JP5656695B2 - 電動機駆動装置および空気調和装置 - Google Patents

Description

本発明は、電動機駆動装置および空気調和装置に関する。

従来、例えば、直流電圧指令値に従って直流電圧を昇圧し平滑回路に出力するコンバータ回路と、平滑回路上の直流電力と電動機を駆動する交流電力との間で電力変換を行うインバータ回路を備え、電動機への出力要求に従って電動機のトルク指令値を設定し、そのトルク出力に必要な電圧の最小値を必要最小電圧として算出して、その必要最小電圧より高く出力上限電圧よりも低い範囲の中で複数の直流電圧指令値候補を設定し、それぞれの直流電圧指令値候補についてコンバータ回路、インバータ回路、電動機での電力損失を推定し、これらの電力損失の総和が最小となる直流電圧指令値候補を最適な電圧として直流電圧指令値に設定する技術が開示されている（特許文献１）。

また、例えば、電動機のトルクを０としたとき、電動機電流に相当するｄ軸電流は、電動機方程式から計算される基本波成分と、スイッチングのタイミングチャートから計算されるリップル成分とで構成され、基本波成分には電源電力指令値が関係し、リップル成分には電動機のインダクタンス値およびスイッチング周波数が関係するため、電動機の銅損をこれらの要素に基づく計算式から計算して、この銅損が最小値となるようにインバータ回路の出力電圧指令値を補正する技術が開示されている（特許文献２）。

特開２００７−３２５３５１号公報 特開２００７−１４１８５号公報

しかしながら、特許文献１に記載された技術では、コンバータ回路が出力する直流電圧の設定により電力損失の総和を最小化するようにしているが、コンバータ回路、インバータ回路個々の損失を他の要素で最小化することができないため、結果として電力損失の総和を最小化することができない、という問題点があった。また、特許文献２に記載された技術では、スイッチング周波数の調整により電動機の銅損を最小化することはできるが、電動機の電気的損失の他の要素である鉄損を最小化することができない、という問題点があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、インバータ回路および電動機に発生する各電力損失の合計値をより小さくすることができる電動機駆動装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる電動機駆動装置は、交流電源から第１の交流電圧が供給され、前記第１の交流電圧を第２の交流電圧に変換して電動機に出力する電動機駆動装置であって、前記第１の交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路と、前記直流電圧を平滑する平滑回路と、半導体スイッチ素子およびダイオードが逆並列に接続された上下一対のアームを１つあるいは複数備えて構成され、前記直流電圧を前記第２の交流電圧に変換するインバータ回路と、前記半導体スイッチ素子を駆動する駆動回路と、前記電動機に流れる電動機電流を検出する電流検出回路と、前記電動機電流に基づいて、前記半導体スイッチ素子のターンオン時あるいはターンオフ時のスイッチングにより生じるスイッチング損失、前記半導体スイッチ素子および前記ダイオードの導通により生じる導通損失、前記電動機の鉄心で発生する鉄損、および前記電動機の一次巻線で発生する銅損を算出し、前記スイッチング損失、前記導通損失、前記鉄損、および前記銅損の合計損失を算出し、当該合計損失がより小さくなるように制御する電動機駆動制御部と、を備え、前記電動機駆動制御部は、前記半導体スイッチ素子のターンオン時間およびターンオフ時間のうちの少なくとも１つを制御するスイッチングスピード制御手段を備え、前記駆動回路は、前記電動機駆動制御部から出力される駆動パルス信号の立ち上がり時に前記半導体スイッチ素子に流れるゲート電流を制限する第１の回路要素と、前記駆動パルス信号の立ち下がり時に前記半導体スイッチ素子に流れるゲート電流を制限する第２の回路要素と、前記第１の回路要素に含まれる第１の抵抗要素を制御して、前記ターンオン時間を設定するターンオン時間設定回路と、前記第２の回路要素に含まれる第２の抵抗要素を制御して、前記ターンオフ時間を設定するターンオフ時間設定回路と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、インバータ回路および電動機に発生する各電力損失の合計値をより小さくすることができる、という効果を奏する。

図１は、実施の形態１にかかる電動機駆動装置の一構成例を示す図である。 図２は、定常状態における半導体スイッチ素子およびダイオードに流れる電流と電圧との関係の一例を示す図である。 図３は、半導体スイッチ素子の状態と半導体スイッチ素子およびダイオードに電流が流れる期間とを示したタイミングチャートである。 図４は、スイッチングパルス変調度、電動機電流、および、コレクタ−エミッタ間飽和電圧の模式図である。 図５は、駆動回路の内部構成の一例を示す図である。 図６は、半導体スイッチ素子のターンオン時およびターンオフ時の過渡状態におけるコレクタ電流およびコレクタ−エミッタ間電圧の変動の一例を示す模式図である。 図７は、実施の形態４にかかる電動機駆動装置の一構成例を示す図である。 図８は、半導体スイッチ素子のターンオン時の過渡状態におけるコレクタ電流およびコレクタ−エミッタ間電圧の変動、ならびに、ダイオードに流れる電流および両端電圧の変動の一例を示す模式図である。 図９は、実施の形態５にかかる電動機駆動装置の一構成例を示す図である。 図１０は、実施の形態６にかかる空気調和装置の一構成例を示す図である。

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる電動機駆動装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１にかかる電動機駆動装置の一構成例を示す図である。図１に示すように、実施の形態１にかかる電動機駆動装置１は、交流電源２および電動機３に接続され、交流電源２から第１の交流電圧が供給され、電動機３を駆動する第２の交流電圧に変換して電動機３に出力する。

電動機駆動装置１は、コンバータ回路４、平滑回路５、インバータ回路６、電流検出回路７、電動機駆動制御部１０、および駆動回路２０ａ，２０ｂを備え構成される。

コンバータ回路４は、電動機駆動制御部１０からの直流電圧指令値に基づいて、交流電源２から供給される第１の交流電圧を直流電圧に変換する。平滑回路５は、コンバータ回路４の出力電圧を平滑する平滑用コンデンサ５ａを備えている。

インバータ回路６は、半導体スイッチ素子６ａ，６ｂおよびダイオード６ｃ，６ｄを備え、これら半導体スイッチ素子６ａ，６ｂおよびダイオード６ｃ，６ｄで上下一対のアームが構成され、平滑された直流電力を所望の交流電力に変換して電動機３に出力する。なお、インバータ回路６を構成するアームの数は、電動機３の構成によって変わる。例えば、電動機３が三相交流電動機であれば、インバータ回路６は、上限三対のアームと三相の出力を持つフルブリッジ型の回路となる。また、インバータ回路６は、電動機３を駆動するものであれば、どのような構成であってもよい。

駆動回路２０ａ，２０ｂは、スイッチング時間制御部１５を備え、電動機駆動制御部１０からの駆動パルス信号、ターンオン時間指令値、およびターンオフ時間指令値に基づいて、インバータ回路６の半導体スイッチ素子６ａ，６ｂを駆動する。

電流検出回路７は、電動機３に流れる電流を検出して電動機駆動制御部１０に出力する。なお、電流検出回路７は、例えば、インバータ回路６が三相の出力を持つときは、三相全ての電流を検出するものであってもよいし、三相のうちの任意の二相の電流を検出して他の一相の電流を算出するものであってもよい。もしくは、電流検出回路７を平滑回路５とインバータ回路６との間に設け、平滑回路５とインバータ回路６との間に流れる電流を検出し、インバータ回路６の半導体スイッチ素子の状態に応じて各相の電流を算出するものであってもよい。また、電流検出回路７は、電動機３に流れる電流を検出するものであれば、どのような構成であってもよい。以下、電動機３に流れる電流を「電動機電流」という。

