JP5692572B2 - 同期電動機の駆動制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、同期電動機の駆動制御装置に関する。特に、基本的な駆動制御装置では抑圧しきれない６次、１２次等のトルクリプルに対し、この抑圧が可能な同期電動機の駆動制御装置を提供するものである。

同期電動機の高性能な制御は、いわゆるベクトル制御法により達成することができる。基本的なベクトル制御による場合、電力変換器が理想的な特性を有する場合にも、非正弦誘起電圧に代表される同期電動機の空間歪み的特性により、発生トルクは回転速度に応じた周期的なリプル（脈動）をもつ。

発生トルクに含まれるリプルの補償は、伝統的に、初期トルク指令値あるいはこれに対応した初期電流指令値に適切な補償信号を重畳することによりなされる。これによれば、電流制御系が補償信号に対して相応の追従性を有する場合には、有効な補償を期待することができる。参考までに、後掲の特許文献（１）においても用いられたトルクリプル補償法（すなわち、初期電流指令値に補償信号を重畳する補償法の１例）を図６に示した。

同期電動機のトルクリプル補償法は、種々の視点から分類可能と思われるが、上述のリプル補償の基本原理を考慮するならば、補償信号の生成法、固定子電流の制御法の視座に立つ分類が適切である（後掲の特許文献（１）、非特許文献（１）−（８）を参照）。

補償信号の生成法は、トルクリプル相当信号の検出のためのトルクセンサ等のセンサを必要としないものと（以降、センサレスと呼称）（特許文献（１）、非特許文献（１）−（３））、この利用を必須とするものと（以降、センサ利用と呼称）（非特許文献（４）−（８））に分類される。
センサレスの前者は、数学モデルに立脚してトルクリプル相当信号をオンライン推定（すなわち、実時間推定）するものと、あらかじめオフライン取得したデータを利用してトルクリプル相当信号を生成するものとに更に細分される。

センサ利用の後者は、原理的には学習モードと制御モードの２モードを使い分ける学習制御法に立脚するものであり、学習モードで取得した周期的な補償信号を制御モードでトルク指令値等に重畳するようにしている。センサ利用の方法では、原理的に、以下の特徴のいくつかをもつことになる。
（ａ）複数の周波数成分からなる周期的リプルを同時に低減できる。
（ｂ）負荷側のトルクリプルをも低減できる可能性がある。
（ｃ）回転速度が異なる場合には、学習データに対して補間、間引きなどの信号処理、あるいは再学習が必要とされる。
（ｄ）トルク指令値が異なる場合には、学習データの修正、あるいは再学習が必要とされる。
（ｅ）慣性モーメント、摩擦係数などの負荷側の物理パラメータが必要とされる。

トルクリプル補償法のための固定子電流制御法としては、伝統的なＰＩ制御器のみを利用するものと、これに加えて、トルクリプルへの高追従性を追及した制御器を併用するものとがある。吉本らは、固定子電流に含まれる５次逆相成分をフィードバック制御するための制御器の併用を提案している（非特許文献（２））。また、中村らは、モータ逆モデルを利用したフィードフォワード制御器の併用を提案している（非特許文献（７）、（８））。

フィードバック制御は、概して、モータパラメータ変動に対し高いロバスト性を有するが、高追従性と安定性とが相反の関係にあり、高追従性の追及は安定性を損なうことがある。
吉本らは高追従性の対象を５次逆相成分に限定することにより、安定性の確保に成功している。フィードフォワード制御は、安定性を損なうことはない。しかし、本制御法はモータパラメータ変動に対する感度が高く、使用パラメータが実際のパラメータと異なる場合には、期待に反して制御性能を劣化させることがある。

