JP4300375B2 - モータの制御方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、空気調和機等に用いるモータ（例えばブラシレスモータ等）の制御技術に係り、特に詳しくは、誘起電圧波形の高調波成分を除去し、モータのトルクリップルを低減するモータの制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
モータをインバータ制御する場合、例えば図４に示す装置を必要としており、交流電源（商用電源）１をＡＣ／ＤＣ変換回路２で直流に変換し、この変換直流電源をインバータ回路３でスイッチングして三相交流としてモータ４に供給する。インバータ回路３のスイッチングは、後述するＰＷＭ波形により行われ、このＰＷＭ波形によりモータ駆動電流が決定される（言い替えると、回転数が決まる）。
【０００３】
なお、ＡＣ／ＤＣ変換回路２にコンバータ部が備えられている場合、このコンバータ部のスイッチング素子をＰＷＭ波形でスイッチングし、モータ駆動電流を決定し、あるいは、インバータ回路３のスイッチングも含めてモータ駆動電流を決定する方法もある。また、回転子の位置を位置検出回路５で検出し、この位置検出の信号を制御回路（マイクロコンピュータ）６に入力し、制御回路６によってインバータ回路３のトランジスタを駆動してモータ４の固定子巻線電流を切り替える（通電を切り替える）。
【０００４】
この位置検出の方法としては、例えば非通電相に誘起する誘起電圧波形からゼロクロス点を検出し、このゼロクロス点により回転子の位置を検出する方法がある。そのため、位置検出回路５は、電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの端子電圧を合成回路５ａで合成、分圧して当該モータの仮想中性点電圧を得るとともに、この仮想中性点電圧（つまり誘起電圧）と電圧発生回路５ｂで発生した基準電圧とを比較回路５ｃで比較し、この比較結果を位置検出として制御回路（マイクロコンピュータ等）６に出力する。
【０００５】
上述したＰＷＭ制御方式の場合、制御回路６は、位置検出をもとにして電機子巻線の通電を切り替える一方、モータ駆動電流を所定値とするためのＰＷＭ波形をＰＷＭ発生部６ａで発生し、この発生ＰＷＭ波形の駆動信号を内部のドライバを介してインバータ回路３に出力する。なお、ＡＣ／ＤＣ変換回路２にコンバータ部を含んでいる場合には、そのＰＷＭ波形の信号をＡＣ／ＤＣ変換回路２にも出力する。
【０００６】
すると、インバータ回路３の各トランジシタＵａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｘ，Ｙ，Ｚは所定にオン、オフされ、モータ４の電機子巻線の通電が切り替えられる。また、ＡＣ／ＤＣ変換回路２のコンバータ部のスイッチングが所定にオン、オフされ、モータ駆動電流が所定値となり、つまりモータ回転数が所定値となる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記モータの制御方法においては、回転子の位置検出に用いる誘起電圧に含まれる高調波成分については何等考慮されておらず（図５（ａ），（ｂ）参照）、この高調波成分が要因となってトルクリップルが発生する。なお、図５（ａ），（ｂ）は、三相四極モータで固定子として２４スロットを用いた場合の誘起電圧波形および高調波を表している。
【０００８】
例えば、上記高調波成分としては、永久磁石を埋設したモータでもリラクタンストルクが発生する場合には、固定子のスロットとリラクタンストルクの相互作用により発生するリップル（高次高調波）がある。この高次高調波が誘起電圧に重畳し、リラクタンストルクの脈動成分であるリップルを含んだ誘起電圧が発生するため（図５（ａ）参照）、回転子の位置検出が適切でなくなり、モータ４の通電切り替えが最適に行われない。そして、これがトルクリップルの発生につながる。
【０００９】