電動機駆動制御部１０は、制御要素制御部１１、直流電圧指令生成部１２、スイッチング周波数指令生成部１３、および駆動パルス信号生成部１４を備えている。

制御要素制御部１１は、外部からの運転指令と、電流検出回路７から入力された電動機電流に基づいて算出したインバータ回路６および電動機３の損失量とに基づいて、コンバータ回路４が出力する出力電圧値、半導体スイッチ素子６ａ，６ｂを駆動する駆動パルス信号のスイッチング周波数、駆動パルス信号の１周期における半導体スイッチ素子６ａ，６ｂのオン期間の比率を示すスイッチングパルス変調度、スイッチングパルス変調度の周波数、半導体スイッチ素子６ａ，６ｂのターンオンおよびターンオフに要する時間であるターンオン時間およびターンオフ時間を含む各制御要素を制御し、それぞれ、出力電圧値情報、スイッチング周波数情報、スイッチングパルス変調度とその周波数とを含むスイッチングパルス変調度情報、ターンオン時間情報、およびターンオフ時間情報として出力する。なお、制御要素制御部１１は、出力電圧値を制御する際には、コンバータ回路出力電圧制御手段として機能し、スイッチング周波数を制御する際には、スイッチング周波数制御手段として機能し、スイッチングパルス変調度およびスイッチングパルス変調度の周波数を制御する際には、スイッチングパルス変調度制御手段として機能し、ターンオン時間およびターンオフ時間を制御する際には、スイッチングスピード制御手段として機能する。

直流電圧指令生成部１２は、制御要素制御部１１から出力された出力電圧値情報に基づいて、直流電圧指令値を生成してコンバータ回路４に出力する。

スイッチング周波数指令生成部１３は、制御要素制御部１１から出力されたスイッチング周波数情報に基づいて、スイッチング周波数指令値を生成して駆動パルス信号生成部１４に出力する。

駆動パルス信号生成部１４は、制御要素制御部１１から出力されたスイッチングパルス変調度情報およびスイッチング周波数指令生成部１３から出力されたスイッチング周波数指令値に基づいて、駆動パルス指令値を生成すると共に、制御要素制御部１１から出力されたターンオン時間情報およびターンオフ時間情報に基づいて、ターンオン時間指令値およびターンオフ時間指令値を生成して、駆動パルス指令値およびターンオフ時間指令値を駆動回路２０ａ，２０ｂに出力する。

つぎに、実施の形態１にかかる電動機駆動装置１の動作について説明する。上述したように、制御要素制御部１１は、外部からの運転指令と、電流検出回路７から入力された電動機電流に基づいて算出したインバータ回路６および電動機３の損失量とに基づいて、コンバータ回路４が出力する出力電圧値、半導体スイッチ素子６ａ，６ｂを駆動する駆動パルス信号のスイッチング周波数、駆動パルス信号の１周期における半導体スイッチ素子６ａ，６ｂのオン期間の比率を示すスイッチングパルス変調度、半導体スイッチ素子６ａ，６ｂのターンオンおよびターンオフに要する時間であるターンオン時間およびターンオフ時間を制御する。つまり、本実施の形態では、制御要素制御部１１は、インバータ回路６および電動機３の各損失量を合計した合計損失が小さくなるように、出力電圧値、スイッチング周波数、スイッチングパルス変調度、ターンオン時間およびターンオフ時間を含む各制御要素を制御する。

制御要素制御部１１は、電流検出回路７から入力された電動機電流に基づいて、インバータ回路６の半導体スイッチ素子６ａ，６ｂおよびダイオード６ｃ，６ｄに発生する導通損失、スイッチング損失、電動機３の巻線に発生する銅損、電動機３に発生する鉄損を計算し、それらの合計損失を求める。

まず、導通損失の計算手法について説明する。本実施の形態では、半導体スイッチ素子６ａ，６ｂおよびダイオード６ｃ，６ｄの導通により生じる１秒あたりの損失量を導通損失とする。図２は、定常状態における半導体スイッチ素子およびダイオードに流れる電流と電圧との関係の一例を示す図である。図２（ａ）は、半導体スイッチ素子のコレクタ電流Ｉｃとコレクタ−エミッタ間飽和電圧Ｖｃｅ（ｓａｔ）との関係を示すＩｃ−Ｖｃｅ（ｓａｔ）特性の一例を示し、図２（ｂ）は、ダイオードの順方向電流Ｉｆと順方向電圧Ｖｆとの関係を示すＩｆ−Ｖｆ特性の一例を示している。半導体スイッチ素子６ａ，６ｂにオン信号を与えコレクタ電流Ｉｃが流れると、Ｉｃの電流値に応じたコレクタ−エミッタ間飽和電圧Ｖｃｅ（ｓａｔ）が発生する。半導体スイッチ素子６ａ，６ｂにはＩｃとＶｃｅ（ｓａｔ）の積が導通損失として発生する。同様に、ダイオード６ｃ，６ｄに順方向電流Ｉｆが流れると、Ｉｆの電流値に応じた順方向電圧Ｖｆがアノード−カソード間に発生することから、ダイオード６ｃ，６ｄにはＩｆとＶｆの積が導通損失として発生する。

半導体スイッチ素子６ａ，６ｂ、ダイオード６ｃ，６ｄに、それぞれ時間Ｔだけ電流が流れたとき、半導体スイッチ素子６ａ，６ｂに発生する損失量Ｅｃｓ、ダイオード６ｃ，６ｄに発生する損失量Ｅｃｄはそれぞれ下記（１），（２）式で表すことができる。

Ｅｃｓ＝Ｉｃ×Ｖｃｅ（ｓａｔ）×Ｔ …（１）

Ｅｃｄ＝Ｉｆ×Ｖｆ×Ｔ …（２）

図３は、半導体スイッチ素子の状態と半導体スイッチ素子およびダイオードに電流が流れる期間とを示したタイミングチャートである。図３（ａ）は、電動機電流Ｉａが正である場合のタイミングチャートを示し、図３（ｂ）は、電動機電流Ｉａが負である場合のタイミングチャートを示し、それぞれ駆動パルス信号の１周期にわたり示している。ここで、電動機電流Ｉａが正（Ｉａ＞０）とは、電動機３に流れる電流の方向がインバータ回路６から電動機３への向きであるときとし、電動機電流Ｉａが負（Ｉａ＜０）とは、電動機３に流れる電流の方向が電動機３からインバータ回路６への向きであるときとする。なお、この電動機電流Ｉａの符号については、以降の説明においても同様とする。また、以降の説明では、駆動パルス信号の１周期に相当する時間を、「スイッチング周期Ｔｃ」という。

通常、インバータ回路６の制御では、スイッチング周期Ｔｃの間に、半導体スイッチ素子６ａがオンとなる期間と、半導体スイッチ素子６ｂがオンとなる期間とを設ける。このとき、半導体スイッチ素子６ａ，６ｂの一方がオンとなり、両方が同時にオンとなる期間を設けることはない。ここで、あるスイッチング周期Ｔｃにおける半導体スイッチ素子６ａのオン期間の比率、つまり、図３（ａ）に示す例において、あるスイッチング周期Ｔｃにおけるスイッチングパルス変調度Ｄａを「Ｄｕｔｙ」とすると、半導体スイッチ素子６ａのオン期間Ｔｃａ、および、半導体スイッチ素子６ｂのオン期間Ｔｃｂは、それぞれ下記（３），（４）式で表すことができる。

