相の光位相変調光を静的には生成できるが、被変調光信号の伝搬に応じて各分割電極間へ印加される変調電気信号の位相差関係が不明で、高速での動作が疑われる。特許文献６及び特許文献７の例では、分割された各光変調器領域を駆動する変調電気信号の位相補正については開示しているが、時系列データ入力信号をあるパラメータに応じて動的に演算処理し、分割された光位相変調器領域毎に適切な電圧振幅の変調電気信号を印加できるかどうかについては不明である。

よって、特許文献１〜７の例は、いずれも次世代の１００Ｇｂ／ｓを超える大容量光ファイバ通信システムの基幹部品である、超高速・低駆動電圧で状況に応じて光変調特性を動的再構成可能な多値光変調器を実現するにあたって解決しなければならない課題を包含しており、実用的ではない。

こうした理由から、次世代光ファイバ通信システムに適用することができる、高速多値光変調が可能な多値光変調モジュールは、未だ開発されるに至っていない。

本発明は上記の課題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、ディジタル信号を入力することにより、進行波構造動作に要する位相速度整合及びインピーダンス整合を維持しつつ任意の多値光変調信号を発生させることが可能な、小型、広帯域及び低駆動電圧の光変調器モジュールを提供することである。

本発明の一態様である光変調器モジュールは、入力される光信号を変調する光変調器と、縦続接続されるｍ（２≦ｍ、ｍは整数）個の個別駆動回路と、を少なくとも備え、前記光変調器は、前記光信号を導波させる光導波路と、前記光導波路上に並んで配置される、少なくともｍ個の導波路型光位相変調器領域と、を少なくとも備え、ｉ（１≦ｉ≦ｍ、ｉは整数）番目の前記個別駆動回路は、ディジタル入力信号を同期信号に同期して増幅した信号を、ｉ番目の前記導波路型光位相変調器領域に出力する駆動回路と、前記同期信号から分岐された信号に対して少なくとも遅延を与えて出力する移相回路と、を少なくとも備え、ｊ（２≦ｊ≦ｍ、ｊは整数）番目の前記個別駆動回路には、（ｊ−１）番目の前記個別駆動回路の前記移相回路から出力された信号が前記同期信号として入力されるものである。

本発明の一態様である光信号の変調方法は、縦続接続されるｍ（２≦ｍ、ｍは整数）個の個別駆動回路のうち、ｉ（１≦ｉ≦ｍ、ｉは整数）番目の前記個別駆動回路により、ディジタル入力信号を同期信号に同期して増幅した信号を生成させ、光変調器の光導波路上に少なくともｍ個形成された導波路型光位相変調器領域のうち、ｉ番目の前記導波路型光位相変調器領域に、前記増幅した信号を駆動回路により出力し、前記同期信号から分岐した信号に対して少なくとも遅延を与えた信号を、移相回路により出力し、ｊ（２≦ｊ≦ｍ、ｊは整数）番目の前記個別駆動回路には、（ｊ−１）番目の前記個別駆動回路の前記移相回路から出力された信号を前記同期信号として入力するものである。

本発明によれば、ディジタル信号を入力するだけで任意の多値光変調信号を発生させることが可能な、小型、広帯域及び低駆動電圧の光変調器モジュールを提供することができる。

実施の形態１にかかるディジタル分割電極構造多値光変調器モジュールの構成図である。 実施の形態１にかかるディジタル分割電極構造多値光変調器モジュールの変形例の構成図である。 実施の形態２にかかるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュールの構成図である。 実施の形態３にかかるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュールの構成図である。 実施例４にかかるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュールの構成図である。 実施の形態４にかかるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュールの構成図である。 実施の形態５にかかるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュールの構成図である。 実施の形態６にかかるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュールの個別駆動回路の構造を示す構造図である。 実施の形態７にかかるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュールの構成図である。 実施の形態７にかかるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュールの変調光信号スペクトルを表したグラフである。 実施の形態７にかかるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュールの変調光信号スペクトルを表したグラフである。 実施の形態７にかかるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュールの変調光信号スペクトルを表したグラフである。 通常の進行波型電極構造を有する光変調器における電極での変調電気信号の減衰を示すグラフである。 通常の進行波型電極構造を伝搬する変調電気信号の減衰定数と実効光変調器長Ｌｅｆｆとの関係を示すグラフである。

実施の形態１
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
図１は、実施の形態１にかかる、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュールである、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１００の構成図である。以下、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１００の構成について説明する。図１に示すように、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１００は、ディジタル分割電極構造光変調器１及び２つの集積回路２ａにより構成される。

ディジタル分割電極構造光変調器１は、２本の単一モードの半導体光導波路１１及び２入力２出力の光合分波器１２を有するＭＺ干渉計構造を有する。図１に示すように、左側から信号光Ｉｎｐｕｔが入力され、右側から出力信号Ｏｕｔｐｕｔとモニタ出力Ｍｏｎｉｔｏｒが出力される。ＭＺ干渉計における１対の遅延経路となる２本の半導体光導波路１１のそれぞれには、ディジタル分割電極構造光位相変調器１３が形成されている。

半導体光導波路１１は、コア層及びコア層を上下から挟み込むクラッド層を有する。半導体光導波路１１では、コア層（図示せず）に電場を印加することにより、あるいは電流を注入することにより、コア層を伝搬する信号光が感じる屈折率を変化させることができる。また、半導体光導波路１１には、ディジタル分割電極構造光変調器１の両劈開端面近傍にて水平テーパ構造スポットサイズ変換器（図示せず）が設けられ、両劈開端面には低反射膜（図示せず）が形成されている。

ディジタル分割電極構造光位相変調器１３は、半導体光導波路１１の微小区間を画すようにｎ個（ｎ＞２、ｎは整数）の導波路型光位相変調器領域１４に分割されている。例えば、ディジタル分割電極構造光位相変調器１３は２のべき乗個、すなわちｎ＝２^ｈ個（ｈ＞２、ｈは整数）の導波路型光位相変調器領域１４に分割できる。図１は、ｈ＝３の場合ついて示している。互いに隣接する導波路型光位相変調器領域１４の間は、例えばヘリウムやチタンなどの導電性を阻止する元素が半導体にイオン注入されることにより、電気的に分離されている。

集積回路２ａは、ｍ（ｍ≦ｎ、ｍは整数）個の個別駆動回路２１及びｍ個の終端器２２により構成される。図１では、ｍ＝（２^ｈ−１）個の場合について示している。個別駆動回路２１は、分岐２３、駆動回路２４及び移相回路２５により構成される回路ブロックである。分岐２３は、入力されたクロック信号ＣＬＫを２分割する１入力２出力の分岐である。

駆動回路２４は、分割されたクロック信号ＣＬＫの一方に同期して、識別したディジタル入力信号Ｄ_１〜Ｄ_７をそれぞれ対応する導波路型光位相変調器領域１４へ出力する。駆動回路２４の出力段は遅延、振幅調整、バイアス調整及び波形整形の機能を有し、これらの機能を外部からの電気信号（図１の信号Ｃ_１〜Ｃ_７）で制御することができる。駆動回路２４のこれらの機能は、例えば図１に示すように、Ｄ−フリップフロップ回路（Ｄ−ＦＦ回路）を応用することで実現可能である。

移相回路２５は、分割されたクロック信号ＣＬＫの他方を、後段の個別駆動回路２１へ出力する。移相回路２５は、同様に、遅延、振幅調整及び波形整形の機能を有し、駆動回路２４と同様に、これらの機能を外部からの電気信号で制御できる。

入力側から数えて１番目の導波路型光位相変調器領域１４には、被変調光信号の位相のオフセットを調整するためのオフセット信号Ｏｆｆｓｅｔが入力される。また、入力側から数えてｉ番目（２≦ｉ≦ｍ＝２^ｈ−１、ｉは自然数）の個別駆動回路２１の信号出力と、（ｉ＋１）番目の導波路型光位相変調器領域１４と、はそれぞれ駆動信号配線３によって接続されている。

入力側から数えて最後段の個別駆動回路２１には、各個別駆動回路２１を伝達されてきたクロック信号を終端する終端器２６が、接地電位との間に接続されている。

駆動信号配線３と共通グラウンド（図示せず）との間には、信号出力の反射による波形歪や帯域劣化を抑えるため、終端器２２が接続されている。なお、終端器２２のインピーダンスは、接続される個別駆動回路２１の出力インピーダンスと整合されている。

光合分波器１２と、光合分波器１２と隣接する導波路型光位相変調器領域１４と、の間を滑らかに繋ぐ半導体光導波路１１ａは、電位Ｖ_ＦＩＸの電位固定手段４に接続されている。これにより、光合分波器１２及び半導体光導波路１１ａは外部定電圧源へ接続され、駆動信号の大小に関わらず一定電位に保たれる。これは、光合分波器１２及び半導体光導波路１１ａに漏れ出した変調信号成分により、光合分波器１２及び半導体光導波路１１ａが光変調へと寄与してしまい、変調周波数応答特性が低周波域で増加する現象を抑えるためである。