本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、その目的は、誘起電圧に重畳されるリップル（高調波成分）を除去し、モータのトルクリップルを低減することができるようにしたモータの制御方法を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、交流電源をＡＣ／ＤＣ変換手段で直流電圧に変換するとともに、該直流電圧を該ＡＣ／ＤＣ変換手段に含まれているコンバータ手段によって所定電圧としてモータを駆動するためのインバータ手段に供給し、該インバータ手段のスイッチング素子をＰＷＭ制御し、かつ、前記コンバータ手段のスイッチング素子をＰＷＭ制御する一方、前記モータの非通電相に発生する誘起電圧波形をもとにして回転子の位置を検出し、該位置検出をもとにして前記モータの通電を切り替えるモータの制御方法において、前記誘起電圧波形を取り込んでフーリエ級数に展開し、該展開したフーリエ級数から前記誘起電圧波形の基本波を除いた高調波成分を算出し、該算出した高調波成分の位相を半周期ずらして補正値とし、該算出した補正値を前記コンバータ手段のスイッチング素子のＰＷＭ制御に加味して前記スイッチング素子を駆動し、前記誘起電圧波形の高調波成分を除去するようにしたことを特徴としている。
【００１１】
また、本発明は、交流電源をＡＣ／ＤＣ変換手段で直流電圧に変換するとともに、該直流電圧を該ＡＣ／ＤＣ変換手段に含まれているコンバータ手段によって所定電圧としてモータを駆動するためのインバータ手段に供給し、該インバータ手段のスイッチング素子をＰＷＭ制御し、かつ、前記コンバータ手段のスイッチング素子をＰＷＭ制御する一方、前記モータの非通電相に発生する誘起電圧波形をもとにして回転子の位置を検出し、該位置検出をもとにして前記モータの通電を切り替えるモータの制御方法において、前記誘起電圧波形を取り込んでフーリエ級数に展開し、該展開したフーリエ級数から前記誘起電圧波形の基本波を除いた高調波成分を算出し、該算出した高調波成分の位相を半周期ずらして補正値とし、該算出した補正値を前記コンバータ手段のスイッチング素子のＰＷＭ制御および前記インバータ手段のスイッチング素子のＰＷＭ制御の両方に加味して前記各スイッチング素子を駆動し、前記誘起電圧波形の高調波成分を除去するようにしたことを特徴としている。
【００１２】
前記モータを空気調和機に搭載し、少なくとも前記空気調和機の圧縮機モータに用いるとよい。トルクリップルを低減したモータを用いることにより、空気調和機の運転効率の向上、省電力の向上が図れる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図１ないし図３を参照して詳細に説明する。なお、図１中、図４と同一部分には同一符号を付して重複説明を省略する。また、図３（ａ），（ｃ）は図５（ａ），（ｂ）に対応している。
【００１４】
図１において、このモータの制御方法が適用される制御装置は、誘起電圧波形（仮想中性点電圧波形）をフーリエ級数に展開して高調波成分を算出する高調波成分算出部１０ａと、誘起電圧波形の高調波成分を除去するためにその算出高調波成分の位相を所定値ずらして補正値とする位相補正部１０ｂと、この補正値を加味してＰＷＭ波形を発生するＰＷＭ発生部１０ｃとを有する制御回路（マイクロコンピュータ等）１０を備えている。なお、制御回路１０は、図４に示す制御回路６の機能も有し、ＰＷＭ発生部１０ｃは図４に示すＰＷＭ発生部６ａの機能も有している。
【００１５】
具体的に説明すると、高調波成分算出部１０ａは、少なくとも誘起電圧波形を内部のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換して回転子の１回転分（３６０度分）を取り込み、これを内部のメモリに記憶し、この記憶したデータをフーリエ級数に展開して高調波成分を算出する。つまり、誘起電圧は、回転子の回転に伴って発生し、周期性をもっているため、フーリエ級数に展開されることになる。
【００１６】