Ｔｃａ＝Ｔｃ×Ｄｕｔｙ …（３）

Ｔｃｂ＝Ｔｃ×（１−Ｄｕｔｙ） …（４）

Ｉａが正値（Ｉａ＞０）のとき（図３（ａ）参照）、半導体スイッチ素子６ａのオン期間では、半導体スイッチ素子６ａが導通して電流が流れ、半導体スイッチ素子６ｂのオン期間では、ダイオード６ｄが導通して電流が流れる。よって、インバータ回路６でスイッチング周期Ｔｃにわたって発生する損失量Ｅｃｃ（Ｉａ＞０）は、下記（５）式で表すことができる。

Ｅｃｃ（Ｉａ＞０）＝Ｉｃ×Ｖｃｅ（ｓａｔ）×Ｔｃａ＋Ｉｆ×Ｖｆ×Ｔｃｂ
＝Ｉｃ×Ｖｃｅ（ｓａｔ）×Ｔｃ×Ｄｕｔｙ
＋Ｉｆ×Ｖｆ×Ｔｃ×（１−Ｄｕｔｙ） …（５）

Ｉａが負値（Ｉａ＜０）のとき（図３（ｂ）参照）、半導体スイッチ素子６ａのオン期間では、ダイオード６ｃが導通して電流が流れ、半導体スイッチ素子６ｂのオン期間では、半導体スイッチ素子６ｂが導通して電流が流れる。よって、インバータ回路６でスイッチング周期Ｔｃにわたって発生する損失量Ｅｃｃ（Ｉａ＜０）は、下記（６）式で表すことができる。

Ｅｃｃ（Ｉａ＜０）＝Ｉｃ×Ｖｃｅ（ｓａｔ）×Ｔｃｂ＋Ｉｆ×Ｖｆ×Ｔｃａ
＝Ｉｃ×Ｖｃｅ（ｓａｔ）×Ｔｃ×（１−Ｄｕｔｙ）
＋Ｉｆ×Ｖｆ×Ｔｃ×Ｄｕｔｙ …（６）

ここで、Ｖｃｅ（ｓａｔ）は、図２（ａ）に示すＩｃ−Ｖｃｅ（ｓａｔ）特性に基づいて、Ｉｃにより決まる。また、Ｖｆは、図２（ｂ）に示すＩｆ−Ｖｆ特性に基づいて、Ｉｆにより決まる。ＩｃおよびＩｆは、いずれも電動機電流Ｉａの瞬時値であるので、制御要素制御部１１があらかじめ図２に示したＩｃ−Ｖｃｅ（ｓａｔ）特性およびＩｆ−Ｖｆ特性をテーブル等によって保持しておくことにより、ＩａよりＶｃｅ（ｓａｔ）およびＶｆを求めることができる。つまり、制御要素制御部１１は、自身が制御するスイッチングパルス変調度Ｄａと、電流検出回路７から入力された電動機電流Ｉａと、あらかじめ保持したＩｃ−Ｖｃｅ（ｓａｔ）特性およびＩｆ−Ｖｆ特性により、スイッチング周期Ｔｃ毎の損失量を求めることができる。

したがって、このスイッチング周期Ｔｃ毎の損失量を逐一計算し、スイッチング周期Ｔｃに対して十分に長い任意の期間にわたって加算してその期間で除することにより、半導体スイッチ素子６ａ，６ｂおよびダイオード６ｃ，６ｄの導通により生じる１秒あたりの平均的な発生損失量、すなわちインバータ回路６で発生する導通損失を得ることができる。

また、上記した導通損失の計算では、スイッチング周期Ｔｃ毎の損失量を逐一計算して１秒あたりの損失量を求めて導通損失としたが、任意の期間にわたる損失量を概算して導通損失を求めてもよい。以下の説明では、電動機電流Ｉａもしくはスイッチングパルス変調度Ｄａの１周期Ｔａにおいて半導体スイッチ素子６ａ，６ｂおよびダイオード６ｃ，６ｄの導通により生じる損失量を求め、電動機電流Ｉａもしくはスイッチングパルス変調度Ｄａの周波数ｆａを乗じて導通損失を求める手法について説明する。

図４は、スイッチングパルス変調度、電動機電流、および、コレクタ−エミッタ間飽和電圧の模式図である。図４において、実線で示す線は電動機電流Ｉａを示し、破線で示す線はコレクタ−エミッタ間飽和電圧Ｖｃｅ（ｓａｔ）を示し、一点鎖線で示す線は正弦波近似したスイッチングパルス変調度Ｄａを示している。スイッチングパルス変調度Ｄａは、（３）〜（６）式のＤｕｔｙと同等であり、そのピーク値もしくは実効値を模擬的に表すものである。なお、図４では、ダイオード６ｃ，６ｄの順方向電圧Ｖｆは示していないが、コレクタ−エミッタ間飽和電圧Ｖｃｅと概ね同等の傾向を示す。

電動機電流Ｉａの瞬時値が、例えば、正弦波の関数として表現可能であれば、電動機電流Ｉａの瞬時値、そのときの半導体スイッチ素子６ａ，６ｂのコレクタ−エミッタ間飽和電圧Ｖｃｅ（ｓａｔ）の瞬時値およびダイオード６ｃ，６ｄの順方向電圧Ｖｆの瞬時値は、それぞれ時間ｔの関数もしくはテーブルとして表現できる。また、スイッチングパルス変調度Ｄａは、電動機３の特性により電動機電流Ｉａと一定の位相差を持つ交流値であるので、電動機電流Ｉａの瞬時値の位相差による関数として表現することにより簡略化できる。

したがって、ＩＡ（ｔ）を時刻ｔにおける電動機電流Ｉａの瞬時値、ＤＡ（ｔ）を時刻ｔにおけるスイッチングパルス変調度Ｄａの瞬時値、Ｖｃｅ（ＩＡ（ｔ））を瞬時値ＩＡ（ｔ）における半導体スイッチ素子６ａ，６ｂのコレクタ−エミッタ間飽和電圧Ｖｃｅ（ｓａｔ）の瞬時値、Ｖｆ（ＩＡ（ｔ））を瞬時値ＩＡ（ｔ）におけるダイオード６ｃ，６ｄの順方向電圧Ｖｆの瞬時値とすると、電動機電流Ｉａの１周期に対し、Ｉａが正である半周期において、半導体スイッチ素子６ａ，６ｂおよびダイオード６ｃ，６ｄの導通により生じる損失量は、下記の（７）式で表すことができ、Ｉａが負である半周期において、半導体スイッチ素子６ａ，６ｂおよびダイオード６ｃ，６ｄの導通により生じる損失量は、下記の（８）式で表すことができる。

（７）式および（８）式は、電動機電流Ｉａを基準として各半周期の損失量を計算する数式であるので、（７）式と（８）式とを合算することにより、電動機電流Ｉａの１周期分の損失量を得ることができる。また、スイッチングパルス変調度Ｄａと電動機電流Ｉａとが一定の位相差を持つため、（７）式と（８）式との合算値をスイッチングパルス変調度Ｄａの１周期Ｔａ分の損失量として差し支えはない。また、電動機電流Ｉａが正である半周期における波形と、電動機電流Ｉａが負である半周期における波形とが対称である場合には、（７）式の計算結果と（８）式の計算結果とが同一となるため、いずれか一方の計算結果を２倍して電動機電流Ｉａもしくはスイッチングパルス変調度Ｄａの１周期Ｔａ分の損失量としても差し支えはない。つまり、制御要素制御部１１は、自身が制御するスイッチングパルス変調度Ｄａおよびスイッチングパルス変調度Ｄａの周期Ｔａと、電流検出回路７から入力された電動機電流Ｉａと、あらかじめ保持したＩｃ−Ｖｃｅ（ｓａｔ）特性およびＩｆ−Ｖｆ特性により、スイッチングパルス変調度Ｄａの１周期Ｔａ分の損失量を求めることができる。