嶋根一夫：「エレベータ制御装置」、公開特許公報、特開２００１−３１３３９（１９９９−７−２７）

北条善久・大森洋一・萩原茂教・小坂卓・松井信行：「集中巻ＩＰＭＳＭのトルク脈動低減制御」、平成１６年電気学会産業応用部門大会講演論文集、Ｉ、ｐｐ．４９９−５０２（２００４−８） Ｋ．Ｙｏｓｈｉｍｏｔｏ ａｎｄ Ｙ．Ｋｉｔａｊｉｍａ："Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒ ＩＰＭＳＭｓ"、Ｐｒｏｃ．ｏｆ ｔｈｅ ２００５ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＩＰＥＣ−Ｎｉｉｇａｔａ ２００５）、ｐｐ．２０４２−２０４８（２００５−４） Ｎ．Ｎａｋａｏ ａｎｄ Ｋ．Ａｋａｔｓｕ："Ａ Ｎｅｗ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｔｏｒｑｕｅ Ｒｉｐｐｌｅ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｏｆ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｍｏｔｏｒｓ"、Ｐｒｏｃ．ｏｆ ｔｈｅ ２０１０ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＩＰＥＣ−Ｓａｐｐｏｒｏ ２０１０）、ｐｐ．１４２１−１１４２７（２０１０−６） Ｔ．Ｓｕ、Ｓ．Ｈａｔｔｔｏｒｉ、Ｍ．Ｉｓｈｉｄａ、ａｎｄ Ｔ．Ｈｏｒｉ："Ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｔｏｒｑｕｅ Ｖｉｂｒａｔｉｏｎ ｏｆ ＡＣ Ｍｏｔｏｒ Ｕｔｉｌｉｚｉｎｇ Ｒｅｐｅｔｉｔｉｖｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ ｗｉｔｈ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ"、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｄ．Ａｐｐｌｉｃａｔ．Ｖｏｌ．３９、Ｎｏ．５、ｐｐ．１３１６−１３２５（２００２−９） Ｙ．Ｔａｄａｎｏ、Ｔ．Ａｋｉｙａｍａ、Ｍ．Ｎｏｍｕｒａ、ａｎｄ Ｍ．Ｉｓｈｉｄａ："Ｐｅｒｉｏｄｉｃ Ｌｅａｒｎｉｎｇ Ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ Ｔｏｒｑｕｅ Ｒｉｐｐｌｅ Ｕｔｉｌｉｚｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒｓ"、Ｐｒｏｃ．ｏｆ ｔｈｅ ２０１０ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＩＰＥＣ−Ｓａｐｐｏｒｏ ２０１０）、ｐｐ．１３６３−１３７０（２０１０−６） Ｗ．Ｑｉａｎ、Ｓ．Ｋ．Ｐａｎｄａ、ａｎｄ Ｊ−Ｘ．Ｘｕ："Ｔｏｒｑｕｅ Ｒｉｐｐｌｅ Ｍｉｎｉｍｉｚａｔｉｏｎ ｉｎ ＰＭ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒｓ Ｕｓｉｎｇ Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ Ｌｅａｒｎｉｎｇ Ｃｏｎｔｒｏｌ"、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．Ｖｏｌ．１９、Ｎｏ．２、ｐｐ．２７２−２７９（２００４−３） Ｋ．Ｎａｋａｍｕｒａ、Ｈ．Ｆｕｊｉｍｏｔｏ、ａｎｄ Ｍ．Ｆｕｊｉｔｓｕｍａ："Ｔｏｒｑｕｅ Ｒｉｐｐｌｅ Ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒ ＰＭ Ｍｏｔｏｒ ｗｉｔｈ Ｈｉｇｈ Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ Ｔｏｒｑｕｅ Ｍｅｔｅｒ"．Ｐｒｏｃ．ｏｆ ＩＥＥＥ Ｅｎｅｒｇｙ Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ Ｃｏｎｇｒｅｓｓ ａｎｄ Ｅｘｐｏｓｉｔｉｏｎ ２００９、ｐｐ．２５７２−２５７７（２００９） Ｋ．Ｎａｋａｍｕｒａ、Ｈ．Ｆｕｊｉｍｏｔｏ、ａｎｄ Ｍ．Ｆｕｊｉｔｓｕｍａ："Ｔｏｒｑｕｅ Ｒｉｐｐｌｅ Ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒ ＰＭ Ｍｏｔｏｒ ｗｉｔｈ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｂａｓｅｄ ｏｎ ＰＴＣ"．Ｐｒｏｃ．ｏｆ ｔｈｅ ２０１０ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＩＰＥＣ−Ｓａｐｐｏｒｏ ２０１０）、ｐｐ．１０７７−１０８２（２０１０−６）

本発明は上記背景の下になされたものであり、その目的は以下の通りである。
１） トルクセンサを用いることなく（すなわち、センサレスで）、発生トルクに寄与したトルクリプルを適切に実時間推定し、適切な補償信号を生成できる補償信号生成器を備えた同期電動機の駆動制御装置を提供する。
２） 電動機速度に応じて周波数成分が変化する電流指令値に対して、安定的に高い追随性を発揮する新たなフィードバック電流制御器を備えた同期電動機の駆動制御装置を提供する。
３） 上記１）の補償信号生成器と上記２）のフィードバック電流制御器との両者を駆動制御装置に備えさすことにより、非正弦誘起電圧特性をもつ同期電動機に対しても、トルクリプルを効率的に低減することが可能な、駆動制御装置を提供する。