次に、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１００の動作について説明する。ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１００に入力されるクロック信号ＣＬＫは、まず分岐２３で２分割される。分割されたクロック信号ＣＬＫの一方は、個別駆動回路２１のクロック信号入力へ導かれる。個別駆動回路２１は、この分割されたクロック信号ＣＬＫに同期して、ディジタル入力信号Ｄ_１〜Ｄ_７を論理識別し、その結果に応じて該導波路型光位相変調器領域１４を駆動する。

また、分割されたクロック信号ＣＬＫの他方は、移相回路２５を介して、次段の個別駆動回路２１へと導かれる。これを繰り返すことにより、（２ｈ−１）個の個別駆動回路２１は、それぞれに接続された導波路型光位相変調器領域１４を順番に駆動することが可能になる。

なお、クロック信号ＣＬＫが移相回路２５を１段通過するのに要する時間が、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１００に入力される被変調光信号が導波路型光位相変調器領域１４を１段通過するのに要する時間と等しくなるように、移相回路２５の遅延が調整される。または、それぞれの駆動信号配線３の遅延時間が一定となるように、駆動回路２４の遅延が調整される。例えば、ｉ番目の個別駆動回路２１における移相回路２５の遅延は、（ｉ−１）番目の導波路型光位相変調器領域１４及びｉ番目の導波路型光位相変調器領域１４のそれぞれの中間点を結ぶ距離を、信号光が通過する時刻の差にほぼ等しくすることにより実現される。これにより、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１００での擬似進行波動作が実現される。よって、位相速度整合とインピーダンス整合という、導波路型光変調器の積層構造設計から見て互いに相反する制約を１つ減らせることとなり、向上した設計自由度を位相速度・インピーダンス整合とは別の設計項目へ振り向けることが可能となる。

本構成では、複数の導波路型光位相変調器領域１４のそれぞれに対して、対応する個別駆動回路２１が設けられている。そのため、特に変調周波数が高くなった際に、既存の光変調器において懸念される、光位相変調器領域の後端へ向かうにつれて変調電気信号の振幅が低下する課題も克服できる。これにより、被変調光信号の減衰がシステム構成上許される範囲内で光変調器領域を多段縦続接続することができるので、進行波型光変調器の実効光変調器長１／α_ｍの制約を越えて光変調器を長尺化できるようになる。

また、分割された光変調器領域１段あたりの光変調度を比較的小さく抑えられるので、駆動電圧の低減を図ることが可能となる。よって、広帯域化との両立が難しく信頼性の面でも課題の多い大振幅の駆動回路が不要となる。これは、個別駆動回路の出力段に用いられるトランジスタの出力電流を比較的小さく抑えることに繋がり、動作速度の向上、駆動信号波形歪の抑制、さらには高信頼化の観点からも有利である。

このように分割された導波路型光位相変調器領域１４の容量が小さく、それぞれ集中定数回路素子（集中定数型光変調器）と見なせ、かつ個別駆動回路２１と導波路型光位相変調器領域１４とを接続する配線が、変調電気信号の周波数における伝搬波長に比べて十分短い場合、終端抵抗の値およびその形成位置そのものの自由度も拡大できる。抵抗値に関しては例えば、周波数帯域の所要が５０ＧＨｚで一方５０Ω終端時のＣＲ積から見積られる周波数帯域がもし１００ＧＨｚという具合に２倍の余裕を持って設定できる場合、終端器の抵抗値を２倍の１００Ωにすると、駆動回路の出力段トランジスタの出力電流を同一とすれば出力電圧振幅を２倍にすることができる。また、駆動電圧を同一に保ったまま駆動電流を１／２に抑えることも可能になる。前者は、出力段トランジスタの動作電流密度を下げて高信頼化に繋がり、後者は出力段トランジスタを小型化して素子容量低減による高速動作に繋がり、動作速度の余裕度をこれらのいずれかに振り向けることも可能である。さらに、終端器でのジュール損失（すなわち発熱）は駆動電流の２乗および抵抗に比例するため、駆動電流の半減で発熱量は１／２に抑えられる。これは、駆動回路を構成する素子にとって信頼性上好ましいことは言うまでもない。また、高周波特性の面では有利だが温度特性への懸念から、通常は見送らざるを得なかった、終端器を駆動ＩＣや光変調器の上に直接形成（いわゆるオンチップ終端）する形態とすることができ、高周波特性改善の点からも有利と考えられる。一方、終端器も実効的に集中定数回路素子のように取り扱えるようになるため、個別駆動回路上や光変調器上あるいはこれらの中間のいずれに終端器を配置しても、この位置が周波数応答特性に与える影響は実用上支障の無い程度に抑えられ、結果として回路構成の観点からモジュール実装形態の自由度を高めることができる。

また、入力側から数えて、例えばｉ番目の導波路型光位相変調器領域１４で光位相変調を行うか否かについては、これに接続されているｉ番目の個別駆動回路２１に入力されるディジタル入力信号Ｄ_ｉにより指定する。この場合、それぞれの導波路型光位相変調器領域１４が同一長であり、それぞれの導波路型光位相変調器領域１４で被変調光信号が受ける移相量も等しいとすると、被変調光信号が受ける全移相量は、ディジタル入力信号Ｄ_ｉにて光位相変調を行うよう指定した導波路型光位相変調器領域１４の個数に比例する。

また、ｋ番目（１≦ｋ≦ｎ、ｋは整数）のディジタル入力信号Ｄｋで、これらのうち２^{（ｋ−１）}個の個別駆動回路２１を同一論理でグループ駆動することにより、（ｎ−１）本のディジタル入力信号により、被変調光信号の全移相量を離散的に指定できる。これにより、ディジタル−アナログ変換器において、アナログ電気信号出力を光の位相に置き換えることに相当する機能を実現することができる。

ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１００のように、上述のディジタル分割電極構造光位相変調器１３が、ＭＺ干渉計の１対の遅延経路のそれぞれに形成される構成では、被変調光信号の複素振幅の組み合わせを２^２ｎ通り指定できる。これによれば、アナログ電気信号を直接印加すること無く、ディジタル信号により多値光変調を実現することが可能である。なお、例えば、図１の入力側から数えて１番目の導波路型光位相変調器領域１４のように、駆動する必要のない導波路型光位相変調器領域１４の電極に別途電圧信号を印加することで、移相量のオフセット調整を行うことが可能である。

なお、このように分割された各電極（光変調器領域）がそれぞれ集中定数回路素子（集中定数型光変調器）と見なせる場合には、一般にその変調周波数帯域の目安はこれら各光変調器領域の容量と終端抵抗の積（ＣＲ積）で与えられる。本発明では、分割数にほぼ反比例してこの容量が減少することから、分割された各光変調器領域は比較的容易に１００ＧＨｚを超える変調周波数帯域を実現できると考えられ、高速動作の観点から有利である。

さらにまた、上述のとおり駆動電圧振幅の低減が図れるので、ＣＭＯＳ−ＩＣ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ― Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）やＳｉＧｅ−ＨＢＴ（Ｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）−ＩＣなどの、低電圧振幅ではあるが量産性・高均一性・高集積性に優れる半導体プロセス技術により駆動回路を製造することが可能となる。よって、高速ではあるものの、駆動電圧が高く、量産性や集積性に劣る既存のＧａＡｓやＩｎＰなどのＩＩＩ−Ｖ族化合物半導体ベースの駆動回路を用いる場合に比べて、小型化・低コスト化・低消費電力化など観点から有利である。また、光源素子を集積して部品点数を削減することにより、さらなる低コスト化に繋げることも可能である。

加えて、本構成により駆動電圧振幅が低減できると、半導体光変調器の基本変調原理であるＦｒａｎｚ−Ｋｅｌｄｙｓｈ効果や量子閉じ込めＳｔａｒｋ効果といった現象が示す、印加電場に対する非線形な（複素）屈折率変化が比較的小さい（より線形な）領域で動作させることが可能になる。これにより、ＬＮベースの光変調器に比べて波長チャーピングが大きく、光ファイバ伝送特性の観点から不利とされる化合物半導体ベースの半導体光変調器素子を用いても、ＬＮベースの光変調器と比べて遜色ない特性を実現できる。

すなわち、本構成によれば、光位相変調器領域を分割してこれらを個別に駆動する手段を設けている。これにより、通常の進行波電極構造において、これを伝搬する変調電気信号が減衰してしまう現象を実効的に抑制することができる。よって、本構成によれば、進行波型光変調器が本質的に抱える、高速光変調時の光変調効率の飽和という課題を解決することができる。