したがって、上記した（７），（８）式によりスイッチングパルス変調度Ｄａの１周期Ｔａ分の損失量を得た場合には、その損失量にスイッチングパルス変調度Ｄａの周波数ｆａを乗じることにより、半導体スイッチ素子６ａ，６ｂおよびダイオード６ｃ，６ｄの導通により生じる１秒あたりの発生損失量、すなわちインバータ回路６で発生する導通損失を得ることができる。また、電動機電流Ｉａの位相は、電動機３に与える第２の交流電圧の位相と等しいため、（７）式と（８）式との合算値は、電動機３に与える第２の交流電圧の１周期にわたる損失量と等しい。したがって、この第２の交流電圧の１周期にわたる損失量の平均値を求め、求めた平均値を第２の交流電圧の周波数、つまり、第２の交流電圧と一定の位相差を持つスイッチングパルス変調度Ｄａの周波数ｆａを乗じて、インバータ回路６で発生する導通損失を得ることも可能である。

この導通損失については、スイッチングパルス変調度Ｄａを制御することにより変動させることができる。つまり、上記した（５），（６）式あるいは（７），（８）式より、スイッチングパルス変調度Ｄａをより小さくすれば、導通損失をより低減させることができる。

なお、上記の説明により得られる導通損失は、電動機３が図１に示す単相交流電動機であり、インバータ回路６が上下一対のアームで構成されている場合の導通損失である。電動機３が三相交流電動機である場合には、インバータ回路６は、三対のアームと三相の出力を持つフルブリッジ型の回路となるので、その出力相毎に計算した導通損失を合計してインバータ回路６全体の導通損失を計算するか、あるいは、出力相毎に発生する導通損失が全てのアームで均一であると見做して、上下一対のアームの導通損失に相数を乗じてインバータ回路６全体の導通損失を計算すればよい。

つぎに、スイッチング損失の計算手法について説明する。本実施の形態では、半導体スイッチ素子６ａ，６ｂのターンオン時およびターンオフ時のスイッチングにより生じる１秒あたりの損失量をスイッチング損失とする。図５は、駆動回路の内部構成の一例を示す図である。なお、駆動回路２０ａ，２０ｂの内部構成は同一であるので、図５に示す例では、駆動回路２０ａの内部構成を示している。

図５に示すように、駆動回路２０ａは、ターンオン時間設定回路２１およびターンオフ時間設定回路２２を含むスイッチング時間設定部１５を備えている。駆動回路２０ａは、半導体スイッチ素子６ａが例えば絶縁ゲート型バイポーラトランジスタである場合、ターンオン時のスイッチングでは、半導体スイッチ素子６ａのゲート端子にゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅを印加してゲート電流Ｉｇを流し始めることによりコレクタ電流Ｉｃが流れ始め、ターンオフ時のスイッチングでは、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅをオフとしてゲート電流Ｉｇを流し終えることによりコレクタ電流Ｉｃが停止する。図５に示すように、半導体スイッチ素子６ａは、ゲート端子とコレクタ端子との間に寄生容量ＣＧを有しているため、ゲート電流Ｉｇを急峻に流し始めるもしくは急峻に流し終えようとすると、ゲート電流Ｉｇの高周波成分がゲート端子−コレクタ端子間の寄生インダクタンスを通過して寄生容量ＣＧに蓄積される電荷がゲート電流Ｉｇに引き込まれて寄生容量ＣＧの両端電圧が振動し、コレクタ−エミッタ間に過大なサージ電圧や振動電圧を発生させる虞がある。

一般に、このようなゲート電流Ｉｇの急峻な変動を制限するため、ゲート端子に直列に電流制限用の回路要素を設けている。本実施の形態では、図５に示すように、ターンオン時におけるゲート電流Ｉｇの変動量を制限する回路要素２３ａと、ターンオフ時におけるゲート電流Ｉｇの変動量を制限する回路要素２３ｂとが並列に接続され構成される。また、回路要素２３ａ，２３ｂは、それぞれ抵抗要素を含む構成とし、ゲート電流の流し始めと流し終わりをそれぞれ区別して制限することから、抵抗要素に加えて、例えばダイオード等の整流要素を含んでいる。

図６は、半導体スイッチ素子のターンオン時およびターンオフ時の過渡状態におけるコレクタ電流およびコレクタ−エミッタ間電圧の変動の一例を示す模式図である。図６（ａ）は、ターンオン時におけるコレクタ電流Ｉｃおよびコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥの変動を示し、図６（ｂ）は、ターンオフ時におけるコレクタ電流Ｉｃおよびコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥの変動を示している。

図６に示すように、ゲート電流Ｉｇの変動量に制限を設けることにより、コレクタ電流Ｉｃの流れ始めで０から一定の電流値に変化するまでに要する時間、つまり、半導体スイッチ素子６ａ，６ｂのターンオンに要する時間であるターンオン時間Ｔｏｎと、Ｉｃの流れ終わりで一定の電流値から０に変化するまでに要する時間、つまり、半導体スイッチ素子６ａ，６ｂのターンオフに要する時間であるターンオフ時間Ｔｏｆｆとがそれぞれ設けられる。また、半導体スイッチ素子６ａがオフ状態であるときのコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥは、コンバータ回路４が出力する出力電圧値ＶＤＣと同値となる。

ターンオン時間設定回路２１は、駆動パルス信号生成部１４から出力されたターンオン時間指令値に基づいて、回路要素２３ａに含まれる抵抗要素を変動させることにより、駆動パルス信号の立ち上がり時間が調整され、ターンオン時間Ｔｏｎが設定される。また、ターンオフ時間設定回路２２は、駆動パルス信号生成部１４から出力されたターンオフ時間指令値に基づいて、回路要素２３ｂに含まれる抵抗要素を変動させることにより、駆動パルス信号の立ち下がり時間が調整され、ターンオフ時間Ｔｏｆｆが設定される。

図６に示すように、ターンオン時間Ｔｏｎとなる期間（以下、「ターンオン期間」という）およびターンオフ時間Ｔｏｆｆとなる期間（以下、「ターンオフ期間」という）におけるコレクタ電流Ｉｃおよびコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥの変動は、概ね直線的に近似できる。これらのターンオン期間およびターンオフ期間の過渡状態では、コレクタ電流Ｉｃおよびコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥが共にゼロではないため、半導体スイッチ素子６ａ，６ｂには、コレクタ電流Ｉｃとコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥとによる電力損失が発生する。ここで、ターンオン期間における損失量をＥｏｎ、ターンオフ期間における損失量をＥｏｆｆとすると、１回のターンオン動作により発生する損失量Ｅｏｎは、下記の（９）式で表すことができ、１回のターンオフ動作により発生する損失量Ｅｏｆｆは、下記の（１０）式で表すことができる。

ここで、コレクタ電流Ｉｃは、電動機電流Ｉａの瞬時値であり、出力電圧値ＶＤＣは、直流電圧指令生成部１２が出力する直流電圧指令値に基づいて、コンバータ回路４が出力する出力電圧値である。つまり、制御要素制御部１１は、自身が制御する出力電圧値ＶＤＣ、ターンオン時間Ｔｏｎおよびターンオフ時間Ｔｏｆｆと、電流検出回路７から入力された電動機電流Ｉａとにより、損失量Ｅｏｎ，Ｅｏｆｆを求めることができる。