上記目的を達成するために、請求項１の発明は、固定子電流を、回転子Ｎ極位相をｄ軸位相とする直交２軸のｄｑ同期座標系上のベクトル信号として捕らえ、最終電流指令値に追従するように制御する電流制御手段と、初期トルク指令値あるいは初期電流指令値を補償するための補償信号を生成する補償信号生成手段と、生成した補償信号を用いて初期トルク指令値あるいは初期電流指令値を補償して、最終電流指令値を生成する最終電流指令値生成手段と、を備える同期電動機の駆動制御装置であって、誘起電圧に含まれる高調波成分の一部または全部を実時間抽出し、実時間抽出した誘起電圧高調波成分と固定子電流相当値と回転子速度相当値とを少なくとも用いて補償信号を生成するように、該補償信号生成手段を構成したことを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１記載の同期電動機の駆動制御装置であって、実時間抽出する該誘起電圧高調波成分を、主として６次または１２次または両者の高調波トルクリプルに寄与する成分としたことを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１または請求項２記載の同期電動機の駆動制御装置であって、該誘起電圧高調波成分の実時間抽出を、ｄｑ同期座標系上の信号を用いて行うようにしたことを特徴とする。

請求項４の発明は、固定子電流を、回転子Ｎ極位相をｄ軸位相とする直交２軸のｄｑ同期座標系上のベクトル信号として捕らえ、最終電流指令値に追従するように制御する電流制御手段と、初期トルク指令値あるいは初期電流指令値を補償するための補償信号を生成する補償信号生成手段と、生成した補償信号を用いて初期トルク指令値あるいは初期電流指令値を補償して、最終電流指令値を生成する最終電流指令値生成手段と、を備える同期電動機の駆動制御装置であって、分母多項式と分子多項式との有理関数で記述され、かつ分母多項式の係数の少なくとも１つが回転子速度に応じて変化するフィードバック電流制御器を用いて、該電流制御手段を構成したことを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項４記載の同期電動機の駆動制御装置であって、該フィードバック電流制御器の分母多項式の係数を、回転子電気速度の６倍または１２倍または両者に応じて変化するようにしたことを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項４または請求項５記載の同期電動機の駆動制御装置であって、該フィードバック電流制御器の分子多項式の次数を分母多項式の次数と同一にしたことを特徴とする。

請求項１の発明の効果を説明する。本発明の効果の説明に有益と思われるので、特許文献（１）、非特許文献（１）−（８）などで用いられたトルクリプル補償法の共通の基本原理を先に説明する。ベクトル制御された同期電動機に対してトルク指令値τ＊を与えた場合、本同期電動機がトルクτを発生したとする。このときの発生トルクτは、回転子磁束、誘起電圧の基本波成分に起因する基本分τｆとこの高調波成分に起因するリプル分τｈの和となる。すなわち、

トルクのリプル分がない理想的な場合には、基本分τｆが発生トルクτそのものとなる。このときの発生トルクは、トルク指令値τ＊と同一の値を示すことが期待されている。上の（１）式には、この点を考慮して、理想的には発生トルクの基本分はおおむねトルク指令値に等しいとしている。図１（ａ）に、トルク指令値τ＊を一定とした場合を、同応答値（発生トルク）とともに例示した。発生トルクτは、基本分τｆとリプル分τｈとの和となっている。また、基本分はトルク指令値と実質同一としている。

いま何らかの方法で、リプル分τｈが検出されたと仮定する。トルク指令値τ＊として、基本分τｆに対応した基本分指令値τｆ＊とリプル分τｈ相殺補償用の補償信号τｈ＾≒τｈとを用い、トルク指令値を次の（２）式のように合成するものとする。

（２）式を（１）式に用いると、次式に示した発生トルクを得る。

図１（ｂ）に、基本分指令値τｆ＊を一定とした場合を、その発生トルクとともに例示した。
図１（ｂ）の左図に示したトルク指令値τ＊は、一定の基本分指令値τｆ＊に対するリプル分相殺補償用の補償信号τｈ＾の重畳（この場合は、減算）により合成されている。トルク指令値τ＊に補償信号τｈ＾を含ませることにより、一定の発生トルクτが得られている。
以上が、トルクリプル補償の基本原理である。

本原理は、発生トルクτに含まれるリプル分τｈを検出し、検出したリプル分相当の信号をリプル分相殺用の補償信号生成に利用するものである。したがって、本原理に基づきリプル分の発生トルク上への出現を補償するには、少なくとも、発生トルクτに含まれるリプル分τｈを検出できることが、決め手となる。すなわち、特に、図１（ｂ）のような発生トルクが概ね一定となった状況下でも、回転子磁束、誘起電圧の高調波成分に起因するトルクリプル分を検出できることが、補償成否の決め手の１つとなる。