さらに、本構成によれば導波路型光位相変調器領域をｎ個に分割することにより、それぞれの寄生容量もほぼ１／ｎに減少する。これにより、導波路型光位相変調器領域１段あたりの変調周波数帯域が大幅に向上する。よって、高速光変調を行うのに有利である。また、本構成は、分割された各導波路型光位相変調器領域での変調電気信号の損失の問題を事実上無視できる構造である。そのため、上述のとおり光（位相）変調に寄与する位相変調器領域の全長を長くすることが可能である。従って、これに反比例して各導波路型光位相変調器領域が担う１段あたり移相量を得るのに必要な駆動電圧を低減できるので、低電圧駆動を行うのに有利である。

なお、分割電極構造光位相変調器は、これを通過する信号光に対してある離散的な移相をディジタル制御で与える機能を実現できるが、単独では信号光の振幅の絶対値までは制御できない。その場合には、ＭＺ干渉計の１対の遅延経路のそれぞれにこの分割電極構造光位相変調器を組み込んだ分割電極構造ＭＺ多値光変調器とすることで、複素平面上の半径１の円内の任意の複素光振幅を生成可能となる。また、無線通信などで広く用いられているＩ−Ｑ直交変調（Ｉ：Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ， Ｑ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ）を光に対して行うＩ−Ｑ光変調器を構成するにあたっては、この分割電極構造ＭＺ多値光変調器を２個１組用意し、同一の光源から出力された被変調光信号を２分岐してそれぞれをＩチャンネル、Ｑチャンネルの変調電気信号で光変調し、それぞれの変調信号光を互いにπ／４の位相差で合波させれば良い。

また、図２は、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１００の構成転換例であるディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１０１の構成図である。ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１０１は、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１００における集積回路２ａを集積回路２ｂに置き換えたものである。集積回路２ｂは、入力側から数えて１番目の導波路型光位相変調器領域１４にも個別駆動回路２１が接続されている。このディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１０１でも、入力側から数えて１番目の個別駆動回路２１を適宜操作することにより、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１００と同様に、被変調光信号の位相のオフセットを調整することが可能である。

実施例１
実施例１は、実施の形態１にかかるディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１００についての動作検証例である。

本実施例では、ディジタル分割電極構造光変調器１の半導体光導波路１１はＦｅドープＩｎＰ半絶縁性基板（図示せず）上に形成されている。ＦｅドープＩｎＰ半絶縁性基板上には、コア層及びコア層を上下から挟み込むクラッド層が形成されている。コア層は、アンドープＡｌＧａＩｎＡｓ多重量子井戸層（井戸層数１２、井戸層厚１０ｎｍ、障壁層厚８ｎｍ、遷移波長１４００ｎｍ）と、アンドープＡｌＧａＩｎＡｓ多重量子井戸層の上下に形成されたアンドープＩｎＧａＡｓＰ光閉じ込め層（波長組成１３００ｎｍ、厚さ２０ｎｍ）とにより構成され、いわゆる分離閉じ込めヘテロ構造を有する（いずれも図示せず）。また、クラッド層は、ｐ型およびｎ型のＩｎＰからなる。半導体光導波路１１は、アンドープＡｌＧａＩｎＡｓ多重量子井戸層に電場が印加されると、量子閉じ込めＳｔａｒｋ効果を通じて、ここを伝搬する１５５０ｎｍ帯の信号光が感じる（複素）屈折率が変化する性質を有する。光合分波器１２は、半導体光導波路１１と同様の積層構造を有する、２入力２出力のＭＭＩ（Ｍｕｌｔｉ Ｍｏｄｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）合分波器である。

複数個存在する個別駆動回路２１は、ＳｉＧｅ−ＨＢＴプロセスを用いて、まとめて同一半導体基板上にモノリシック集積されており、５０Ｇｂ／ｓを超えるクロック信号ＣＬＫに追従して動作することができる。駆動信号配線３はストリップ線路により構成され、その特性インピーダンスは５０Ωである。終端器２２の抵抗値は、５０Ωである。

それぞれの導波路型光位相変調器領域１４は、直列抵抗５Ω、素子容量は０．０７ｐＦ以下で、単体での周波数応答帯域は５５ＧＨｚであった。なお、駆動する必要のない導波路型光位相変調器領域１４は、その電極に別途電圧信号を印加することにより、移相量のオフセット調整に用いた。それぞれの導波路型光位相変調器領域１４を振幅０．７Ｖｐｐの電気信号で駆動することにより、ＴＥ（Ｔｒａｎｓｖｅｒｓｅ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ）基本モードで入射された波長１５５０ｎｍの被変調光信号に対して、π／１６の位相変化を与えることができた。

さらに、被変調光信号が導波路型光位相変調器領域１４を１段通過するのに要する時間およびクロック信号が個別駆動回路２１を１段通過するのに要する時間が一致するように、移相回路２５の遅延を調整した。これにより、実効的な変調周波数応答帯域が５０ＧＨｚを超える擬似進行波動作を実現した。その結果、本構成により、良好なアイ開口を有する実用的な５０Ｇｂ／ｓ−ＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）光変調特性を実現した。

実施の形態２
次に、実施の形態２にかかるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール２００について説明する。図３は、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール２００の構造図である。図３に示すように、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール２００は、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１００における集積回路２ａを、集積回路２ｃに置き換えたものである。集積回路２ｃは、集積回路２ａと比べて、駆動したい導波路型光位相変調器領域を２^{（ｍ−１）}段ずつ選択できるように、ディジタル入力信号の入力インターフェースが変更されている。

２段目の導波路型光位相変調器領域１４と接続される個別駆動回路のＤ端子には、たとえばオフセット信号Ｏｆｆｓｅｔが入力される。そして、以降の段には、ディジタル入力信号Ｄ_０〜Ｄ_１が入力される。

前述のＯＦＤＭやＱＡＭ、あるいは光ＰＳＫ（ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）変調またはＤＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）や、光ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）変調またはＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）では、被変調光信号に与える移相量を、π／２^{（ｎ−１）}毎に制御できると都合が良い場合がある。このため、分割された導波路型光位相変調器領域１４を、１段分、２段分、４段分、・・２^{（ｎ−１）}段分とグループに区分し、グループごとにまとめて駆動できるように、駆動回路のディジタルデータ入力の前段に、１入力２（ｎ−１）出力のファンアウトが設けられている。その他の構成は、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１００と同様であるので、説明を省略する。

これは、ＭＺ干渉計の一対の遅延経路に組み込まれた１本のディジタル分割電極光位相変調器に注目すると、前述のようにちょうど電子回路におけるディジタル−アナログ変換器のアナログ電気出力を信号光の位相に対応させた場合と同様の動作を実現するものである。

続いて、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール２００の動作について説明する。ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール２００は、ｋ番目のディジタル入力信号Ｄ_ｋで、これらのうち２^{（ｋ−１）}個の個別駆動回路２１を同一論理でグループ駆動することにより、ｋ本のディジタル入力信号で被変調光信号の全移相量を離散的に指定できる。これは、ディジタル−アナログ変換器において、アナログ電気信号出力を光の位相の置き換えたのと同じ働きを実現するものである。

本構成によれば、このグループ駆動の組合せを２進数に置き換える機能を実現することができる。これにより、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール２００を利用する際には、グループ駆動したい導波路型光位相変調器領域１４の具体的な位置と数を意識することなく、π／２^{（ｎ−１）}の移相量の組合せにだけ着目して、ディジタル的に多値光変調を実現することが可能となる。

なお、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール２００は、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１００と同様に、駆動する必要のない導波路型光位相変調器領域１４の電極へ電圧信号を別途印加することにより、移相量のオフセット調整を行うことができる。

実施例２
実施例２は、実施の形態２にかかるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール２００についての動作検証例である。実施例２におけるディジタル分割電極構造光変調器１及び個別駆動回路２１の構成は、前述の実施例１と同様である。

本構成において、２５Ｇｂ／ｓのクロック入力信号に合わせてディジタル分割電極多値光変調器のデータ入力端子２本のそれぞれに、独立な２５Ｇｂ／ｓ−ＮＲＺのディジタル電気信号を入力したところ、波長１５５０ｎｍの信号光に対して位相誤差と振幅誤差が理想的に抑制された、良好な２５ＧＢａｕｄ／ｓ（１Ｂａｕｄ＝２ｂｉｔ相当）の光ＱＰＳＫ変調を実現した。

実施の形態３
次に、実施の形態３にかかるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３００について説明する。図４は、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３００の構造図である。図４に示すように、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３００は、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１００における集積回路２ａを、集積回路２ｄに置き換えたものである。

集積回路２ｄでは、ディジタル分割電極構造光位相変調器１３は、例えば２５６個の導波路型光位相変調器領域１４に分割されている。個別駆動回路２１は、それぞれ演算回路５と接続されている。演算回路５には例えば８本のディジタル入力信号Ｄ_０〜Ｄ_７が入力され、これらに基づく演算結果に応じて、ディジタル分割電極構造光位相変調器１３に設けられた２５６個の導波路型光位相変調器領域１４を駆動するディジタル信号を生成する。その他については、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１００と同様であるので説明を省略する。