図３に示すように、スイッチング周期Ｔｃの期間において、電動機電流Ｉａが正値（Ｉａ＞０）である場合には、半導体スイッチ素子６ａにおいてターンオンおよびターンオフがそれぞれ１回ずつ発生し、電動機電流Ｉａが負値（Ｉａ＜０）である場合には、半導体スイッチ素子６ｂにおいてターンオンおよびターンオフがそれぞれ１回ずつ発生する。したがって、１秒間では、スイッチング周期Ｔｃの回数、すなわちスイッチング周波数ｆｃ回のＥｏｎとＥｏｆｆとがそれぞれ発生する。一般に、電動機３を安定して制御するためには、スイッチング周波数ｆｃは、スイッチングパルス変調度Ｄａの周波数ｆａに対して十分に大きい周波数とする必要がある。このように、スイッチング周波数ｆｃがスイッチングパルス変調度の周波数ｆａに対して十分に大きい周波数である場合には、半導体スイッチ素子６ａ，６ｂのターンオン時およびターンオフ時のスイッチングにより生じる１秒あたりの発生損失量は、スイッチング周波数ｆｃにほぼ比例する。

したがって、上記した（９），（１０）式により得たスイッチング周期Ｔｃ毎の損失量を逐一計算し、スイッチング周期Ｔｃに対して十分に長い任意の期間にわたって加算してその期間で除することにより、半導体スイッチ素子６ａ，６ｂのターンオン時およびターンオフ時のスイッチングにより生じる１秒あたりの平均的な発生損失量、すなわちインバータ回路６で発生するスイッチング損失を得ることができる。

あるいは、スイッチング損失は、スイッチング周波数ｆｃに比例するため、スイッチング周期Ｔｃの１周期分の損失量にスイッチング周波数ｆｃを乗じることにより、スイッチング損失を得ることも可能である。

このスイッチング損失は、出力電圧値ＶＤＣ、スイッチング周波数ｆｃ、ターンオン時間Ｔｏｎ、およびターンオフ時間Ｔｏｆｆを制御することにより変動させることができる。つまり、上記した（９），（１０）式より、出力電圧値ＶＤＣをより低く、ターンオン時間Ｔｏｎおよびターンオフ時間Ｔｏｆｆをより短くすれば、スイッチング損失をより低減させることができる。あるいは、スイッチング損失は、スイッチング周波数ｆｃに比例するため、スイッチング周波数ｆｃをより小さくしても、スイッチング損失をより低減させることができる。

なお、上記の説明により得られるスイッチング損失は、電動機３が図１に示す単相交流電動機であり、インバータ回路６が上下一対のアームで構成されている場合のスイッチング損失である。電動機３が三相交流電動機である場合には、インバータ回路６は、三対のアームと三相の出力を持つフルブリッジ型の回路となるので、その出力相毎に計算したスイッチング損失を合計してインバータ回路６全体のスイッチング損失を計算するか、あるいは、出力相毎に発生するスイッチング損失が全てのアームで均一であると見做して、上下一対のアームのスイッチング損失に相数を乗じてインバータ回路６全体のスイッチング損失を計算すればよい。

つぎに、電動機３の銅損の計算手法について説明する。電動機３の一次巻線で発生する銅損Ｗａは、電動機電流Ｉａの実効値Ｉａｅと一次巻線の抵抗値Ｒａとにより、下記の（１１）式で表すことができる。

Ｗａ＝Ｉａｅ^２×Ｒａ …（１１）

電動機電流Ｉａの実効値Ｉａｅは、電流検出回路７から入力された電動機電流Ｉａより求めることができる。また、電動機３の一次巻線の抵抗値Ｒａは、電動機３固有の定数であり、制御要素制御部１１があらかじめ保持しておく。つまり、制御要素制御部１１は、電流検出回路７から入力された電動機電流Ｉａと、あらかじめ保持した電動機３の一次巻線の抵抗値Ｒａにより、電動機３の一次巻線で発生する銅損Ｗａを求めることができる。

つぎに、電動機３の鉄損の計算手法について説明する。電動機３の鉄心で発生する鉄損は、鉄心をとりまくコイル導線に交流電流を流して磁化したときに、鉄心にエネルギーとして発生して熱になり失われる損失であり、ヒステリシス損と渦電流損とがある。

ヒステリシス損とは、コイル導線の交流電流に起因して発生する交番磁界により、磁界と磁束が変動するときに描く磁化曲線がヒステリシス曲線を描き、そのヒステリシス曲線に囲まれた面積、つまり、磁界と磁束密度との積が鉄心にエネルギーとして発生して熱になり失われる損失である。交番磁界は、電動機電流Ｉａによる基本波成分のほかに、インバータ回路６の半導体スイッチ素子６ａ，６ｂのスイッチング動作により発生するリップル電流のスイッチング周波数成分も作用する。

このヒステリシス損は、ヒステリシス曲線に囲まれる面積の１秒あたりの累計である。ヒステリシス曲線を描く１秒あたりの回数は、電流の周波数に等しいため、電動機電流Ｉａの基本波成分によるヒステリシス損は、スイッチングパルス変調度Ｄａの周波数ｆａに比例し、リップル電流のスイッチング周波数成分によるヒステリシス損は、スイッチング周波数ｆｃに比例する。ただし、リップル電流のスイッチング周波数成分については、そのリップル電流の波高値がスイッチング周波数に反比例し、磁界および磁束の変化量は、共にリップル電流の波高値に比例するため、１回分のヒステリシス曲線が囲む面積は、スイッチング周波数ｆｃの２乗に反比例する。

したがって、ヒステリシス損Ｗｈは、スイッチングパルス変調度Ｄａの周波数ｆａ、スイッチング周波数ｆｃ、電動機３固有の定数である最大磁束密度Ｂｍ、および鉄心材料の特性により決まる係数ｋｈ，ｋｈｃにより、下記の（１２）式で表すことができる。

Ｗｈ＝（ｋｈ×ｆａ＋ｋｈｃ×ｆｃ／ｆｃ^２）×Ｂｍ^２
＝（ｋｈ×ｆａ＋ｋｈｃ／ｆｃ）×Ｂｍ^２ …（１２）

渦電流損とは、鉄心に磁束が通りそれが交流電流によって変化したときにその磁束を囲むように鉄心に流れる電流を渦電流と呼び、その渦電流によって鉄心に発生するジュール熱損失のことをいう。鉄心に流れる渦電流の１秒あたりの回数は、スイッチングパルス変調度Ｄａの周波数ｆａに等しいため、渦電流の１秒あたりの累計回数は、スイッチングパルス変調度Ｄａの周波数ｆａに比例し、渦電流損は、スイッチングパルス変調度Ｄａの周波数ｆａの２乗に比例する。

したがって、渦電流損Ｗｅは、スイッチングパルス変調度Ｄａの周波数ｆａ、電動機３固有の定数である最大磁束密度Ｂｍ、および鉄心の板厚により決まる係数ｋｅにより、下記の（１３）式で表すことができる。

Ｗｅ＝ｋｅ×ｆａ^２×Ｂｍ^２ …（１３）

スイッチングパルス変調度Ｄａの周波数ｆａは、制御要素制御部１１自身が制御するスイッチングパルス変調度の周波数であり、スイッチング周波数ｆｃも制御要素制御部１１自身が制御するパラメータの１つである。また、各係数ｋｈ，ｋｈｃ，ｋｅおよび最大磁束密度Ｂｍは、いずれも電動機３固有の定数であり、制御要素制御部１１があらかじめ保持しておく。つまり、制御要素制御部１１は、自身が制御するスイッチングパルス変調度Ｄａの周波数ｆａおよびスイッチング周波数ｆｃと、あらかじめ保持した各係数ｋｈ，ｋｈｃ，ｋｅおよび最大磁束密度Ｂｍとにより、電動機３の鉄心で発生するヒステリシス損Ｗｈおよび渦電流損Ｗｅを求めることができる。