請求項１の発明によれば、誘起電圧に含まれる高調波成分の一部または全部を実時間抽出し、実時間抽出した誘起電圧高調波成分と固定子電流相当値と回転子速度相当値とを少なくとも用いて補償信号を生成するように、該補償信号生成手段を構成するようになる。すなわち、発生トルクに含まれるリプル分を直接的に実時間抽出するのではなく、これに代わって、先ず、誘起電圧に含まれる高調波成分の一部または全部を実時間抽出し、次に、実時間抽出した誘起電圧高調波成分と固定子電流相当値と回転子速度相当値とを少なくとも用いて補償信号（すなわち、リプル分相当値）を推定的に生成することになる。換言するならば、発生トルクに含まれるリプル分相当値（すなわち、補償信号）を間接的に抽出することになる。本間接抽出を遂行する請求項１の発明によれば、図１（ｂ）のような発生トルクが概ね一定となった状況下でも、発生トルクに含まれるリプル分を検出でき、ひいては補償信号を適切に生成きると言う効果が得られる。

請求項２の発明の効果を説明する。誘起電圧の高調波成分に起因するトルクリプルの主たる成分は、多くの同期電動機において、６次または１２次または両者である。６次のトルクリプルの原因となる誘起電圧の高調波成分は５次逆相成分、７次正相成分である。１２次のトルクリプルの原因となる誘起電圧の高調波成分は１１次逆相成分、１３次正相成分である。また、６次と１２次のトルクリプルの原因となる誘起電圧の高調波成分は５次逆相成分、７次正相成分、１１次逆相成分、１３次正相成分である。請求項２の発明は、誘起電圧のこれら高次高調波成分を限定的に抽出するものであり、限定抽出の結果、請求項２の発明によれば、トルクリプルの主要成分の低減に寄与する補償信号を比較的簡単に生成できるという効果が得られる。

請求項３の発明の効果を説明する。請求項１または請求項２の発明に基づく誘起電圧高調波成分の実時間抽出は、ｕｖｗ座標系（三相座標系）上、αβ固定座標系上、ｄｑ同期座標系上のいずれの座標系上でも遂行可能である。しかしながら、誘起電圧高調波成分の実時間抽出に要する演算負荷は、３つの座標系上で同一ではない。

具体例を用いて、演算負荷の大小を説明する。６次トルクリプル分の原因となる誘起電圧の高調波成分（すなわち、５次逆相成分、７次正相成分）の抽出を考える。ｕｖｗ座標系（三相座標系）上、αβ固定座標系上でこれら５次逆相成分、７次正相成分を抽出するには、５次成分、７次成分を中心周波数とするバンドパスフィルタを利用するのが直接的である。ｕｖｗ座標系（三相座標系）上で抽出する場合には、５次（逆相）成分抽出用、７次（正相）成分抽出用に各々３個のフィルタが必要であり、計６個のフィルタが必要となる。αβ固定座標系上で抽出する場合には、５次（逆相）成分抽出用、７次（正相）成分抽出用に各々２個のフィルタが必要であり、計４個のフィルタが必要となる。これに対して、ｄｑ同期座標系上で５次逆相成分、７次正相成分の抽出することを考える。ｕｖｗ座標系（三相座標系）上、αβ固定座標系上の５次逆相成分、７次正相成分は、ｄｑ同期座標系上では、各々、６次逆相成分、６次正相成分となる。これら正相成分と逆相成分は相順は異なるが、共に６次成分である。したがって、ｄｑ同期座標系上でこれら成分を抽出するには、６次成分を中心周波数とするバンドパスフィルタが計２個あればよい（後掲の図３参照）。

上記具体例より既に明らかなように、請求項３の発明によれば、誘起電圧高調波成分を効率的に（すなわち、少ない演算負荷で）抽出できるようになり、この結果、補償信号を効率的に生成できるようになる、という効果が得られる。ひいては、請求項１または請求項２による効果を向上できるという効果が得られる。

続いて、請求項４の発明の効果を説明する。既に、（１）〜（３）式及び図１を用いて、トルクリプルの共通の補償原理を説明した。（２）式が示しているように、最終トルク指令値τ＊は、初期トルク指令値τｆ＊に補償信号τｈ＾を減算したものである。したがって、最終トルク指令値は、定常状態においても補償信号τｈ＾同一の高調波成分をもつ。補償信号は、トルクに含まれるリプル分を相殺するものであり、この周波数成分は速度に応じて変化することになる。この結果、最終トルク指令値は速度に応じた周波数成分をもち、最終トルク指令値から変換生成された最終電流指令値も同様に速度に応じた周波数成分をもつことになる。トルク指令値通りのトルク発生を行うには、速度に応じた周波数成分をもつ電流指令値に対し高い追従性を発揮する電流制御系が必要である。

請求項４の発明によれば、分母多項式と分子多項式との有理関数で記述されかつ少なくとも分母多項式の係数が回転子速度に応じて変化するフィードバック電流制御器を用いて、電流制御手段を構成することになる。この結果は、請求項４の発明によれば、速度に応じた周波数成分をもつ電流指令値に対し高い追従性を発揮する電流制御系の構成が可能となる、と言う効果が得られる。ひいては、補償信号による補償効果を高からしめるという効果が得られる。

