JP5727563B2

JP5727563B2 - 誘導電動機のパラメータ推定装置

Info

Publication number: JP5727563B2
Application number: JP2013181114A
Authority: JP
Inventors: アンノユ
Original assignee: LSIS Co Ltd
Current assignee: LS Electric Co Ltd
Priority date: 2012-09-04
Filing date: 2013-09-02
Publication date: 2015-06-03
Anticipated expiration: 2033-09-02
Also published as: US9219440B2; KR20140030811A; US20140062380A1; EP2704311A3; ES2806944T3; CN103684181B; JP2014054172A; EP2704311A2; KR101629059B1; CN103684181A; EP2704311B1

Description

本発明は、誘導電動機のパラメータをリアルタイムに推定する装置に関する。

一般に、汎用インバータは、３相電動機の駆動に主に用いられるが、特に、誘導電動機を用いる可変速運転、巻上（ホイスト）負荷、電気自動車の牽引（トラクション）負荷に主に用いられる。

誘導電動機のパラメータのうち、固定子抵抗及び回転子抵抗は、負荷の変動による電動機内部の温度変化に応じてその値が変化する。誘導電動機の駆動方法として主に用いられるベクトル制御は誘導電動機のパラメータへの依存度が高いため、回転子抵抗の変動は制御性能の低下を招くという問題があった。

以下、図３〜図５Ｂを参照して従来の誘導電動機制御システムを説明する。

図３は従来の誘導電動機制御システムの構成図である。

速度制御部１１０は、回転子速度指令と実際の回転子速度を受信し、同期座標系上のｑ軸電流指令を出力する。電流制御部１２０は、同期座標系上のｄ軸及びｑ軸電流指令と実際の電流から同期座標系上のｄ軸及びｑ軸電圧を出力する。

第１変換部１３０は、電流制御部１２０の出力電圧を静止座標系上の電圧に変換し、第２変換部１４０は、電流センサ１９０ａ、１９０ｂ、１９０ｃにより測定された誘導電動機１６０の相電流を同期座標系上のｄ軸及びｑ軸電流に変換する。

インバータ１５０は、誘導電動機１６０に電圧を印加し、回転子位置検出部１７０は、誘導電動機１６０の回転子速度を測定する。また、磁束角計算部１８０は、回転子位置検出部１７０により測定された回転子速度と同期座標系上のｄ軸及びｑ軸電流を用いて磁束角を計算する。ここで、同期座標系上のｄ軸電流はｄ軸電流指令で代替してもよい。

図４は図３の速度制御部１１０の詳細構成図である。

同図に示すように、速度制御部１１０は、比例積分制御器１１１ａ、１１１ｂを用いて、指令速度と実際の速度の差をｑ軸電流指令として出力する。制限器１１２は、速度制御部１１０の出力を制限し、ゲイン部１１３は、制限器１１２が動作する際の比例積分制御器１１１ｂの発散を防止するためのアンチワインドアップゲインを提供する。

図５Ａ及び図５Ｂは図３の電流制御部１２０の詳細構成図であり、図５Ａは同期座標系上のｄ軸電流制御部の構成を示し、図５Ｂは同期座標系上のｑ軸電流制御部の構成を示す。

同図に示すように、ｄ軸電流制御部は、同期座標系上のｄ軸電流を制御するために、比例積分制御器１２１ａ、１２１ｂと、フィードフォワード補償部１２２とから構成され、ｑ軸電流制御部は、同期座標系上のｑ軸電流を制御するために、比例積分制御器１２４ａ、１２４ｂと、フィードフォワード補償部１２５とから構成される。

フィードフォワード補償部１２２、１２５は、誘導電動機のモデリングによって多様に構成することができ、ゲイン部１２３、１２６は、電流制御部１２０の出力がインバータ１５０が合成できる電圧の範囲を外れた場合に比例積分制御器１２１ｂ、１２４ｂの発散を防止するためのアンチワインドアップゲインを提供する。

以下、このような従来の誘導電動機制御システムの動作を説明する。

図３の第１変換部１３０は、電流制御部１２０の出力である同期座標系上の電圧を静止座標系上の電圧に変換するが、これは次のように定義される。

第２変換部１４０は、電流センサ１９０ａ、１９０ｂ、１９０ｃにより測定された誘導電動機１６０の相電流から、同期座標系上のｄ軸及びｑ軸電流を求めるが、これは次のように定義される。