続いて、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３００の動作について説明する。ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３００では、演算回路５が、予めプログラムされているパラメータと入力されるディジタル入力信号に基づき、各導波路型光位相変調器領域１４を制御する。ここでいうパラメータとは、例えば、被変調光信号の強度・波長・環境温度依存性やこれらの経時変化、光ファイバの伝送特性の経路・距離依存性（波長分散、偏波分散など）、製造ばらつきによる該導波路型光位相変調器領域の光変調特性、光受信器側の受信感度など、本ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュールモジュールが実際に使用される環境・条件下において光ファイバ伝送特性を左右するこれら物理量の補正係数であるか、様々な多値光変調符号を生成する際の演算アルゴリズムで用いられる各多値光変調方式に固有の係数である。

本構成では、ディジタル処理を行う演算回路５を設けていることにより、アナログ回路を用いることなく、上述のような処理（光信号強度・波長依存性や環境温度依存性、素子の光変調特性ばらつき、およびこれらの経時変化等の補償、あるいは多値光変調符号化の変更）の切り替えができる。すなわち、ハードウェアの変更や調整を伴うことなく、演算回路５へ入力するパラメータをソフトウェア的に書き換えるだけで上述の処理を実現することができる。

従って、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３００を適用した光ファイバ通信システムの製造・出荷時における検査・調整作業の大半を自動化することが可能となる。さらに、通常なら製造検査工程において特性規格外れ等でふるい落とされてしまっていた特性不良品でも、こうした不具合を補償する演算パラメータを予め抽出してファームウェアとして提供することにより、所要を満足する合格品として救済する道を拓くことが可能となる。

また、光変調符号毎に異なる品種の駆動回路（論理演算回路も含む）を用意する必要がない。そのため、１品種で多様な用途に適用することが可能であり、棚卸しコストの大幅な圧縮、品種が絞り込まれることによる量産効果などの、大幅なコスト低減が期待できる。

さらに、実使用時の運用形態変更（光ネットワークの伝送経路や波長の切り替えなど）に伴う最適動作状態への調整（最適な光変調波形を生成するために従来なら必要であった面倒な電圧振幅調整などの作業）にも柔軟かつ効率的に対応ができるので、運用コストの低減も期待できる。

すなわち、本構成によれば、製造・検査・運用までを含む包括的なコスト削減効果を期待することができるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュールやこれを適用した光ファイバ通信システムを実現することが可能である。

なお、量産性や集積性に優れるＣＭＯＳ−ＩＣやＳｉＧｅ−ＨＢＴ−ＩＣでは、動作速度の制約から、１０Ｇｂ／ｓを超えるディジタル入力信号を演算によって高速に生成するような回路の実現は技術的に難しかった。しかし、現在５０Ｇｂ／ｓ級の高速ディジタル信号を扱うディジタル信号処理プロセッサ（以下、ＤＳＰ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）の開発が進められており、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３００が行う演算処理を、１０Ｇｂ／ｓ以上の速度で処理できるＩＣも実現できるレベルにある。従って、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３００は、上述の動作を十分高速に行うことが可能である。

実施例３
実施例３は、実施の形態３にかかるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３００についての動作検証例である。本実施例に係るディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３００は、基幹系光ファイバ通信システムへの実用化が進められつつある（差動）直交位相偏移変調（（Ｄ）ＱＰＳＫ）、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）や直交振幅変調方式（ＱＡＭ）のような多値光変調において、多値光変調（シンボル）に１対１で対応する複素光振幅を、ディジタル入力信号から生成する機能を有するものである。

演算回路５は、８本のディジタル信号入力を備える。演算回路５には、高速ＤＳＰを用いた。この高速ＤＳＰは、ゲート長４５ｎｍのＣＭＯＳプロセスで製造されたものであり、１６ビットデータの積和演算を毎秒５００億回処理できる。また、演算により生成された２５６本のディジタル出力信号を、振幅調整と波形整形も行いながらある一定の遅延をかけて順次２５６本の端子へ出力する機能も有する。導波路型光位相変調器領域１４は、演算回路５が生成した２５６本のディジタル出力信号（０．４Ｖｐｐ）で直接駆動できる。その他については、前述の実施例１と同様であるので、説明を省略する。

本構成において、演算回路５に与える演算パラメータをプログラムで書き換えることにより、ハードウェアの交換やアナログ電子回路の調整等を行うことなく、１００Ｇｂ／ｓ−光ＱＰＳＫ変調、１００Ｇｂ／ｓ−光ＤＱＰＳＫ変調、１００Ｇｂ／ｓ−光ＯＦＤＭ変調及び１００Ｇｂ／ｓ−光ＱＡＭ変調などを自由に行うことができた。

また、ディジタル分割電極構造光位相変調器１３の光変調特性の光強度依存性・波長依存性・動作温度依存性を抽出して、演算回路５へ与える演算パラメータを導出した。これに基づいて、動作条件・環境の変化に応じて演算パラメータを動的に書き換えたところ、２５℃〜８５℃の広い温度範囲にわたって、被変調光信号の光強度依存性や波長依存性が実用上無視できる程度に抑制できた。従って、非温調動作を通じた消費電力低減にも有効であることを確認した。

実施例４
実施例４は、実施の形態３にかかるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュールを、ディジタル分割電極構造半導体直交多値光変調器とＣＭＯＳ−ＩＣにて動作検証したものである。図５は、本実施例に係るディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３０１の構成図である。ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３０１は、図５に示すように、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３００におけるディジタル分割電極構造光変調器１を、ディジタル分割電極構造光変調器６に置き換えた。また、２つの集積回路を、４つの演算回路５に置き換えた。この演算回路５は、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３００と、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３０１と、で共通である。

ディジタル分割電極構造光変調器６には、４つのディジタル分割電極構造光位相変調器１３を設けた。また、その両端には、４出力４入力の光合分波器１５を設けた。ディジタル分割電極構造光位相変調器１３は、実施例３と同様に、２５６個の導波路型光位相変調器領域１４に分割される。

すなわち、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３０１は、被変調光信号に対して多値光変調の基本となる光直交変調（光Ｉ／Ｑ変調）を行うことができる。

このディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３０１により動作検証を行ったところ、実施例３に係るディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３００と同様の機能を実現できた。

なお、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３０１では、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３００と異なり、光直交変調（光Ｉ／Ｑ変調）を行うことができる。これにより、変調信号光の複素振幅の実部および虚部を独立にディジタル入力信号と対応させることができるため、無線通信で培われた多値変調技術の知見を多値光変調へと応用する観点から、有用である。

実施の形態４
次に、実施の形態４にかかるディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール４００について説明する。図６は、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール４００の構造図である。図６に示すように、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール４００は、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１００におけるディジタル分割電極構造光変調器１及び集積回路２ａを、ディジタル分割電極構造光変調器７及び集積回路２ｅに置き換えたものである。

ディジタル分割電極構造光変調器７は、２本の単一モードの半導体光導波路１１及び２入力２出力の光合分波器１２を有するＭＺ干渉計構造を有する。ＭＺ干渉計における１対の遅延経路となる２本の半導体光導波路１１のそれぞれには、ディジタル分割電極構造光位相変調器１６が形成されている。

ディジタル分割電極構造光位相変調器１６は、半導体光導波路１１の微小区間を画すように、ｎ個の導波路型光位相変調器領域Ａ_１〜Ａ_ｎに分割されている。ここで、入力側からｉ番目の導波路型光位相変調器領域Ａ_ｉは、１つ前の（ｉ−１）番目の導波路型光位相変調器領域Ａ_{（ｉ−１）}と比べて、その導波方向における長さは２倍である。つまり、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール４００における導波路型光位相変調器領域は、出力側へ行くにしたがって、その導波方向における長さが、２のべき乗倍で増加する。なお、図１は、ｎ＝４の場合ついて示している。

集積回路２ｅは、例えば（ｎ−１）個の個別駆動回路２１及び（ｎ−１）個の終端器２２により構成される。図１では、ｎ＝４なので、個別駆動回路２１及び終端器２２は３個ずつ設けられている。その他の構成は、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１００と同様であるので、説明を省略する。

続いて、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール４００の動作について説明する。ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール４００は、導波路型光位相変調器の導波方向における長さを、ある単位長さの２のべき乗倍とすることによって、図３に示すディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール２００のデータ入力段にファンアウトを設けることにより、２のべき乗個の個別駆動回路（導波路型光位相変調器領域）を同一データで駆動していたのと、同様の動作を行うことができる。

よって、被変調光信号が受ける総移相量を、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール２００と同一に維持しつつ、個別駆動回路２１及び駆動信号配線の設置数を、２^ｍ個からｍ個に削減することができる。