請求項５の発明の効果を説明する。請求項２の発明の効果の説明に際して述べたように、トルクリプルの主たる成分は、多くの同期電動機において、６次または１２次または両者である。この結果、トルクリプル分を補償するための補償信号、最終電流指令値の主たる成分は、６次または１２次または両者となる。請求項５の発明によれば、フィードバック電流制御器の多項式の係数を、回転子電気速度の６倍または９倍または両者に応じて変化することになる。換言するならば、これらに選択的に感応して変化することになる。この結果、請求項５の発明によれば、補償信号、最終電流指令値の主たる成分に追従した電流制御手段を比較的簡単に構成できるようになると言う効果が得られる。ひいては、トルクリプルの主要成分の低減に寄与する電流制御手段を比較的簡単に構成できるという効果が得られる。

請求項６の発明の効果を説明する。フィードバック電流制御器を用いて構成された電流制御手段が、所期の性能を発揮するには、当然のことながら本電流制御手段は安定に動作するものでなくてはならない。請求項６の発明によれば、フィードバック電流制御器の分子多項式の次数を分母多項式の次数と同一にする。この結果、フィードバック電流制御器の係数を回転子速度に応じて変化する場合にも、電流制御手段を常時安定化することができると言う効果が得られる（後述の実施例３を参照）。ひいては、請求項６の発明によれば、請求項４または請求項５の発明の効果を安定的に達成できるようになる、と言う効果が得られる。

「トルク指令値と発生トルクの概略関係を示す図」 「１実施例における駆動制御装置の基本構成を示すブロック図」 「１実施例における補償信号生成器の基本構成を示すブロック図」 「１実施形態による制御性能を示す応答図」 「従来の１駆動制御装置による制御性能を示す応答図」 「従来の１駆動制御装置の基本構成を示すブロック図」

以下、図面を用いて、本発明の実施例を詳細に説明する。同期電動機に対し、本発明の駆動制御装置を適用した１例を図２に示す。１は同期電動機を、２は電力変換器を、３は電流検出器を、４ａ、４ｂは夫々３相２相変換器、２相３相変換器を、５ａ、５ｂは共にベクトル回転器を、６は本発明を利用したフィードバック電流制御器を、７は位相検出器を、８は速度検出器を、９は余弦正弦信号発生器を、１０は本発明を利用した補償信号生成器を、１１は最終電流指令値生成器を、各々示している。図２では、１の電動機を除く、２から１１までの諸機器が駆動制御装置を構成している。本図では、簡明性を確保すべく、２ｘ１のベクトル信号を１本の太い信号線で表現している。以下のブロック図表現もこれを踏襲する。なお、本図では、ベクトル信号である固定子電流、固定子電圧の定義された座標系を明示すべく、これらベクトル信号に脚符ｒ（ｄｑ同期座標系）、ｓ（αβ固定座標系）、ｔ（ｕｖｗ座標系）を付している。

電流検出器３で検出された３相の固定子電流は、３相２相変換器４ａでαβ固定座標系上の２相電流に変換された後、ベクトル回転器５ａでｄｑ同期座標系の２相電流に変換される。変換電流はフィードバック電流制御器６へ送られる。フィードバック電流制御器６は、ｄｑ同期座標系上の２相電流が、各相の電流指令値に追随すべくｄｑ同期座標系上の２相電圧指令値を生成する。ｄｑ同期座標系上の２相電圧指令値はベクトル回転器５ｂへ送られる。５ｂでは、ｄｑ同期座標系上の電圧指令値をαβ固定座標系の２相電圧指令値に変換し、２相３相変換器４ｂへ送る。４ｂでは、２相電圧指令値を３相電圧指令値に変換し、電力変換器２への最終指令値として出力する。電力変換器２は、指令値に応じた電圧を発生し、同期電動機１へ印加しこれを駆動する。

図２の実施例における最終電流指令値生成器１１は、入力信号として初期トルク指令値と補償信号を受け取り、ｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値をフィードバック電流制御器６へ向け出力している。補償信号生成器１０は、入力信号として、ｄｑ同期座標系上の固定子電流相当値（本例では、固定子電流実測値）と固定子電圧相当値（本例では、固定子電圧指令値）、回転子速度を受けて補償信号を生成し、最終電流指令値生成器１１へ向け出力している。