磁束角計算部１８０は、第１変換部１３０及び第２変換部１４０の角変換のために必要な磁束角を求めるが、間接ベクトル制御を行う場合は次のように求めることができる。

ここで、ω_slはスリップ周波数、Ｌ_rは回転子インダクタンス、Ｒ_rは回転子抵抗、Ｐは極数を示す。

しかし、間接ベクトル制御を行う場合、上記数式７を用いてスリップ周波数を求めるためには回転子抵抗が必要であるが、従来の誘導電動機制御システムにおいては、パラメータをリアルタイムに推定しないことから、パラメータの変動に脆弱であるという問題があった。特に、誘導電動機の回転子抵抗は誘導電動機の温度変化に応じてその値が変化するが、電動機の温度は負荷の変動に影響される。このような環境で生じる固定子抵抗の誤差は電流制御性能を低下させるという問題があった。

本発明が解決しようとする技術的課題は、誘導電動機のパラメータの変動をリアルタイムに推定することによりベクトル制御性能を向上させる、誘導電動機のパラメータ推定装置を提供することにある。

上記技術的課題を解決するために、ｄ軸及びｑ軸電流指令と誘導電動機に供給される同期座標系上のｄ軸及びｑ軸電流から同期座標系上のｄ軸及びｑ軸電圧を出力する電流制御部と、前記誘導電動機に供給される同期座標系上のｄ軸及びｑ軸電流と前記誘導電動機の回転子速度を用いて回転子の磁束角を計算する磁束角計算部とを備える誘導電動機制御システムにおいて、前記誘導電動機のパラメータを推定する本発明の推定装置は、前記電流制御部の出力と前記誘導電動機に供給される同期座標系上のｄ軸及びｑ軸電流を受信し、回転子抵抗の誤差を判別する状態推定器と、前記状態推定器から出力される回転子抵抗と公称（nominal）回転子抵抗の誤差を求める積分制御器とを含む。

本発明の一実施形態において、本発明の推定装置は、前記積分制御器の出力から固定子抵抗を演算する演算部をさらに含んでもよい。

本発明の一実施形態において、前記演算部は、下記式により固定子抵抗を演算するようにしてもよい。

本発明の一実施形態において、本発明の推定装置は、フラグ入力によって、回転子抵抗を推定するか否かを切り替えるスイッチをさらに含んでもよい。

本発明の一実施形態において、前記積分制御器の出力は、前記電流制御部及び前記磁束角計算部に反映されて更新されるようにしてもよい。

本発明は、誘導電動機制御システムにおいて誘導電動機のパラメータをリアルタイムに推定して制御に反映することにより、ベクトル制御性能を向上させるという効果がある。

本発明が適用される誘導電動機制御システムの一実施形態の構成図である。図１の本発明の推定装置の一実施形態の構成図である。従来の誘導電動機制御システムの構成図である。図３の速度制御部の詳細構成図である。図３の電流制御部の詳細構成図であり、同期座標系上のｄ軸電流制御部の構成を示す図である。図３の電流制御部の詳細構成図であり、同期座標系上のｑ軸電流制御部の構成を示す図である。

本発明は、様々な変更が可能であり、様々な実施形態を有するが、特定の実施形態を図面に示して詳細に説明する。しかし、これは本発明を特定の実施形態に限定するものではなく、本発明の思想及び技術範囲に含まれる全ての変更、均等物乃至代替物を含むものと理解されるべきである。

以下、添付図面を参照して本発明の好ましい一実施形態を詳細に説明する。

図１は本発明が適用される誘導電動機制御システムの一実施形態の構成図である。

同図に示すように、本発明が適用される誘導電動機制御システムは、誘導電動機１６０を制御するためのものであって、速度制御部１１０、電流制御部１２０、第１変換部１３０、第２変換部１４０、インバータ１５０、回転子位置検出部１７０及び磁束角計算部１８０、並びに本発明の推定装置１０を含む。本発明の推定装置１０以外の構成要素については、図３を参照して説明した通りであるので、その詳細な説明は省略する。

本発明の推定装置１０は、同期座標系上のｄ軸及びｑ軸電流と電流制御部１２０の出力電圧を受信し、回転子抵抗の誤差を出力する。推定された回転子抵抗の誤差は、電流制御部１２０及び磁束角計算部１８０に反映されて更新される。

図２は図１の本発明の推定装置１０の一実施形態の構成図である。

同図に示すように、本発明の推定装置１０は、状態推定器１１、スイッチ１２及び積分制御器１３を含む。

状態推定器１１は、図５Ａ及び図５Ｂを参照して説明したｄ軸及びｑ軸電流制御部１２０の出力電圧と帰還電流（すなわち、第２変換部１４０の出力であるｄ軸及びｑ軸電流）から、回転子抵抗の誤差を判別する。

スイッチ１２は、回転子抵抗をリアルタイムに推定するためのフラグにより動作する。すなわち、フラグ入力によって、回転子抵抗を推定するか否かが決定される。フラグ入力は、上位制御システム（図示せず）から受信するようにしてもよい。