本構成においては、個々の導波路型光位相変調器領域の光変調周波数帯域はそれぞれの長さに依存することが考えられるため、各導波路型光位相変調器領域を透過する間に被変調光信号が受ける移相の周波数特性にも長さ依存性が現れることが予想される。そうした場合、この長さ依存性を補償するために個別駆動回路毎に周波数特性を最適調整する回路上の工夫が必要な場合も生じ得る。また、導波路型光位相変調器領域の長さの上限も変調電気信号の変調速度で制約される。

こうした理由から、本実施の形態の構成は、非変調光信号へ与えるべき総移相量の状態数が少ない（例えば０°、９０°１８０°、２７０°の４値だけなど）場合や、微細化が進むことによって個別駆動回路の面積に比べて無視できなった電極パッド面積を、その数を減らすことで集積回路のチップサイズを抑え低価格化を図りたい場合、また１シンボルあたりの多重度（帯域利用効率）が高くそれゆえ光変調速度自体を比較的抑えやすい光ＯＦＤＭや光ＱＡＭなどの多値光変調信号を生成したい場合などに有効である。

本構成によれば、アナログ量、つまり電圧振幅が一定ではない駆動信号を印加することなく、各導波路型光位相変調器領域に一定振幅のディジタル駆動信号を印加するだけで、導波路型光位相変調器領域毎に２のベキ乗倍の移相を入力信号光に与えることが可能となる。信号光の複素振幅は重ね合わせの原理に従うため、多値光変調に必要な光信号の全移相は、各導波路型光位相変調器領域を構成する光導波路に単に被変調光信号を通過させるだけで、光領域で簡単に加算して行くことが可能である。その際、ディジタル駆動信号を印加する導波路型光位相変調器領域を適宜選択する手段が設けられていれば、必要となる全移相を外部からプログラムしているのと同じ働きを実現できる。

このように、アナログ電気信号を出力する代わりにディジタル電気信号だけを出力する同一の駆動回路を複数集積したり、かつこの駆動回路からディジタル電気信号を出力する／しないという選択をプログラムしたり、これら駆動回路がディジタル電気信号を出力するタイミングを一定の同期信号に従って制御したりする回路は、上述のＣＭＯＳやＳｉＧｅ−ＨＢＴプロセスを応用したＩＣとの親和性も極めて高い。そのため、駆動回路そのものの小型・低電力化・低コスト化、さらには多機能化も期待できる。

こうした特徴を活かして、例えば光変調器モジュールの固有の温度特性や、変調光波形調整、光変調特性の波長依存性の補正、誤り訂正符号の付加、光変調器素子自体の製造ばらつきを、演算で静的・動的に補正することも可能になる。これにより、素子の歩留まり改善や最適駆動条件の調整作業の自動化、実使用下での特性調整、機能のアップグレードなどがプログラム変更一つで容易に実現できることに繋がり、コスト低減や可拡張性の観点からも有利である。

実施例５
実施例５は、実施の形態４にかかるディジタル分割電極構造多値光変調器モジュールを、ディジタル分割電極構造半導体多値光変調器とＣＭＯＳ−ＩＣにて動作検証したものである。実施例５では、図６に示すディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール４００において、ディジタル分割電極構造半導体多値光変調器の導波路型光移相変調器領域の長さを、入力側からそれぞれ１００μｍ、２００μ、４００μｍと、単位長さ１００μｍの２のべき乗倍の長さの組み合わせとしたものである。これにより、実施例１または実施例２と比較して、個別駆動回路２１の数を７個から３個へ削減できた。よって、駆動信号配線３の数と終端器２２の数も、同様に７個から３個へ削減できた。そのため、実施例２におけるような、各個別駆動回路のデータ入力前段に設けられていたファンアウトは省くことができた。また、積層構造については、多重量子井戸構造の波長組成を変えることにより、遷移波長を１４３０ｎｍとした。これらの工夫により、集積回路２ｅのチップサイズは、実施例２の集積回路２ｃと比べて１／２に抑えることができた。

本実施例では、多重量子井戸層の波長組成を１４３０ｎｍとして、実施例２に係る１５５０ｎｍよりも長波に設定した。これにより、印加電圧に対して波長１５５０ｎｍの信号光が感じる屈折率変化の割合を、実施例２のそれに比べて２倍とした。よって、実施例２にかかるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール２００において実現可能な変調特性と、同一の変調特性を実現できた。

実施の形態５
次に、実施の形態５にかかるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール５００について説明する。図７は、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール５００の構造図である。図７に示すように、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール５００は、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１００における集積回路２ａを、集積回路２ｆに置き換えたものである。その他の構成は、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１００と同様であるので説明を省略する。

集積回路２ｆは、集積回路２ａにおける移相回路２５を、１本の伝送線路２７で置き換えた構成を有する。集積回路２ｆのその他の構成は、集積回路２ａと同様であるので、説明を省略する。

続いて、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール５００の動作について説明する。例えば、ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１００において、互いに隣接する個別駆動回路２１間の遅延時間を規定している移相回路２５に能動素子を用いた場合、遅延時間を電気的に可変調整できる利点がある。一方、この遅延時間に、製造プロセス等に起因した製造ロット間ばらつきや基板面内ばらつきが現れる恐れがある。また、遅延時間に温度依存性が現れる恐れもある。その結果、光変調特性へ悪影響を及ぼすことが懸念される。

一方、本構成では、単純な伝送線路２７を用いているので、移相回路に能動素子を含まない構成を有している。この場合、遅延時間は、伝送線路２７の長さを同期信号の伝搬速度で除した値となる。本構成では、この伝送線路自体の伝搬速度（遅延時間）を電気的に制御することはできないものの、伝搬速度（遅延時間）の動作温度依存性および製造プロセスに起因したばらつきの影響を、両方共に実用上無視できる程度に抑えられることが期待できる。伝送線路２７での伝搬速度は、その断面構造にも依存するが概ね１０ｆｓｅｃ／μｍであり、遅延時間はこの伝送線路の長さに比例する。このため、伝送線路２７の長さを０．１μｍ精度でレイアウト設計すれば、遅延時間のばらつきを約１ｆｓｅｃに収めることができる。これは、能動回路の動作速度のばらつきに比べて約２桁小さく、実用上無視できる程度に小さい。

実際の構成は、（Ｎ−１）個縦続接続された伝送線路間に分岐回路を挿入した構成としてもよい。また、分岐回路の設計が容易にするため、（Ｎ−１）個の伝送線路の全てを、継ぎ目の無いように１本に繋げる。そして、ある間隔毎に高入力インピーダンスのバッファ回路をシャント接続して、同期信号（クロック信号）を取り出す構成としても良い。なお、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール５００の基本動作は、前述のディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール１００のそれと基本的に同一であるので、説明を省略する。

なお、本構成では移相回路（伝送線路２７）の遅延時間を電気的に制御することは出来ないが、こうした制御機能が備わっている方が実用的であることは言うまでもない。この制御機能は、個別駆動回路２１に与える同期信号（クロック信号）の位相を変化させることにより比較的容易に実現できる。そのためには、変調電気信号の同期信号（クロック信号）の位相に対して遅延時間のずれ幅に比例した位相だけ異なる、各個別駆動回路２１専用のクロック信号を別途生成する必要がある。その手段としては、例えば位相補間回路（Ｐｈａｓｅ Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｏｒ）を応用して電圧可変位相シフタを構成し、クロック信号の位相を電気的に制御すれば良い。こうした位相補間回路は、駆動回路と同一半導体基板上へモノリシック集積が可能なことは言うまでもない。

実施例６
実施例６は、実施の形態５にかかるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュールを、ディジタル分割電極構造半導体多値光変調器とＣＭＯＳ−ＩＣにて動作検証したものである。実施例６では、図７に示すディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール５００において、移相回路（伝送線路２７）がＣＭＯＳ−ＩＣ上にモノリシック集積されたマイクロストリップ線路で構成されている。なお、移相回路を成す伝送線路としては、マイクロストリップ線路以外にも、コプレーナ導波路等のマイクロ波回路で広く用いられている伝送線路であれば適用可能である。伝送線路２７には、それぞれの個別駆動回路２１に適切な遅延時間でクロック信号を与えられるよう、入力端から伝送線路２７へ励振されたクロック信号がこの遅延時間に到着する位置に、高入力インピーダンスのバッファ回路２９がシャント接続されている。なお、このバッファ回路２９には、電圧可変位相補間器（図示せず）が内蔵されており、この移相量を電気的に制御できる。

本実施例では、移相回路（伝送線路２７）の遅延時間の温度依存性を、０℃〜８５℃と広い温度範囲にわたって、±０．０５％以内と実用上無視できる程度に小さく抑えることができた。また、動作温度に応じて導波路型光位相変調器領域１４の光変調特性が示す温度特性を補償するために、ディジタル分割電極構造半導体多値光変調器の直近の温度を監視して、その駆動電圧振幅ならびにバイアス電圧を適切に制御した。これにより、実施例２にかかるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール２００において実現可能な変調特性と同等の変調特性を、０℃〜８５℃と広い温度範囲にわたって実現できた。