この鉄損は、スイッチング周波数ｆｃおよびスイッチングパルス変調度Ｄａの周波数ｆａを制御することにより変動させることができる。つまり、上記した（１２）式より、スイッチング周波数ｆｃをより大きくすれば、鉄損に含まれるヒステリシス損Ｗｈをより低減させることができ、上記した（１２），（１３）式より、スイッチングパルス変調度Ｄａの周波数ｆａをより小さくすれば、鉄損に含まれるヒステリシス損Ｗｈおよび渦電流損Ｗｅの両方をより低減させることができる。

上述したように、スイッチングパルス変調度Ｄａを小さくすれば、導通損失をより低減させることができ、出力電圧値ＶＤＣをより低く、スイッチング周波数ｆｃをより小さく、ターンオン時間Ｔｏｎおよびターンオフ時間Ｔｏｆｆをより短くすれば、スイッチング損失をより低減させることができ、スイッチング周波数ｆｃをより大きくすれば、鉄損に含まれるヒステリシス損をより低減させることができ、スイッチングパルス変調度Ｄａの周波数ｆａをより小さくすれば、鉄損に含まれるヒステリシス損Ｗｈおよび渦電流損Ｗｅの両方をより低減させることができるが、これらの各制御要素を個々に制御すると、電動機電流Ｉａが増大し、銅損を含む個々の損失量あるいはこれらの損失量の合計が増大することもある。したがって、制御要素制御部１１は、外部からの運転指令の沿った電動機３の運転が可能な範囲で、上述した各計算式によって計算した導通損失、スイッチング損失、銅損、および鉄損の合計損失がより小さくなるように、各制御要素を制御する。なお、スイッチング損失を制御する場合に、出力電圧値ＶＤＣ、ターンオン時間Ｔｏｎ、ターンオフ時間Ｔｏｆｆ、およびスイッチング周波数ｆｃを全て制御する必要はなく、これらの中から１つまたは複数の制御要素を選択して制御してもよい。

なお、制御要素制御部１１は、外部からの運転指令の沿った電動機３の運転が可能な範囲で、各制御要素を制御する必要があるため、各制御要素の制御範囲には下限値が存在する。例えば、出力電圧値ＶＤＣは、スイッチングパルス変調度Ｄａの制御要素との兼ね合いにより下限値が決まり、ターンオン時間Ｔｏｎおよびターンオフ時間Ｔｏｆｆは、半導体スイッチ素子６ａ，６ｂの特性やスイッチング周波数ｆｃの制御要素との兼ね合いにより下限値が決まり、スイッチング周波数ｆｃは、電動機３の制御特性により下限値が決まる。したがって、これら各制御要素の制御範囲の下限値も考慮して、それぞれの制御要素を制御する必要がある。

以上説明したように、実施の形態１の電動機駆動装置によれば、インバータ回路の半導体スイッチ素子およびダイオードの導通により生じる導通損失、インバータ回路の半導体スイッチ素子のターンオン時およびターンオフ時のスイッチングにより生じるスイッチング損失、電動機の一次巻線で発生する銅損、および電動機の鉄心で発生する鉄損を計算し、その合計損失がより小さくなるように、コンバータ回路の出力電圧値、インバータ回路のスイッチングパルス変調度、スイッチングパルス変調度の周波数、スイッチング周波数、ターンオン時間、およびターンオフ時間を制御するようにしたので、インバータ回路および電動機に発生する各電力損失の合計値をより小さくすることができる。

なお、上述した実施の形態１では、スイッチング時間設定部に含まれるターンオン時間設定回路およびターンオフ時間設定回路は、駆動回路の一部として構成したが、駆動パルス信号生成部の一部として構成することも可能である。この場合は、駆動パルス信号生成部は、制御要素制御部から出力されたスイッチングパルス変調度情報およびスイッチング周波数指令生成部から出力されたスイッチング周波数指令値に基づいて、駆動パルス指令値を生成すると共に、制御要素制御部から出力されたターンオン時間情報およびターンオフ時間情報に基づいて、ターンオン時間指令値およびターンオフ時間指令値を生成して、スイッチング時間設定部において駆動パルス信号の立ち上がり時間および立ち下がり時間を調整して、駆動回路に出力すればよい。

実施の形態２．
実施の形態２にかかる電動機駆動装置の構成は、実施の形態１において説明した図１に示す構成と同一であるので、各構成部の詳細な説明は省略する。

実施の形態１では、インバータ回路６の半導体スイッチ素子６ａ，６ｂおよびダイオード６ｃ，６ｄの導通により生じる導通損失、インバータ回路６の半導体スイッチ素子６ａ，６ｂのターンオン時およびターンオフ時のスイッチングにより生じるスイッチング損失、電動機３の一次巻線で発生する銅損、および電動機３の鉄心で発生する鉄損を計算し、その合計損失がより小さくなるように、コンバータ回路４の出力電圧値ＶＤＣ、インバータ回路６のスイッチングパルス変調度Ｄａ、スイッチングパルス変調度Ｄａの周波数ｆａ、スイッチング周波数ｆｃ、ターンオン時間Ｔｏｎ、およびターンオフ時間Ｔｏｆｆの各制御要素を制御するようにしたが、例えば、電動機３の鉄損に含まれるヒステリシス損を低減させるためにスイッチング周波数ｆｃを上げると、インバータ回路６のスイッチング損失は増大し、その結果としてインバータ回路６の温度が上昇し、過熱状態となる。

また、実施の形態１において説明したように、各制御要素にはそれぞれ下限値が存在するため、インバータ回路６のスイッチング損失にも下限値が存在する。これらの制御要素を全て下限値としたとしても、電動機３の制御特性によっては、電動機電流Ｉａが増大し、導通損失とスイッチング損失の合計が逆に増大する場合もある。

したがって、実施の形態２では、実施の形態１の制御に加えて、あらかじめインバータ回路６の上限温度を設定し、インバータ回路６の温度がその上限温度を超えた場合に、導通損失とスイッチング損失との合計がより小さくなるように、各制御要素を制御する。

以上説明したように、実施の形態２の電動機駆動装置によれば、実施の形態１の制御に加えて、インバータ回路の温度があらかじめ設定した上限温度を超えた場合に、導通損失とスイッチング損失の合計がより小さくなるように、コンバータ回路の出力電圧値、インバータ回路のスイッチングパルス変調度、スイッチング周波数、ターンオン時間、およびターンオフ時間を制御するようにしたので、インバータ回路の温度上昇を抑制し、インバータ回路が過熱状態となるのを防止することができる。

実施の形態３．
実施の形態３にかかる電動機駆動装置の構成は、実施の形態１において説明した図１に示す構成と同一であるので、各構成部の詳細な説明は省略する。

実施の形態１では、インバータ回路の半導体スイッチ素子６ａ，６ｂおよびダイオード６ｃ，６ｄの導通により生じる導通損失、インバータ回路の半導体スイッチ素子６ａ，６ｂのターンオン時およびターンオフ時のスイッチングにより生じるスイッチング損失、電動機３の一次巻線で発生する銅損、および電動機３の鉄心で発生する鉄損を計算し、その合計損失がより小さくなるように、コンバータ回路４の出力電圧値ＶＤＣ、インバータ回路６のスイッチングパルス変調度Ｄａ、スイッチングパルス変調度Ｄａの周波数ｆａ、スイッチング周波数ｆｃ、ターンオン時間Ｔｏｎ、およびターンオフ時間Ｔｏｆｆの各制御要素を制御するようにしたが、複数の制御要素を制御するために、制御要素の組み合わせ数が著しく増大し、合計損失をより小さくするために要する計算量が増大し、制御要素の制御を完了するまでの時間も長くなる。その結果として、制御要素の制御を完了するまでに発生する通算の損失量が増加する。