位相補正部１０ｂは、高調波成分の位相を半周期ずらし、誘起電圧波形の高調波成分を相殺するデータを算出して補正値とする。ＰＷＭ発生部１０ｃは、位相補正部１０ｂで得られた補正値を現ＰＷＭ波形に加味して出力する（加減して出力する）。
【００１７】
上記構成の制御装置の動作を図２のフローチャート図および図３の波形図を参照して説明する。
【００１８】
まず、制御回路１０はモータ４を回転制御しているものとする。このとき、制御回路１０の高調波成分算出部１０ａは、誘起電圧波形をＡ／Ｄ変換して記憶し、かつ、このＡ／Ｄ変換した誘起電圧波形のデータを回転子の１回転分記憶する（ステップＳＴ１）。
【００１９】
続いて、その１回転分のデータを正弦関数系や余弦関数系のフーリエ級数に展開する。このフーリエ級数展開においては、誘起電圧波形の１周期（基本波の周期）Ｔを用いる（図３参照）。
【００２０】
このフーリエ級数から基本波（図３（ｂ）参照）を除く他の部分（つまり高調波；図３（ｃ）参照）を算出する（ステップＳＴ２）。この場合、その算出高調波は、三相四極で２４スロットのモータの場合主に第１１次高調波であるが、それ以外の次数の高調波も多少含むことになる。
【００２１】
続いて、上記算出した高調波成分の位相を位相補正部１０ｂで半周期ずらし（図３（ｄ）参照）、誘起電圧波形の高調波成分を除去するための補正値を算出する（ステップＳＴ３）。
この算出した補正値をＰＷＭ発生部１０ｃで当該ＰＷＭ波形に加味する。つまり、モータ４を駆動するためのＰＷＭ波形を補正し（ステップＳＴ４）、この補正したＰＷＭ波形のパターン出力処理を行う（ステップＳＴ５）。
【００２２】
このＰＷＭ波形のパターン出力処理により、インバータ回路３のトランジスタＵａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｘ，Ｙ，ＺをスイッチングするためのＰＷＭ信号が出力されるが、本発明によると、ＡＣ／ＤＣ変換回路２に含まれるコンバータ部のスイッチング素子をスイッチングするためのＰＷＭ信号に補正値が加味される。これにより、ＡＣ／ＤＣ変換回路２の出力直流電圧が補正値分変化し、これが誘起電圧に含まれる高調波成分を除去するように作用する。
【００２３】
さらに、上記パターン出力処理において、ＡＣ／ＤＣ変換回路２に含まれるコンバータ部のスイッチング素子をスイッチングし、かつ、インバータ回路３のトランジスタＵａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｘ，Ｙ，ＺをスイッチングするためのＰＷＭ信号の両方に補正値を加味するようにしてもよい。これによれば、誘起電圧波形に含まれる高調波成分が適切に除去され、トルクリップルの十分な低減がはかれる。
【００２４】
ところで、モータ４を可変速制御する場合、つまり、モータ４の回転数が変わる場合、その回転数毎に図２に示すルーチンを実行し、現ＰＷＭ波形を補正するための補正値を算出し、この補正値をＰＷＭ波形に加味して出力パターンを得る。これにより、モータ４の回転数が変化しても、誘起電圧波形に含まれる高調波成分が除去され、モータ４のトルクリップルも低減される。
【００２５】
また、上記制御方法を空気調和機の圧縮機モータ等に適用すれば、トルクリップルの低減により空気調和機の運転効率の向上、省電力の向上にも寄与することになる。
【００２６】
【発明の効果】
以上説明した本発明によれば、誘起電圧波形に含まれる高調波成分を抽出し、この高調波成分の位相をずらして高調波成分を相殺するための補正値を得、この補正値をモータのＰＷＭ制御に加味するようにしていることから、誘起電圧波形の高調波成分を除去することになる。したがって、この高調波成分（リップル）のカットによりモータのトルクリップルを低減できることから、モータの高効率化、省電力化の向上を図ることができるという効果がある。
【００２７】