以上の説明より既に明白なように、諸機器２〜１１で構成された駆動制御装置において、２から７までの諸機器が、固定子電流を、回転子Ｎ極位相をｄ軸位相とする直交２軸のｄｑ同期座標系上のベクトル信号として捕らえ、最終電流指令値に追従するように制御する電流制御手段を実現している。また、補償信号生成器１０が、初期トルク指令値あるいは初期電流指令値を補償するための補償信号を生成する補償信号生成手段を実現している。最終電流指令値生成器１１が、生成した補償信号を用いて初期トルク指令値あるいは初期電流指令値を補償して、最終電流指令値を生成する最終電流指令値生成手段を構成している。

本発明の核心は、駆動制御装置の構成要素の１つである補償信号生成器１０とフィードバック電流制御器６にある。同図は、トルク制御モードの場合を例示したものであるが、速度制御モード等の他の制御モードの場合も、本発明による補償信号生成器１０とフィードバック電流制御器６の構成は同一である。以下では、制御モードによって変える必要のない、補償信号生成器１０とフィードバック電流制御器６の実施例について説明する。

請求項１〜３の発明の実施例を、すなわちに請求項１〜３の発明に基づき構成された補償信号生成器１０の実施例を説明する。同期電動機の回路方程式は、ｄｑ同期座標系上では、次式として記述される。

ここに、ｖ１、ｉ１、φｉ、ｅｍは固定子電圧、固定子電流、固定子反作用磁束、誘起電圧である。また、Ｒ１、Ｌ１は、固定子の抵抗、インダクタンスであり、ω２ｎは回転子電気速度である。また、Ｉは２×２単位行列であり、Ｊ、Ｄは次式のように定義されている２×２行列である。

なお、ｓは微分演算子ｄ／ｄｔである。

本発明は、誘起電圧の高調波成分ｅｍｈの推定値ｅｍｈ＾を、ｄｑ同期座標系上の（４）式に基づき構成された次式に従い得るものである。

上式におけるＦ（ｓ）は、低周波成分の排除機能を有するバンドパスフィルタ、ハイパスフィルタ等のフィルタである。（７）式では固定子電圧、電流としてその実測値を利用して、これを表現している。（７）式に基づく高調波成分推定値の生成には、実測値に代わって、同相当値を利用してよい。図２の補償信号生成器では、固定子電流としては同実測値を、固定子電圧としては同指令値（同相当値の一種）を利用するものであり、この様子を補償信号生成器への入力信号として描画している。

誘起電圧の６次の、または１２次の、または６次と１２次の高調波成分を抽出対象とする場合には、Ｆ（ｓ）を、６次高調波、１２次高調波、６次と１２次高調波を中心周波数とするバンドパスフィルタとすればよい。これらバンドパスフィルタは、例えば２次とする場合には、次式のように与えることができる。

ここに、Δωｉは通過帯域幅である。これら通過帯域幅は一定でもよいし、速度に応じて可変にしてもよい。

Ｆ（ｓ）をハイパスフィルタとするときには、例えば１次、２次の場合には、これらは次式のように与えることができる。

ここに、ａｉはハイパスフィルタの遮断周波数を決定するためのフィルタ係数である。これら一定でもよいし、速度に応じて可変してもよい。

本発明は、誘起電圧高調波成分の推定値ｅｍｈ＾を実時間抽出したならば、これと固定子電流相当値と回転子速度相当値とを少なくとも用いて補償信号τｈ＾（発生トルクに含まれるリプル分推定値）を生成するすものである。リプル分推定値、補償信号は、簡単には、次式のように決定すればよい。

上式におけるＮｐは極対数を、ω２ｍは回転子機械速度を意味する。誘起電圧が発生する限り、回転子の機械速度、電気速度は非ゼロである。したがって、応速特性を備えた（１３）式は、誘起電圧が発生する限り適用可能である。なお、（１３）式では、固定子電流、回転子の機械速度、電気速度としてこれらの実測値を利用しているが、実際的にはこれら実測値に代わってこれらの近似値、推定値、フィルタ処理信号等の相当値を利用してよい。

フィルタＦ（ｓ）として（８）式のものを、リプル分推定値、補償信号の生成法として（１３）式を利用した補償信号生成器１０の１構成例を図３に示した。同図は、誘起電圧高調波成分の実時間抽出を、ｄｑ同期座標系上の固定子電圧指令値、固定子電流実測値、回転子電気速度実測値を用いて行い、抽出した誘起電圧高調波成分ｅｍｈ＾に固定子電流実測値、回転子電気速度実測値を用いて補償信号τｈ＾を生成した例となっている。

当業者は、図３の実施例を参考するならば、フィルタＦ（ｓ）として（８）式以外のものを利用した構成例も容易に理解できるので、追加の実施例の紹介は止める。なお、フィルタは実際的には離散時間化して実装することになる。同様に、当業者は、図３の実施例を参考するならば、固定子電圧相当値、固定子電流相当値、回転子速度相当値として、図３で用いた信号以外のものを用いた例も容易に理解できるので、追加の実施例の紹介は止める。