そこで、実施の形態３では、実施の形態１において説明した各計算手法により、導通損失、スイッチング損失、銅損および鉄損を計算し、その中でより損失量の大きいものを抽出して、その損失量が小さくなるように、各制御要素を制御する。

例えば、導通損失の合計損失に占める比率が高い場合には、スイッチングパルス変調度Ｄａを制御する。また、例えば、スイッチング損失の合計損失に占める比率が高い場合には、出力電圧値ＶＤＣ、スイッチング周波数ｆｃ、ターンオン時間Ｔｏｎ、およびターンオフ時間Ｔｏｆｆを制御する。また、例えば、鉄損の合計損失に占める比率が高い場合は、スイッチングパルス変調度Ｄａの周波数ｆａおよびスイッチング周波数ｆｃを制御する。また、銅損は、電動機電流Ｉａによってほぼ一意的に決まるため、銅損の合計損失に占める比率が高い場合には、その次に合計損失に占める比率が高い損失を変動させる制御要素を制御する。

損失量の大きい損失は、その損失を変動させる制御要素を制御することによって得られる損失低減効果が大きい。したがって、合計損失の低減効果を十分に得ることができる。

以上説明したように、実施の形態３の電動機駆動装置によれば、実施の形態１において説明した各計算手法により、導通損失、スイッチング損失、銅損および鉄損を計算し、その中でより損失量の大きいものを抽出して、その損失を変動させる制御要素を制御するようにしたので、制御要素の制御を完了するまでの時間を短縮することができる。また、合計損失に占める比率の高い損失は、その損失を変動させる制御要素を制御することによって得られる損失低減効果が大きいため、合計損失の低減効果を十分に得ることができ、制御要素の制御を完了するまでに発生する通算の損失量を低減させることができる。

なお、上述した実施の形態３では、銅損以外で損失量の大きい損失を抽出し、その損失を変動させる制御要素を制御するようにしたが、このとき抽出する損失は、銅損以外で最も損失量の大きい損失のみ抽出してもよいし、上位２つの損失を抽出してもよい。例えば、上位２つの損失が導通損失と鉄損である場合には、制御する制御要素は、スイッチングパルス変調度Ｄａ、スイッチングパルス変調度Ｄａの周波数ｆａおよびスイッチング周波数ｆｃに限られるため、全ての制御要素を制御する場合と比較して、制御要素の制御を完了するまでの時間の短縮、および制御要素の制御を完了するまでに発生する通算の損失量の低減効果が期待できる。

実施の形態４．
図７は、実施の形態４にかかる電動機駆動装置の一構成例を示す図である。なお、実施の形態１乃至３と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。

図７に示すように、実施の形態４にかかる電動機駆動装置１では、インバータ回路６１を構成するダイオードとして、図１に示す実施の形態１にかかる電動機駆動装置１のインバータ回路６のダイオード６ｃ，６ｄを、ワイドバンドギャップ半導体で構成されたダイオード、例えば、炭化ケイ素（Silicon Carbide：ＳｉＣ）で構成されたショットキーバリアダイオード６ｃｗ，６ｄｗに置き換えている。

例えば、図１に示した実施の形態１乃至３にかかる電動機駆動装置１において、インバータ回路６のダイオード６ｃに電流が流れているときに半導体スイッチ素子６ｂを急峻にターンオンすると、もしくは、ダイオード６ｄに電流が流れているときに半導体スイッチ素子６ａを急峻にターンオンすると、ダイオード６ｃ，６ｄに流れていた電流が半導体スイッチ素子６ａ，６ｂに転流する際に、逆回復損失量Ｅｒｒが発生する。

実施の形態１では、半導体スイッチ素子６ａ，６ｂをターンオンする際に、インバータ回路６で発生するターンオン時の損失量Ｅｏｎをより低減させるには、実施の形態１において説明した（９）式より、駆動パルス信号生成部１４が出力するターンオン時間Ｔｏｎを短くすることが望ましいとしていたが、一般に、ダイオードに流れる電流の時間変化率ｄＩ／ｄｔが増大すると、ダイオードの逆回復電流のピーク値が大きくなり、逆回復損失量Ｅｒｒも増大する。つまり、ターンオン時間Ｔｏｎが短くなると、逆回復損失量Ｅｒｒが発生してスイッチング損失に加算されるため、損失低減効果を十分に得ることができなくなる。このため、ターンオン時間Ｔｏｎの制御範囲は、ダイオードの逆回復時間に制限される。また、ターンオン時間Ｔｏｎを短くしすぎると、逆回復電流のピーク値が過大となるため好ましくない。

実施の形態４では、逆回復損失量Ｅｒｒをより小さくするため、インバータ回路６１を構成するダイオード６ｃｗ，６ｄｗとして、逆回復時間が短いワイドバンドギャップ（ＷＢＧ）型の半導体（例えば、ＳｉＣ）で構成されたショットキーバリアダイオードを配置する。逆回復時間が短くなることにより、ターンオン時間Ｔｏｎをより短くすることができ、スイッチング損失をより低減することができる。また、相対的に逆回復損失量Ｅｒｒが小さくなり、スイッチング損失に与える影響をより小さくすることができる。

ＷＢＧ半導体とは、一般に産業向けおよび家庭電器向けの電気機器のインバータ回路およびコンバータ回路の半導体として広く適用されているシリコン（Ｓｉ）系半導体と比較して、大きなエネルギーバンド幅を持つ半導体の総称であり、パワー半導体に用いられるものとしては、窒化ガリウム（ＧａＮ）系材料や炭化ケイ素（ＳｉＣ）、またはダイヤモンド等がある。ＷＢＧ半導体は、Ｓｉ系半導体と比較して、逆回復電荷の蓄積が極めて少ないという特性があるため、ＷＢＧ半導体により構成されたダイオードを用いた場合は、半導体スイッチ素子のターンオンの際のダイオードの逆回復動作による逆回復電流や振動電流の発生も極めて小さく、これに伴う逆回復損失量Ｅｒｒも極めて小さい。

図８は、半導体スイッチ素子のターンオン時の過渡状態におけるコレクタ電流およびコレクタ−エミッタ間電圧の変動、ならびに、ダイオードに流れる電流および両端電圧の変動の一例を示す模式図である。図８に示す例では、ダイオードの逆回復動作も考慮に入れて模式的に示している。実施の形態１において説明した図５に示すターンオン時間設定回路２１が回路要素２３ａを変動させることによりターンオン時間Ｔｏｎが変化すると、コレクタ電流Ｉｃおよびダイオードに流れる電流Ｉｆの時間変化率、すなわちｄＩ／ｄｔも変化する。

一般に、半導体スイッチ素子のターンオン時間Ｔｏｎを短くしてコレクタ電流Ｉｃおよびダイオードに流れる電流Ｉｆの時間変化率ｄＩ／ｄｔを大きくすると、ダイオードに流れる逆回復電流のピーク値も大きくなることが明らかにされている。その結果、ダイオードの逆回復損失量Ｅｒｒも増大するだけでなく、ターンオン時間Ｔｏｎをさらに短くすると、逆回復電流のピーク値が過大となって多大なエネルギーがダイオード６ｄに与えられるため好ましくない。