また、当該モータの位置検出回路を利用している誘起電圧波形をフーリエ級数に展開し、このフーリエ級数から高調波成分を抽出するが、この処理は、当該モータの制御手段であるマイクロコンピュータで行うことから、新たなハードウェア回路を追加する必要もなく、コストアップにならずに済むという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態に係り、モータの制御方法が適用される制御装置を示す概略的なブロック線図。
【図２】図１に示す制御装置の動作を説明するための概略的なフローチャート図。
【図３】図１に示す制御装置の動作を説明するための概略的な波形図。
【図４】従来のモータの制御装置を示す概略的なブロック線図。
【図５】図４に示す制御装置の課題を説明するための概略的な波形図。
【符号の説明】
１ 交流電源
２ ＡＣ／ＤＣ変換回路（含コンバータ部）
３ インバータ回路
４ モータ
５ 位置検出回路
６，１０ 制御回路（マイクロコンピュータ）
６ａ，１０ｃ ＰＷＭ発生部
１０ａ 高調波成分算出部
１０ｂ 位相補正部
【発明の属する技術分野】
本発明は、空気調和機等に用いるモータ（例えばブラシレスモータ等）の制御技術に係り、特に詳しくは、誘起電圧波形の高調波成分を除去し、モータのトルクリップルを低減するモータの制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
モータをインバータ制御する場合、例えば図４に示す装置を必要としており、交流電源（商用電源）１をＡＣ／ＤＣ変換回路２で直流に変換し、この変換直流電源をインバータ回路３でスイッチングして三相交流としてモータ４に供給する。インバータ回路３のスイッチングは、後述するＰＷＭ波形により行われ、このＰＷＭ波形によりモータ駆動電流が決定される（言い替えると、回転数が決まる）。
【０００３】
なお、ＡＣ／ＤＣ変換回路２にコンバータ部が備えられている場合、このコンバータ部のスイッチング素子をＰＷＭ波形でスイッチングし、モータ駆動電流を決定し、あるいは、インバータ回路３のスイッチングも含めてモータ駆動電流を決定する方法もある。また、回転子の位置を位置検出回路５で検出し、この位置検出の信号を制御回路（マイクロコンピュータ）６に入力し、制御回路６によってインバータ回路３のトランジスタを駆動してモータ４の固定子巻線電流を切り替える（通電を切り替える）。
【０００４】
この位置検出の方法としては、例えば非通電相に誘起する誘起電圧波形からゼロクロス点を検出し、このゼロクロス点により回転子の位置を検出する方法がある。そのため、位置検出回路５は、電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの端子電圧を合成回路５ａで合成、分圧して当該モータの仮想中性点電圧を得るとともに、この仮想中性点電圧（つまり誘起電圧）と電圧発生回路５ｂで発生した基準電圧とを比較回路５ｃで比較し、この比較結果を位置検出として制御回路（マイクロコンピュータ等）６に出力する。
【０００５】
上述したＰＷＭ制御方式の場合、制御回路６は、位置検出をもとにして電機子巻線の通電を切り替える一方、モータ駆動電流を所定値とするためのＰＷＭ波形をＰＷＭ発生部６ａで発生し、この発生ＰＷＭ波形の駆動信号を内部のドライバを介してインバータ回路３に出力する。なお、ＡＣ／ＤＣ変換回路２にコンバータ部を含んでいる場合には、そのＰＷＭ波形の信号をＡＣ／ＤＣ変換回路２にも出力する。
【０００６】
すると、インバータ回路３の各トランジシタＵａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｘ，Ｙ，Ｚは所定にオン、オフされ、モータ４の電機子巻線の通電が切り替えられる。また、ＡＣ／ＤＣ変換回路２のコンバータ部のスイッチングが所定にオン、オフされ、モータ駆動電流が所定値となり、つまりモータ回転数が所定値となる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記モータの制御方法においては、回転子の位置検出に用いる誘起電圧に含まれる高調波成分については何等考慮されておらず（図５（ａ），（ｂ）参照）、この高調波成分が要因となってトルクリップルが発生する。なお、図５（ａ），（ｂ）は、三相四極モータで固定子として２４スロットを用いた場合の誘起電圧波形および高調波を表している。