図２を用いた実施例では、補償信号は初期トルク指令値の重畳するものとした。従って、補償信号の単位は、初期トルク指令値と同一である。補償信号は、図６の例のように、初期電流指令値に重畳して最終電流指令値を生成するようにしてもよい。初期電流指令値用の補償信号の単位は初期電流指令値と同一である。この場合の補償信号は、簡単には、初期トルク指令値用の補償信号をトルク定数Ｋｔで除するなどの処理で容易に得ることができる。トルク指令用の補償信号から電流指令用の補償信号の変換は、当業者にとって容易であるので、これ以上の説明は省略する。

請求項４〜６の発明の実施例を、すなわちに請求項４〜６の発明に基づき構成されたフィードバック電流制御器６の実施例を説明する。請求項４の発明に基づく有理関数形のフィードバック電流制御器は、次式により表現することができる。

上式における＊は、関連信号の指令値を意味する。（１４）においては、フィードバック電流制御器Ｇｃｎｔ（ｓ）を構成する分母多項式Ｃ（ｓ）の係数ｃｉの少なくとも１つは、回転子速度に応じて変化するようにしている。なお、分子多項式の係数ｄｉは、速度に応じて変化しても、不変一定にしてもよい。

フィードバック電流制御器Ｇｃｎｔ（ｓ）の具体例数個を以下に示す。

（１５）、（１６）式のフィードバック電流制御器では、分母多項式における１つの係数が、回転子速度に応じて変化するようになっている。これに対して、（１７）式のフィードバック電流制御器では、分母多項式における２つの係数が、回転子速度に応じて変化するようになっている。

請求項５の発明に従い、（１５）式のフィードバック電流制御器は、この分母多項式の係数を回転子電気速度の６倍に応じて変化するようにしている。同様に、（１６）式のフィードバック電流制御器は、この分母多項式の係数を回転子電気速度の１２倍に応じて変化するようにしている。同様に、（１７）式のフィードバック電流制御器は、この分母多項式の係数を回転子電気速度の６倍と１２倍に応じて変化するようにしている。

請求項６の発明は、（１４）〜（１７）式等のフィードバック電流制御器において、分子多項式の次数を分母多項式の次数と同一にするものである。換言するならば、分子多項式の最大次数に対応した係数ｄｎを非ゼロとするものである。請求項６の発明の効果の説明において述べたように、これによりフィードバック電流制御系の安定化を図ることができる。次に、フィードバック電流制御系の安定化を図るための電流制御器の設計法を具体的に示す。

設計法を具体的に示すため、１例として（１５）式のフィードバック電流制御器の設計を取りあげる。フィードバック電流制御器分母多項式の係数は既に定まっているので、分子多項式の係数ｄｉの設計すればよい。この設計には、高次制御器設計法を利用する。本法によれば、主要仕様（速応性、安定性）の一つである速応性は、フィードバック電流制御系の帯域幅ωｉｃの設計により指定される。安定性は、先ず、下の（１８）式の４次フルビッツ多項式（安定多項式）Ｈ（ｓ）を設計し、次に、電流制御系の特性多項式（閉ループ伝達関数の分母多項式）がＨ（ｓ）と概ね等しくなるように制御器分子多項式の係数ｄｉを定めることにより確保される。

応速特性を考慮する必要のないゼロ速度近傍ω２ｎ≒０では、上述の高次制御器設計法に従えば、制御器分子多項式の係数ｄｉはただちに以下のように定められる。

速度が十分に高くω２ｎ≒０が成立しない場合、さらには速度が可変で一定でない場合を前提としたフィードバック電流制御器の分子多項式係数ｄｉは、速度に応じて可変してもよいが、ゼロ速度近傍ω２ｎ≒０の条件下で定められた（１９）式のものをそのまま利用してもよい。簡単で実際的な制御器係数（多項式の係数）の設計は、全速度において、（１８）、（１９）式を利用したものである。この簡単な設計法で設計された制御器係数を利用する場合にも、フィードバック電流制御系の安定性は保証される。

請求項１〜６の全発明を利用した効果を検証確認するためにシミュレーション実験を行ったので、これを紹介する。表１に供試電動機の特性を示す。

駆動制御装置は、正確に図２に従って構成した。補償生成器は、図３に従い構成した。この際、バンドパスフィルタの通過帯域幅Δω１はΔω１＝１００［ｒａｄ／ｓ］とした（（８）式参照）。
フィードバック電流制御器は、（１５）式のものを利用した。また、フィードバック電流制御系の帯域幅ωｉｃは、ωｉｃ＝２０００［ｒａｄ／ｓ］とした。これに対応した（１８）式の４次多項式は、４重根をもつように設計した。すなわち、