実施の形態６
次に、実施の形態６にかかるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール６００について説明する。図８は、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール５００の個別駆動回路２１の構造を示す構造図である。この個別駆動回路２１は、図８に示すように、出力段がｍ（ｍは、３以上の整数）個の微小駆動回路ＦＦ１〜ＦＦｍに分割され、微小駆動回路ＦＦ１〜ＦＦｍの出力電圧振幅を合成（加算）できる構成を有する。これにより、見かけ上、個別駆動回路２１の変調電圧振幅を多値化することができる。

個別駆動回路２１は、伝送線路２７に接続されたｍ個の微小駆動回路ＦＦ１〜ＦＦｍと、加算回路２８と、を有する。

それぞれの微小駆動回路ＦＦ１〜ＦＦｍは、クロック信号ＣＬＫ及びディジタル入力信号ｄ１〜ｄｍに応じて、加算回路２８へ出力信号を出力する。

加算回路２８は、トランジスタＱａ１〜Ｑａｍ、トランジスタＱｂ１〜Ｑｂｍ、抵抗Ｒ１〜Ｒ４及び電流源Ｉ１〜Ｉｍを有する。トランジスタＱａ１〜Ｑａｍのドレインは、出力端子ＯＵＴと接続される。トランジスタＱｂ１〜Ｑｂｍのドレインは、抵抗Ｒ１及びＲ３を介して、グランドと接続される。トランジスタＱａｑ（ｑは、１≦ｑ≦ｍの整数）のゲートは、微小駆動回路ＦＦｑの一方の出力と接続される。トランジスタＱｂｑのゲートは、微小駆動回路ＦＦｑの他方の出力と接続される。トランジスタＱａｑ及びトランジスタＱｂｑのソースは、電流源Ｉｑを介して、グランドと接続される。また、抵抗Ｒ２及びＲ４は、出力端子ＯＵＴとグランドとの間に接続される。

続いて、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール６００の動作について説明する。基本動作については、個別駆動回路２１が変調電圧振幅を２値ではなく多値で出力できることを除けば、前述のディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール５００のそれと基本的に同一である。そのため、ディジタル分割電極構造多値光変調器そのものの説明は省略する。

ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール５００の場合、光変調信号の多値度や多重度を上げるためには、縦続接続された導波路型光位相変調器領域１４の数（分割数）を増やし、多値光変調レベル（変調光信号の振幅および位相）の状態数を増やせば良い。しかし、その分割数の上限は、この光変調器および駆動回路を成すＩＣのサイズやその電極パッドサイズによって制約される。例えば、このＩＣの一辺の長さを５ｍｍ、電極パッドの周期を１００μｍと仮定した場合、ＩＣの一辺に配置できる電極パッドの数は５０個未満となる。また、個別駆動回路２１の駆動信号出力用電極パッドの間に適度な数の電源用電極パッドを配置する必要もあるため、導波路型光位相変調器領域１４の駆動用に割り当てられる実用的な電極数の上限は３０個程度にまで制約される。電極パッドをＩＣ外周に沿って複数配列すれば、個別駆動回路の駆動信号出力用に割り当てられる電極パッド数を増やすこと自体は可能であるが、回路や電極配線のレイアウトの観点から実用的な範囲は２〜４列程度までと考えられる。結果として、導波路型光位相変調器領域１４の数（分割数）は６４〜１２８程度に止まると見積もられる。将来、光ＯＦＤＭなどの多重光変調方式が本格的に実用化されるにあたっては、これより多い状態数を実現できることが望ましい。しかしながら、導波路型光位相変調器領域１４の数（分割数）だけでは、こうした可拡張性の所要を満たすことが難しいと懸念される。

一方、本構成によれば、個別駆動回路２１の駆動信号の出力電圧振幅を、２値ではなくｍ値に設定できる。この場合、変調光信号の多値度（多重度）は、この出力電圧振幅の多値度ｍと導波路型光位相変調器領域１４の数（分割数）Ｎとの積で与えられる。これにより、個別駆動回路２１の駆動信号出力用として割り当てられる現実的な電極パッド数の上限を超える多値度（多重度）を有する多値（多重）光変調も可能となる。

出力電圧振幅の多値化手段としては、例えば、電流モードロジック回路（ＣＭＬ）を基本としてｍ個の定電流源を並列接続し、ｊ番目の定電流源（１≦ｊ≦ｍ、ｊは自然数）をｊ番目の微小駆動回路の出力でオン／オフ制御する電流スイッチ回路などを利用できる。その場合、個別駆動回路２１の出力端子ＯＵＴに現れる電圧振幅は、（終端抵抗）×（並列接続されたオン状態の定電流源の電流和）で与えられる。ｍ個の定電流源の振幅を全て同一とした構成は、出力電圧振幅の多値度は（ｍ＋１）値に止まるが、上述の電流スイッチ回路の周波数応答特性を均一に保ちやすいことから高速動作には有利と考えられる。

一方、ｍ個の定電流源の電流振幅を、ある単位電流の２のベキ乗倍に設定して、電流加算型Ｄ／Ａコンバータとしても機能させれば、２のｍ乗の多値度の出力電圧振幅が得られる。これは、回路規模を抑える上で有利であるが、最高動作周波数は電流振幅が、最大の定電流源が接続された経路をオン／オフする電流スイッチ回路の周波数応答特性に律速される。ただし、個別駆動回路２１の出力電圧振幅の多値度が２のｍ乗倍になれば、実際の変調速度は２値ディジタル変調の場合に比べて１／（ｍ−１）に低減できる。そのため、上述の周波数応答特性の律速の課題は実用上支障とはならないと考えられる。なお、定電流源の振幅は製造プロセスに起因して若干ばらつく可能性もある。その対策としては、定電流源の振幅設定を電気的に微調整できる機能を設ければ良い。また、その手段として、全ての定電流源の振幅微調整端子にＤ／Ａコンバータをそれぞれ接続し、ディジタル信号によってその制御信号をプログラム設定できるようにすればよい。これにより、製造プロセスに起因した定電流源の振幅ばらつきや素子の経時劣化にも対応できて実用的である。

実施例７
実施例７は、実施の形態６にかかるディジタル分割電極構造多値光変調器モジュールを、ディジタル分割電極構造半導体多値光変調器とＣＭＯＳ−ＩＣにて動作検証したものである。実施例７では、各個別駆動回路２１のＤ−フリップフロップ回路の出力に、７個の定電流源および７個の電流スイッチ回路を接続されている。また、これら７個の定電流源にはそれぞれ独立の振幅設定用Ｄ／Ａコンバータ（図示せず）が接続され、外部からのディジタル信号で制御できる機能を備える。

本実施例では、７個の定電流源の振幅を全て１．６ｍＡに設定した場合、個別駆動回路の出力電圧振幅の多値度は７＋１＝８値で、その最大値は１．６ｍＡ×７×５０Ω＝５６０ｍＶである。また、多値光変調信号の多値度は、個別駆動回路２１の出力電圧振幅の多値度（７＋１＝８値）と導波路型光位相変調器領域１４の段数（２５５段）の積（＝２，０４０レベル）となる。また、７個の定電流源の振幅を、０．１ｍＡ、０．２ｍＡ・・・６．４ｍＡと２のべき乗倍の関係に設定した場合、個別駆動回路２１の出力電圧振幅の多値度は２^７＝１２８値で、その最大値は１２．７ｍＡ×５０Ω＝６３５ｍＶである。同様に、多値光変調信号の多値度は、個別駆動回路２１の出力電圧振幅の多値度（２７＝１２８値）と導波路型光位相変調器領域１４の段数（２５５段）の積（＝３２，６４０レベル）となる。本構成により、理想的な１６光変調動作を実現できた。なお、この個別駆動回路２１の構成は、光直交変調方式向けのディジタル分割電極多値光変調器へ応用できることは言うまでもない。

実施の形態７
次に、実施の形態７にかかるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール７００について説明する。図９は、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール７００の構造を示す構造図である。ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール７００は、実施例４にかかるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３０１のディジタル分割電極構造光変調器６を、ディジタル分割電極構造光変調器６ｂに置き換えた構成を有する。ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール７００のその他の構成は、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３０１と同様であるので、説明を省略する。

ディジタル分割電極構造光変調器６ｂは、ディジタル分割電極構造光変調器６における４入力４出力の光合分波器１５を、２入力２出力の光合分波器１７を３個組み合わせて実現したものである。また、出力側の光合分波器１７のうち、Ｉチャンネル〜Ｑチャンネルの変調光信号を合成する直前の光導波路部分に、光移相手段１８が配置される。また、光移相手段１８は、制御電極Ｖ９０と接続される。また、変調光信号の出力のスペクトルを監視する機構（図示せず）を設けている。その他の構成は、ディジタル分割電極構造光変調器６と同様であるので、説明を省略する。