【０００８】
例えば、上記高調波成分としては、永久磁石を埋設したモータでもリラクタンストルクが発生する場合には、固定子のスロットとリラクタンストルクの相互作用により発生するリップル（高次高調波）がある。この高次高調波が誘起電圧に重畳し、リラクタンストルクの脈動成分であるリップルを含んだ誘起電圧が発生するため（図５（ａ）参照）、回転子の位置検出が適切でなくなり、モータ４の通電切り替えが最適に行われない。そして、これがトルクリップルの発生につながる。
【０００９】
本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、その目的は、誘起電圧に重畳されるリップル（高調波成分）を除去し、モータのトルクリップルを低減することができるようにしたモータの制御方法を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、交流電源をＡＣ／ＤＣ変換手段で直流電圧に変換するとともに、該直流電圧を該ＡＣ／ＤＣ変換手段に含まれているコンバータ手段によって所定電圧としてモータを駆動するためのインバータ手段に供給し、該インバータ手段のスイッチング素子をＰＷＭ制御し、かつ、前記コンバータ手段のスイッチング素子をＰＷＭ制御する一方、前記モータの非通電相に発生する誘起電圧波形をもとにして回転子の位置を検出し、該位置検出をもとにして前記モータの通電を切り替えるモータの制御方法において、前記誘起電圧波形を取り込んでフーリエ級数に展開し、該展開したフーリエ級数から前記誘起電圧波形の基本波を除いた高調波成分を算出し、該算出した高調波成分の位相を半周期ずらして補正値とし、該算出した補正値を前記コンバータ手段のスイッチング素子のＰＷＭ制御に加味して前記スイッチング素子を駆動し、前記誘起電圧波形の高調波成分を除去するようにしたことを特徴としている。
【００１１】
また、本発明は、交流電源をＡＣ／ＤＣ変換手段で直流電圧に変換するとともに、該直流電圧を該ＡＣ／ＤＣ変換手段に含まれているコンバータ手段によって所定電圧としてモータを駆動するためのインバータ手段に供給し、該インバータ手段のスイッチング素子をＰＷＭ制御し、かつ、前記コンバータ手段のスイッチング素子をＰＷＭ制御する一方、前記モータの非通電相に発生する誘起電圧波形をもとにして回転子の位置を検出し、該位置検出をもとにして前記モータの通電を切り替えるモータの制御方法において、前記誘起電圧波形を取り込んでフーリエ級数に展開し、該展開したフーリエ級数から前記誘起電圧波形の基本波を除いた高調波成分を算出し、該算出した高調波成分の位相を半周期ずらして補正値とし、該算出した補正値を前記コンバータ手段のスイッチング素子のＰＷＭ制御および前記インバータ手段のスイッチング素子のＰＷＭ制御の両方に加味して前記各スイッチング素子を駆動し、前記誘起電圧波形の高調波成分を除去するようにしたことを特徴としている。
【００１２】
前記モータを空気調和機に搭載し、少なくとも前記空気調和機の圧縮機モータに用いるとよい。トルクリップルを低減したモータを用いることにより、空気調和機の運転効率の向上、省電力の向上が図れる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図１ないし図３を参照して詳細に説明する。なお、図１中、図４と同一部分には同一符号を付して重複説明を省略する。また、図３（ａ），（ｃ）は図５（ａ），（ｂ）に対応している。
【００１４】
図１において、このモータの制御方法が適用される制御装置は、誘起電圧波形（仮想中性点電圧波形）をフーリエ級数に展開して高調波成分を算出する高調波成分算出部１０ａと、誘起電圧波形の高調波成分を除去するためにその算出高調波成分の位相を所定値ずらして補正値とする位相補正部１０ｂと、この補正値を加味してＰＷＭ波形を発生するＰＷＭ発生部１０ｃとを有する制御回路（マイクロコンピュータ等）１０を備えている。なお、制御回路１０は、図４に示す制御回路６の機能も有し、ＰＷＭ発生部１０ｃは図４に示すＰＷＭ発生部６ａの機能も有している。