（２０）式を（１９）式に用い、フィードバック電流制御器の係数ｄ_ｉを以下のように定めた。

供試電動機の速度は、本電動機に負荷装置を取付け、負荷装置で制御するようにした。制御器速度は正負かつ任意の値を設定できるが、ここでは、５０％定格速度に当たるω２ｍ＝９０［ｒａｄ／ｓ］、ω２ｎ＝２７０［ｒａｄ／ｓ］とした場合のものを示す。初期トルク指令値を一定のτｆ＊＝２［Ｎｍ］とした場合の実験結果を図４に示す。図４（ａ）が示しているように、ｄ軸電流指令値はゼロ一定であるが、ｑ軸電流指令値には元来の一定値に補償信号が重畳されている。
本発明のフィードバック電流制御器の効果により、電流応答値は同指令値に高い追従性を示している。同図（ｂ）は、ｄ軸、ｑ軸電流に対応したｕ相、ｖ相、ｗ相電流であるが、対称性は維持しているが、もはや正弦形状を示していない。しかしながら、同図（ｃ）が示しているように、発生トルクτは初期トルク指令値τｆ＊＝２［Ｎｍ］に高い一致性を示し、所期のリプル補償性能（実質的に完全補償）が達成されている。補償後の発生トルクが実質一定値となっている状態下でも、本発明による補償信号生成器は、一定の発生トルクτに寄与したリプル分の推定値τｈ＾を適切に推定している。

本発明の効果の評価基準とすべく、フィードバック電流制御器として従来のＰＩ制御器を利用し、補償信号による補償を行わない通常の駆動制御装置を利用した場合の応答を示す。
ＰＩ制御器は、図４と同一の帯域幅としてω_ｉｃ＝２０００［ｒａｄ／ｓ］が得られるように設計した。
応答結果を図５に示す。同図（ａ）は、一定のｄ軸、ｑ軸電流指令値と同応答値である。ｄ軸、ｑ軸電流とも正確な電流制御は達成されず、両電流には高調波成分の出現が見受けられる。同図（ｂ）は、ｄ軸、ｑ軸電流に対応したｕ相、ｖ相、ｗ相電流である。これらは、対称性を損なった歪みのある形状を呈している。同図（ｃ）は、これら電流に対応した発生トルクτと、これに含まれるリプル分τｈ＾である。発生トルクには、リプル分が含まれている様子が視認される。

本発明は、同期電動機を用いた応用の中で、特に、高品質のトルク発生を必要とする用途に好適である。

１ 同期電動機
２ 電力変換器
３ 電流検出器
４ａ ３相２相変換器
４ｂ ２相３相変換器
５ａ ベクトル回転器
５ｂ ベクトル回転器
６ フィードバック電流制御器
７ 位相検出器
８ 速度検出器
９ 余弦正弦信号発生器
１０ 補償信号生成器
１１ 最終電流指令値生成器

Claims (6)

1. 固定子電流を、回転子Ｎ極位相をｄ軸位相とする直交２軸のｄｑ同期座標系上のベクトル信号として捕らえ、最終電流指令値に追従するように制御する電流制御手段と、
   初期トルク指令値あるいは初期電流指令値を補償するための補償信号を生成する補償信号生成手段と、
   生成した補償信号を用いて初期トルク指令値あるいは初期電流指令値を補償して、最終電流指令値を生成する最終電流指令値生成手段と、
   を備える同期電動機の駆動制御装置であって、
   誘起電圧に含まれる高調波成分の一部または全部を実時間抽出し、実時間抽出した誘起電圧高調波成分と固定子電流相当値と回転子速度相当値とを少なくとも用いて補償信号を生成するように、該補償信号生成手段を構成したことを特徴とする同期電動機の駆動制御装置。
2. 実時間抽出する該誘起電圧高調波成分を、主として６次または１２次または両者の高調波トルクリプルに寄与する成分としたことを特徴とする請求項１記載の同期電動機の駆動制御装置。
3. 該誘起電圧高調波成分の実時間抽出を、ｄｑ同期座標系上の信号を用いて行うようにしたことを特徴とする請求項１または請求項２記載の同期電動機の駆動制御装置。
4. 分母多項式と分子多項式との有理関数で記述され、かつ分母多項式の係数の少なくとも１つが回転子速度に応じて変化するフィードバック電流制御器を用いて、該電流制御手段を構成したことを特徴とする請求項１記載の同期電動機の駆動制御装置。
5. 該フィードバック電流制御器の分母多項式の係数を、回転子電気速度の６倍または１２倍または両者に応じて変化するようにしたことを特徴とする請求項４記載の同期電動機の駆動制御装置。
6. 該フィードバック電流制御器の分子多項式の次数を分母多項式の次数と同一にしたことを特徴とする請求項４または請求項５記載の同期電動機の駆動制御装置。

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