積分制御器１３は、状態推定器１１から出力される実際の回転子抵抗と公称回転子抵抗の誤差を求める。

以下、本発明の推定装置１０の詳細動作を説明する。

一般的な座標系上において、誘導電動機１６０の電圧方程式は下記数式１３〜数式１６の通りであり、磁束式は下記数式１７〜数式２０の通りである。

上記数式１３〜数式２０から、同期座標系上において、誘導電動機１６０の電圧方程式は下記数式２１〜数式２４の通りであり、磁束式は下記数式２５〜数式２８の通りである。

回転子磁束と回転子電流を用いて固定子磁束を表すと次の通りである。

上記数式から回転子の電圧方程式を導くと次の通りである。

また、誘導電動機１６０の固定子側の同期座標系上のｄ軸及びｑ軸電圧方程式はそれぞれ次の通りである。

また、間接ベクトル制御が行われ、正常状態で電流制御が行われている場合、電流制御部１２０の出力はそれぞれ次の通りである。

ここで、フィードフォワード補償項は次のように定義される。

電流制御部１２０の電流制御が円滑に行われている場合、次の条件を満たす。

この場合、インダクタンスが正確であると、ｄ軸及びｑ軸電流制御部１２０が正常状態で扱う電圧は次の通りである。

上記数式４０及び数式４１をまとめると次の通りである。

上記数式は次のように置き換えることができる。

置き換えられた上記数式をまとめると次の通りである。

上記連立方程式から次のように回転子抵抗の誤差を求めることができる。

上記数式５４により演算された値がゼロ（零）になるまで図２の積分制御器１３が動作し、推定された回転子抵抗の誤差は上記数式３８及び数式４０のフィードフォワード補償と上記数式７のスリップ周波数の計算に連続的に反映されて更新され、下記数式５５のようにスリップ周波数が計算される。

ここで、回転子抵抗は次のような関係がある。

従って、固定子抵抗は、下記数式５９又は数式６０を用いて求めることができる。もっとも、図２には示していないが、本発明の推定装置１０は、固定子抵抗計算部（図示せず）をさらに含み、次のように固定子抵抗を計算するようにしてもよい。

このように、誘導電動機１６０の回転子抵抗及び固定子抵抗のリアルタイム推定は、電流制御部１２０のフィードフォワード補償と電流制御部１２０の比例積分制御器の出力電圧を用いて達成することができる。推定される回転子抵抗及び固定子抵抗は、誘導電動機制御システムにおいて速い応答特性及び大きな制御帯域幅を有する電流制御部により決定されるため、制御性能を向上させることができる。

以上、本発明の実施形態を説明したが、これは例示的なものにすぎず、当該技術分野における通常の知識を有する者であればこれから様々な変形及び均等な実施形態が可能であることを理解するであろう。よって、本発明の権利範囲は、添付の特許請求の範囲及びその均等物により定められるべきである。

１０推定装置
１１状態推定器
１２スイッチ
１３積分制御器
１１０速度制御部
１２０電流制御部
１３０第１変換部
１４０第２変換部
１５０インバータ
１６０誘導電動機
１７０回転子位置検出部
１８０磁束角計算部
１９０ａ、１９０ｂ、１９０ｃ電流センサ

Claims

ｄ軸及びｑ軸電流指令と誘導電動機に供給される同期座標系上のｄ軸及びｑ軸電流から同期座標系上のｄ軸及びｑ軸電圧を出力する電流制御部と、前記誘導電動機に供給される同期座標系上のｄ軸及びｑ軸電流と前記誘導電動機の回転子速度を用いて回転子の磁束角を計算する磁束角計算部とを備える誘導電動機制御システムにおいて、前記誘導電動機のパラメータを推定する推定装置であって、
前記電流制御部の出力と前記誘導電動機に供給される同期座標系上のｄ軸及びｑ軸電流を受信し、あらかじめ設定された回転子抵抗と実際の回転子抵抗との誤差を計算する状態推定器を含み、
前記状態推定器が電気的に接続された積分制御器は、あらかじめ設定されたように動作し、
前記積分制御器は、前記状態推定器から前記誤差を受信し、補償抵抗値を計算し、
演算部は、前記積分制御器の出力から固定子抵抗を演算し、
前記演算部は、下記式のいずれかにより固定子抵抗を演算する、推定装置。
前記状態推定器と前記積分制御器との間に位置し、フラグ入力に応答して動作を切り替えることにより、前記状態推定器により計算された前記誤差を前記積分制御器に送るスイッチをさらに含む、請求項１に記載の推定装置。
前記積分制御器の出力は、前記電流制御部及び前記磁束角計算部に供給され、前記磁束角計算部が前記出力を考慮するようにする、請求項１又は２に記載の推定装置。