【００１５】
具体的に説明すると、高調波成分算出部１０ａは、少なくとも誘起電圧波形を内部のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換して回転子の１回転分（３６０度分）を取り込み、これを内部のメモリに記憶し、この記憶したデータをフーリエ級数に展開して高調波成分を算出する。つまり、誘起電圧は、回転子の回転に伴って発生し、周期性をもっているため、フーリエ級数に展開されることになる。
【００１６】
位相補正部１０ｂは、高調波成分の位相を半周期ずらし、誘起電圧波形の高調波成分を相殺するデータを算出して補正値とする。ＰＷＭ発生部１０ｃは、位相補正部１０ｂで得られた補正値を現ＰＷＭ波形に加味して出力する（加減して出力する）。
【００１７】
上記構成の制御装置の動作を図２のフローチャート図および図３の波形図を参照して説明する。
【００１８】
まず、制御回路１０はモータ４を回転制御しているものとする。このとき、制御回路１０の高調波成分算出部１０ａは、誘起電圧波形をＡ／Ｄ変換して記憶し、かつ、このＡ／Ｄ変換した誘起電圧波形のデータを回転子の１回転分記憶する（ステップＳＴ１）。
【００１９】
続いて、その１回転分のデータを正弦関数系や余弦関数系のフーリエ級数に展開する。このフーリエ級数展開においては、誘起電圧波形の１周期（基本波の周期）Ｔを用いる（図３参照）。
【００２０】
このフーリエ級数から基本波（図３（ｂ）参照）を除く他の部分（つまり高調波；図３（ｃ）参照）を算出する（ステップＳＴ２）。この場合、その算出高調波は、三相四極で２４スロットのモータの場合主に第１１次高調波であるが、それ以外の次数の高調波も多少含むことになる。
【００２１】
続いて、上記算出した高調波成分の位相を位相補正部１０ｂで半周期ずらし（図３（ｄ）参照）、誘起電圧波形の高調波成分を除去するための補正値を算出する（ステップＳＴ３）。
この算出した補正値をＰＷＭ発生部１０ｃで当該ＰＷＭ波形に加味する。つまり、モータ４を駆動するためのＰＷＭ波形を補正し（ステップＳＴ４）、この補正したＰＷＭ波形のパターン出力処理を行う（ステップＳＴ５）。
【００２２】
このＰＷＭ波形のパターン出力処理により、インバータ回路３のトランジスタＵａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｘ，Ｙ，ＺをスイッチングするためのＰＷＭ信号が出力されるが、本発明によると、ＡＣ／ＤＣ変換回路２に含まれるコンバータ部のスイッチング素子をスイッチングするためのＰＷＭ信号に補正値が加味される。これにより、ＡＣ／ＤＣ変換回路２の出力直流電圧が補正値分変化し、これが誘起電圧に含まれる高調波成分を除去するように作用する。
【００２３】
さらに、上記パターン出力処理において、ＡＣ／ＤＣ変換回路２に含まれるコンバータ部のスイッチング素子をスイッチングし、かつ、インバータ回路３のトランジスタＵａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｘ，Ｙ，ＺをスイッチングするためのＰＷＭ信号の両方に補正値を加味するようにしてもよい。これによれば、誘起電圧波形に含まれる高調波成分が適切に除去され、トルクリップルの十分な低減がはかれる。
【００２４】
ところで、モータ４を可変速制御する場合、つまり、モータ４の回転数が変わる場合、その回転数毎に図２に示すルーチンを実行し、現ＰＷＭ波形を補正するための補正値を算出し、この補正値をＰＷＭ波形に加味して出力パターンを得る。これにより、モータ４の回転数が変化しても、誘起電圧波形に含まれる高調波成分が除去され、モータ４のトルクリップルも低減される。
【００２５】