また、図１０Ａ〜Ｃは、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール７００の変調光信号スペクトルを表したグラフである。図１０Ａは、Ｉチャンネルの変調光信号スペクトルである。図１０ＢｂはＱチャンネルの変調光信号スペクトルである。図１０Ｃは、Ｉ／Ｑチャンネル合成後の変調光信号スペクトルである。

続いて、ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール７００の動作について説明する。光変調の基本動作については、光変調動作を監視して最適な状態に制御するための工夫を施したことを除けば、前述のディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３０１の同一である。多値（多重）光変調を実現するにあたっては、前述のように無線通信において実用化が先行している、直交変調方式（Ｉ／Ｑ変調方式）を応用することが期待される。

一般に、直交変調方式では、ある周波数（波長）の被変調信号（キャリア信号）をＩチャンネル、Ｑチャンネルの２系統に分岐してそれぞれを独立な外部信号で変調し、これらを互いに９０度位相をずらして（直交させて）合波する。その際、互いに直交したＩチャンネル／Ｑチャンネルの変調信号を受信端にて理想的に分離するためには、Ｉチャンネル／Ｑチャンネル間の直交性が保たれていることが極めて重要である。本構成のディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュールでは、Ｉ／Ｑチャンネルを駆動するそれぞれの変調電気信号のスペクトル成分より低い周波数ｆＩ、ｆＱ（ｆＩ≠ｆＱ）を、それぞれＩ／Ｑチャンネルの光変調信号スペクトル成分に独立に重畳する機能を備える。その手段としては、変調データを予めディジタル処理して、周波数ｆＩ、ｆＱの光変調スペクトル成分が現れるように変調データを加工（プリコーディング）してもよい。または、複数ある導波路型光位相変調器領域１４の少なくとも１つあるいはＭＺ干渉計の２本の経路間の位相差調整用の光位相変調器領域１４を周波数ｆＩ、ｆＱの電気信号で直接駆動しても良い。

本構成では、Ｉチャンネル／Ｑチャンネルそれぞれのディジタル分割多値光変調器の変調光信号出力を独立に取り出すことができる（図９のＭｏｎｉｔｏｒ Ｉ及びＭｏｎｉｔｏｒ Ｑ）。本構成では、これらに含まれるそれぞれ周波数ｆＩ、ｆＱの低周波重畳成分の振幅が最大となるように、それぞれＩチャンネル及びＱチャンネルの変調電圧振幅ならびにバイアス電圧を最適制御する。これにより、Ｉチャンネル／Ｑチャンネルそれぞれのディジタル分割多値光変調器に、理想的なプッシュ＝プル動作をさせることが可能である。

このようにして、周波数ｆＩ、ｆＱ（ｆＩ≠ｆＱ）の光変調信号成分を予め重畳させておくと、Ｉ／Ｑチャンネルをある位相関係で合波した後の変調光信号スペクトルには、ｆＩ、ｆＱに加え、これらの和周波成分ｆＩ+ｆＱ、差周波成分ｆＩ−ｆＱの４つの周波数成分が現れる。Ｉチャンネル／Ｑチャンネル間で理想的な直交状態が保たれるよう、これらを合波する際の互いの位相関係を最適制御した場合には、これら和周波成分ｆＩ+ｆＱおよび差周波成分ｆＩ−ｆＱは完全消失する。このため、Ｉチャンネル／Ｑチャンネル間の直交性を理想的に保つためには、少なくとも和周波成分ｆＩ+ｆＱおよび差周波成分ｆＩ−ｆＱの少なくとも一方のスペクトル成分を監視して、これが極小となるように制御電極Ｖ９０へ印加する電気信号を制御して、光移相手段１８における移相量へフィードバックすれば良い。なお、この原理自体は、単に光直交変調方式（光Ｉ／Ｑ変調方式）のみならず、同一波長で直線偏光の２つの異なる変調光信号をそれぞれの偏光を互いに直交させて合波させる方式（光偏波合成、偏光合成）において、互いの偏光間の直交状態を監視・制御する手段へも応用可能である。

実施例８
実施例８は、実施の形態７にかかるディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール７００を、２系統のディジタル分割電極構造半導体多値光変調器（Ｉチャネル用、Ｑチャネル用）と光移相器、光合分波器からなる光直交変調器、ならびにＣＭＯＳ−ＩＣにて動作検証したものである。実施例８では、Ｉチャンネル／Ｑチャンネルそれぞれに与える３２Ｇｂ／ｓの変調データを、ディジタル信号処理によってそれぞれ２ｋＨｚ，３ｋＨｚの変調成分が重畳されるようにプリコーディングした。Ｉチャンネル／Ｑチャンネルそれぞれの変調光信号は互いに９０度の位相差を設けるための光移相器を介して２入力２出力の光合波器で合成される。ここから出力される２本の変調光出力信号のうち、一方はモジュール外部へ光ファイバ（図示せず）を介して出力される。もう一方は、変調光信号の光強度ならびにＩ／Ｑ両チャンネル間の直交状態を監視するため、受光手段（図示せず）へ接続されている。この受光手段は、光信号を電気信号変換し、上述の２ｋＨｚ、３ｋＨｚの低周波重畳成分の差周波（１ｋＨｚ）成分を抽出する帯域通過フィルタを備えている。なお、この帯域通過フィルタは、アナログ電気回路で構成しても良いし、ディジタルフィルタでも良い。この差周波成分が極小となるように光移相器へ印加する電圧を制御することにより、Ｉ／Ｑ両チャンネル間の位相差を９０±０．１度以内と、両チャンネル間の干渉が実用上無視できる程度の理想的な直交状態を保つことができた。なお、変調光信号成分に含まれる５ｋＨｚの和周波成分を監視対象としても、基本的に全く同じ制御を実現できることは言うまでもない。また、例えば本ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュールを２台用いて２偏波直交合成を行うにあたっては、２台目のディジタル分割電極構造多値光変調器モジュールのＩチャンネル／Ｑチャンネルに重畳する低周波成分の周波数をたとえば６ｋＨｚ、１０ｋＨｚとすればよい。これにより、差周波が４ｋＨｚ、和周波が１６ｋＨｚとなって、１台目と２台目の全低周波成分が互いに重複しなくなる。そのため、１台目と２台目それぞれのＩ／Ｑ直交状態の監視が容易になる。

その他の実施の形態
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、導波路型光位相変調器の設置数は、上記実施の形態及び実施例に限定されるものでなく、任意の数とすることができる。

例えば、駆動信号配線３は、ストリップ線路の他にも金（Ａｕ）バンプを用いてＩＣ上に直接実装してもよい。個別駆動回路及び演算回路等の各回路ブロックは、同一半導体基板上にモノリシック集積されてもよい。

本発明では、導波路型光位相変調器領域を駆動する電圧振幅を、分割数を増やして低く抑えることが可能なため、無反射終端器を個別駆動回路とともに同一の半導体基板上に形成してもよい。さらに、本発明は化合物半導体に限らず、シリコン（Ｓｉ）光導波路をベースとして作製されてもよい。さらにその場合には、駆動回路と光変調器を同一半導体基板上にモノリシック集積しても良い。同様に、本発明は前述のＬＮに代表されるＰｏｃｋｅｌｓ効果あるいはさらに高次の電気光学効果を有する電気光学結晶や有機化合物などをベースとして作製された導波路型多値光変調器に対しても適用可能である。なお、その場合には、印加電圧振幅に対する屈折率変化が上述の半導体に比べてより大きい場合にメリットがある。

また、図４のディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３００では、オフセット信号Ｏｆｆｓｅｔが入力される端子を外部へと引き出した構成について記載しているが、演算回路５から、Ｄ／Ａコンバータを介して最適な電圧を印加できるようにしても良い。

さらに、実施例４のディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール３０１における一対の光合分波器１５は、より内部残留反射の抑制効果が期待される５入力５出力の合分波器に置き換えてもよい。但し、この場合には、入出力各５本の端子のそれぞれ中央の端子計２箇所を無反射終端することが必要である。

実施の形態４では、入力側から順に導波路型光位相変調器領域の長さは２のべき乗倍を増加させているが、各導波路型光位相変調器領域の長さがそれぞれ異なり、かつ、ある単位長さの２のべき乗倍であれば、任意の順序で配置してもよい。

以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

この出願は、２００９年１０月９日に出願された日本出願特願２００９−２３５０１４を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

本発明にかかる光変調器モジュール及び光信号の変調方法は、波長多重光ファイバ通信システム向け光送信機に提供することができる。

１、６、６ｂ、７ ディジタル分割電極構造光変調器
２ａ〜２ｆ 集積回路
３ 駆動信号配線
４ 電位固定手段
５ 演算回路
１１、１１ａ 半導体光導波路
１２、１５、１７ 光合分波器
１３、１６ ディジタル分割電極構造光位相変調器
１４ 導波路型光位相変調器領域
１８ 光位相回路
２１ 個別駆動回路
２２、２６ 終端器
２３ 分岐
２４ 駆動回路
２５ 移相回路
２７ 伝送線路
２８ 加算回路
２９ バッファ
１００、１０１、４００ ディジタル分割電極構造多値光変調器モジュール
２００、３００、３０１、４００、５００、６００、７００ ディジタル分割電極構造プログラマブル多値光変調器モジュール
Ａ_ｉ 導波路型光位相変調器領域
ＣＬＫ クロック信号
ＦＦ１〜ＦＦｍ 微小駆動回路
Ｉ１〜Ｉｍ 電流源
Ｑａ１〜Ｑａｍ、Ｑｂ１〜Ｑｂｍ トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗

Claims (26)

1. 入力される光信号を変調する光変調器と、
   縦続接続されるｍ（２≦ｍ、ｍは整数）個の個別駆動回路と、を少なくとも備え、
   前記光変調器は、
   前記光信号を導波させる光導波路と、
   前記光導波路上に並んで配置される、少なくともｍ個の導波路型光位相変調器領域と、を少なくとも備え、
   ｉ（１≦ｉ≦ｍ、ｉは整数）番目の前記個別駆動回路は、
   同期信号に同期して波形整形したディジタル入力信号を、ｉ番目の前記導波路型光位相変調器領域に出力する駆動回路と、
   前記同期信号から分岐された信号に対して少なくとも遅延を与えて出力する移相回路と、を少なくとも備え、
   ｊ（２≦ｊ≦ｍ、ｊは整数）番目の前記個別駆動回路には、（ｊ−１）番目の前記個別駆動回路の前記移相回路から出力された信号が前記同期信号として入力される、
   光変調器モジュール。
2. 前記移相回路は、
   前記同期信号から分岐された前記信号に対して振幅調整及び波形整形を更に行う、
   請求項１に記載の光変調器モジュール。
3. 前記導波路型光位相変調器領域と前記個別駆動回路とを接続するｍ本の駆動信号配線と、
   接地電位と前記ｍ本の駆動信号配線のそれぞれとの間に接続されたｍ個の第１の終端器と、をさらに備える、
   請求項１又は２に記載の光変調器モジュール。
4. 前記ｍ個の個別駆動回路は、同一半導体基板上にモノリシック集積される、
   請求項１乃至３のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。
5. 前記ｍ個の個別駆動回路及び前記ｍ個の第１の終端器は、同一半導体基板上にモノリシック集積される、
   請求項３に記載の光変調器モジュール。
6. 前記光変調器及び前記ｍ個の第１の終端器は、同一半導体基板上にモノリシック集積される、
   請求項３に記載の光変調器モジュール。
7. ｍ番目の前記個別駆動回路の前記移相回路の出力と接地電位との間に接続された第２の終端器をさらに備える、
   請求項１乃至６のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。
8. 前記導波路型光位相変調器領域の長さはそれぞれ同一である、
   請求項１乃至７のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。
9. １本のディジタル信号を複製することにより２^ｋ（１≦ｋ≦ｍ、ｋは整数）本の前記ディジタル入力信号が生成され、
   前記２^ｋ本のディジタル入力信号が、２^ｋ個の前記導波路型光位相変調器領域にそれぞれ入力される、
   請求項１乃至８のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。
10. ｉ番目の前記導波路型光位相変調器領域の長さは、ある単位長さの２^ｉ倍である、
    請求項１乃至９のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。
11. 前記導波路型光位相変調器領域の長さはそれぞれ異なり、かつ、ある単位長さの２のべき乗倍である、
    請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。
12. 前記導波路型光位相変調器領域のそれぞれには、同一の振幅を有する駆動電圧が印加される、
    請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。
13. 前記移相回路は、前記同期信号から分岐された信号に対して、外部から入力される電気信号により制御される遅延を与える、
    請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。
14. ｉ番目の前記個別駆動回路における移相回路の遅延は、（ｉ−１）番目の導波路型光位相変調器領域及びｉ番目の導波路型光位相変調器領域のそれぞれの中間点を結ぶ距離を信号光が通過する時刻の差にほぼ等しい、
    請求項１乃至１３のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。
15. 前記導波路型光位相変調器領域は、半導体のフランツ＝ケルディッシュ効果（Ｆｒａｎｚ＝Ｋｅｌｄｙｓｈ ｅｆｆｅｃｔ）、量子閉じ込めシュタルク効果（ｑｕａｎｔｕｍ ｃｏｎｆｉｎｅｄ Ｓｔａｒｋ ｅｆｆｅｃｔ）又は電気光学結晶のポッケルス効果（Ｐｏｃｋｅｌｓ ｅｆｆｅｃｔ）を応用したものである、
    請求項１乃至１４のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。
16. 前記導波路型光位相変調器領域は、ｆ入力ｇ出力（ｆ、ｇは２以上の整数）光分波器とｇ入力ｆ出力光合波器とを光学的に接続するｇ本の前記光導波路に設けられる、
    請求項１乃至１５のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。
17. 前記ｆ入力ｇ出力光分波器及び前記ｇ入力ｆ出力光分波器と、前記ｆ入力ｇ出力光分波器及び前記ｇ入力ｆ出力光分波器とに隣接する前記導波路型光位相変調器領域と、を光学的に結合する結合手段に接続された電位固定手段をさらに備える、
    請求項１６に記載の光変調器モジュール。
18. 前記ｆ入力ｇ出力光分波器は、２入力２出力の光分波器であり、
    前記ｇ入力ｆ出力光合波器は、２入力２出力の第１の光合波器であり、
    前記２入力２出力の光分波器、前記第１の光合波器、及び前記２入力２出力の光分波器と前記第１の光合波器との間の２本の前記光導波路は、マッハツェンダ型干渉計を構成する、
    請求項１６又は１７に記載の光変調器モジュール。
19. 並列配置された第１のマッハツェンダ型干渉計及び第２のマッハツェンダ型干渉計の２つの前記マッハツェンダ型干渉計と、
    一方の入力が第１のマッハツェンダ型干渉計のＱチャンネル出力と光学的に接続され、他方の入力が第２のマッハツェンダ型干渉計のＩチャンネル出力と光接続された、２入力２出力の第２の光合波器と、
    第１のマッハツェンダ型干渉計のＱチャンネル出力又は第２のマッハツェンダ型干渉計のＩチャンネル出力と、前記第２の光合波器の入力と、の間に挿入された電位固定手段と、をさらに備える、
    請求項１８に記載の光変調器モジュール。
20. 第１のマッハツェンダ型干渉計のＱチャンネル出力から出力される第１の光信号に、当該第１の光信号よりも低い周波数成分ｆＩを重畳する手段と、
    第２のマッハツェンダ型干渉計のＩチャンネル出力から出力される第２の光信号に、当該第２の光信号よりも低い周波数成分ｆＱを重畳する手段と、
    前記第２の光合波器からの出力光信号から、周波数ｆＩ、ｆＱ、ｆＩ＋ｆＱ及びｆＩ−ｆＱの低周波変調成分を抽出する手段と、
    抽出されたｆＩ＋ｆＱ又はｆＩ−ｆＱの低周波変調成分が最小となるように、前記第１の光信号と前記第２の光信号との間の位相差を制御する手段と、をさらに備える、
    請求項１９に記載の光変調器モジュール。
21. 設定された演算パラメータに応じて、ｐ本（２≦ｐ、ｐは整数）の時系列ディジタル入力信号からｍ本の時系列ディジタル入力信号を生成する演算回路をさらに備え、
    前記ｎ個の個別駆動回路のそれぞれには、前記ｍ本の時系列ディジタル入力信号のいずれか１つが入力される、
    請求項１乃至２０のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。
22. 演算パラメータを外部から動的に書き換える機能を有する、
    請求項１乃至２１のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。
23. 前記移相回路は伝送線路により構成される、
    請求項１乃至２２のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。
24. 入力されたクロック信号を可変させる手段を備える、
    請求項１乃至２３のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。
25. 前記個別駆動回路は、当該前記個別駆動回路の出力電圧の振幅を多値化する手段を備える、
    請求項１乃至２４のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。
26. 縦続接続されるｍ（２≦ｍ、ｍは整数）個の個別駆動回路のうち、ｉ（１≦ｉ≦ｍ、ｉは整数）番目の前記個別駆動回路に設けられた駆動回路により、同期信号に同期して波形整形したディジタル信号を生成させ、
    光変調器の光導波路上に少なくともｍ個並んで配置された導波路型光位相変調器領域のうち、ｉ番目の前記導波路型光位相変調器領域に、前記ディジタル信号を供給し、
    前記同期信号から分岐した信号に対して少なくとも遅延を与えた信号を、ｉ番目の前記個別駆動回路に設けられた移相回路により出力し、
    ｊ（２≦ｊ≦ｍ、ｊは整数）番目の前記個別駆動回路には、（ｊ−１）番目の前記個別駆動回路の前記移相回路から出力された信号を前記同期信号として入力する、
    光信号の変調方法。

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