また、上記制御方法を空気調和機の圧縮機モータ等に適用すれば、トルクリップルの低減により空気調和機の運転効率の向上、省電力の向上にも寄与することになる。
【００２６】
【発明の効果】
以上説明した本発明によれば、誘起電圧波形に含まれる高調波成分を抽出し、この高調波成分の位相をずらして高調波成分を相殺するための補正値を得、この補正値をモータのＰＷＭ制御に加味するようにしていることから、誘起電圧波形の高調波成分を除去することになる。したがって、この高調波成分（リップル）のカットによりモータのトルクリップルを低減できることから、モータの高効率化、省電力化の向上を図ることができるという効果がある。
【００２７】
また、当該モータの位置検出回路を利用している誘起電圧波形をフーリエ級数に展開し、このフーリエ級数から高調波成分を抽出するが、この処理は、当該モータの制御手段であるマイクロコンピュータで行うことから、新たなハードウェア回路を追加する必要もなく、コストアップにならずに済むという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態に係り、モータの制御方法が適用される制御装置を示す概略的なブロック線図。
【図２】図１に示す制御装置の動作を説明するための概略的なフローチャート図。
【図３】図１に示す制御装置の動作を説明するための概略的な波形図。
【図４】従来のモータの制御装置を示す概略的なブロック線図。
【図５】図４に示す制御装置の課題を説明するための概略的な波形図。
【符号の説明】
１ 交流電源
２ ＡＣ／ＤＣ変換回路（含コンバータ部）
３ インバータ回路
４ モータ
５ 位置検出回路
６，１０ 制御回路（マイクロコンピュータ）
６ａ，１０ｃ ＰＷＭ発生部
１０ａ 高調波成分算出部
１０ｂ 位相補正部
Claims (3)
- 交流電源をＡＣ／ＤＣ変換手段で直流電圧に変換するとともに、該直流電圧を該ＡＣ／ＤＣ変換手段に含まれているコンバータ手段によって所定電圧としてモータを駆動するためのインバータ手段に供給し、該インバータ手段のスイッチング素子をＰＷＭ制御し、かつ、前記コンバータ手段のスイッチング素子をＰＷＭ制御する一方、前記モータの非通電相に発生する誘起電圧波形をもとにして回転子の位置を検出し、該位置検出をもとにして前記モータの通電を切り替えるモータの制御方法において、
前記誘起電圧波形を取り込んでフーリエ級数に展開し、該展開したフーリエ級数から前記誘起電圧波形の基本波を除いた高調波成分を算出し、該算出した高調波成分の位相を半周期ずらして補正値とし、該算出した補正値を前記コンバータ手段のスイッチング素子のＰＷＭ制御に加味して前記スイッチング素子を駆動し、前記誘起電圧波形の高調波成分を除去するようにしたことを特徴とするモータの制御方法。 - 交流電源をＡＣ／ＤＣ変換手段で直流電圧に変換するとともに、該直流電圧を該ＡＣ／ＤＣ変換手段に含まれているコンバータ手段によって所定電圧としてモータを駆動するためのインバータ手段に供給し、該インバータ手段のスイッチング素子をＰＷＭ制御し、かつ、前記コンバータ手段のスイッチング素子をＰＷＭ制御する一方、前記モータの非通電相に発生する誘起電圧波形をもとにして回転子の位置を検出し、該位置検出をもとにして前記モータの通電を切り替えるモータの制御方法において、
前記誘起電圧波形を取り込んでフーリエ級数に展開し、該展開したフーリエ級数から前記誘起電圧波形の基本波を除いた高調波成分を算出し、該算出した高調波成分の位相を半周期ずらして補正値とし、該算出した補正値を前記コンバータ手段のスイッチング素子のＰＷＭ制御および前記インバータ手段のスイッチング素子のＰＷＭ制御の両方に加味して前記各スイッチング素子を駆動し、前記誘起電圧波形の高調波成分を除去するようにしたことを特徴とするモータの制御方法。 - 前記モータを空気調和機に搭載し、少なくとも前記空気調和機の圧縮機モータに用いるようにした請求項１または２に記載のモータの制御方法。
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