本実施の形態では、インバータ回路６１のダイオード６ｃｗ，６ｄｗをＷＢＧ半導体で構成したことにより、ダイオード６ｃｗ，６ｄｗで発生する逆回復損失量Ｅｒｒそのものを小さくしたことに加えて、ダイオード６ｃｗ，６ｄｗの逆回復電荷の蓄積が極めて小さいため、ターンオン時間Ｔｏｎを短くしてダイオードに流れる電流Ｉｆの時間変化率ｄＩ／ｄｔを大きくしたとしても、逆回復損失量Ｅｒｒが顕著に増大することはなく、また逆回復電流のピーク値が過大になることもない。このため、ターンオン時間Ｔｏｎの制御範囲を、ターンオン時間Ｔｏｎがより小さくなる方向へ拡大することができ、半導体スイッチ素子６ａ，６ｂのターンオン時の損失量Ｅｏｎをより小さくすることができるほか、逆回復損失量Ｅｒｒも顕著には増大しないため、逆回復損失量Ｅｒｒを含むスイッチング損失を低減する効果は大きい。

なお、インバータ回路６１を構成するダイオード６ｃｗ，６ｄｗを、逆回復時間が短いファストリカバリ型のダイオードとしてもよいが、本実施の形態で説明したＷＢＧ半導体で構成するのがより好ましい。

以上説明したように、実施の形態４の電動機駆動装置によれば、インバータ回路のダイオードをワイドバンドギャップ半導体で構成するようにしたので、ダイオードで発生する逆回復損失量が小さくなることに加え、半導体スイッチ素子のターンオン時間の制御範囲を拡大することができる。その結果として、ターンオン時間を短くしてターンオン時の損失量を小さくすることができ、さらには、逆回復損失量も増大しないため、インバータ回路で発生するスイッチング損失の低減効果をより大きくすることができる。

実施の形態５．
図９は、実施の形態５にかかる電動機駆動装置の一構成例を示す図である。なお、実施の形態１乃至４と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。

図９に示すように、実施の形態５にかかる電動機駆動装置１では、インバータ回路６２を構成する半導体スイッチ素子として、図１に示す実施の形態１にかかる電動機駆動装置１のインバータ回路６の半導体スイッチ素子６ａ，６ｂを、実施の形態４において説明したＷＢＧ半導体で構成された半導体スイッチ素子（例えば、炭化ケイ素（ＳｉＣ）で構成された金属酸化半導体電界効果トランジスタ）６ａｗ，６ｂｗに置き換えている。

実施の形態４では、インバータ回路６１のダイオード６ｃｗ，６ｄｗで発生する逆回復損失量Ｅｒｒを小さくしたことに加えて、ターンオン時間Ｔｏｎの制御範囲を、ターンオン時間Ｔｏｎがより小さくなる方向へ拡大することにより、ターンオン時の損失量Ｅｏｎも小さくしたが、実施の形態５では、インバータ回路６２で発生する損失量をさらに小さくするため、インバータ回路６２を構成する半導体スイッチ素子として、ＷＢＧ半導体で構成された半導体スイッチ素子６ａｗ，６ｂｗを配置する。

ＷＢＧ半導体で構成された半導体スイッチ素子６ａｗ，６ｂｗは、Ｓｉ系半導体等のナローバンドギャップ型半導体で構成された半導体スイッチ素子と比較して、電荷蓄積が極めて少ないため、ターンオン時間Ｔｏｎおよびターンオフ時間Ｔｏｆｆの制御範囲を、ターンオン時間Ｔｏｎおよびターンオフ時間Ｔｏｆｆをより短くする方向へ拡大することができる。したがって、実施の形態１において説明した（９）式および（１０）式より、半導体スイッチ素子６ａｗ，６ｂｗのターンオン時の損失量Ｅｏｎおよびターンオフ時の損失量Ｅｏｆｆを共に小さくすることができる。

また、ターンオン時間Ｔｏｎおよびターンオフ時間Ｔｏｆｆを短くしてターンオン時の損失量Ｅｏｎおよびターンオフ時の損失量Ｅｏｆｆを小さくすることにより、半導体スイッチ素子６ａｗ，６ｂｗのスイッチング周波数ｆｃをより大きくしても、スイッチング周波数ｆｃに比例するスイッチング損失が顕著に大きくなることはない。一方、スイッチング周波数ｆｃをより大きくすることにより、実施の形態１において説明した（１２）式より、電動機３の鉄損に含まれるヒステリシス損をより低減させることができる。

さらに、実施の形態１において図３を参照して説明したように、通常、インバータ回路６の制御では、上側アームの半導体スイッチ素子６ａのターンオンと下側アームの半導体スイッチ素子６ｂのターンオフとを同時に行い、半導体スイッチ素子６ａのターンオフと半導体スイッチ素子６ｂのターンオンとを同時に行うが、ターンオン時間Ｔｏｎおよびターンオフ時間Ｔｏｆｆを設けた場合には、一方の半導体スイッチ素子のターンオンと他方の半導体スイッチ素子のターンオフとを同時に行うと、双方の半導体スイッチ素子が同時にオンとなる期間が生じて平滑回路５の両端電圧が短絡し、双方の半導体スイッチ素子に過大な電流が流れる。この半導体スイッチのターンオンおよびターンオフに伴う過大な電流を防ぐため、通常はターンオフ期間とターンオン期間との間にデッドタイムＴｄを設けて、双方の半導体スイッチ素子が同時にオンとなる期間が生じないようにする。

このデッドタイムＴｄを設けたことにより、スイッチング周期Ｔｃにおける半導体スイッチ素子のオン期間の実質的な比率は、電動機電流Ｉａの向き（Ｉａ＞０あるいはＩａ＜０）に応じて、デッドタイムＴｄ分だけ変動するため、インバータ回路が電動機に出力する電圧に誤差が生じる。また、スイッチング動作により発生するリップル電流がＴｄ分だけずれるため、電動機の鉄損に含まれるヒステリシス損の増大にもつながる。なお、デッドタイムＴｄを設けることによるインバータ回路の出力電圧のデッドタイムＴｄ分の誤差の補正については、さまざまな手法が開示されているが、リップル電流のデッドタイムＴｄ分のずれの補正については、有効な手法が開示されていない。

本実施の形態では、インバータ回路６２をＷＢＧ半導体で構成された半導体スイッチ素子６ａｗ，６ｂｗで構成してターンオン時間Ｔｏｎおよびターンオフ時間Ｔｏｆｆを短くすることにより、半導体スイッチ素子６ａｗ，６ｂｗのデッドタイムＴｄをより小さくすることができる。その結果、リップル電流に発生するデッドタイムＴｄ分のずれも小さくなり、デッドタイムＴｄに起因するヒステリシス損の増大を抑制することができる。

以上説明したように、実施の形態５の電動機駆動装置によれば、インバータ回路の半導体スイッチ素子をワイドバンドギャップ半導体で構成するようにしたので、半導体スイッチ素子のターンオン時間およびターンオフ時間の制御範囲を、ターンオン時間およびターンオフ時間をより短くする方向へ拡大することができる。その結果、半導体スイッチ素子のターンオン時およびターンオフ時の損失量を共に小さくすることができ、インバータ回路で発生するスイッチング損失の低減効果をより大きくすることができる。

また、スイッチング周波数を大きくすることができるので、電動機の鉄損に含まれるヒステリシス損の低減にも寄与する。

さらに、ターンオン時間およびターンオフ時間をより短くすることができるので、半導体素子のターンオフ期間とターンオン期間との間に設けるデッドタイムを小さくすることができ、デッドタイムに起因するヒステリシス損の増大を抑制することができる。

実施の形態６．
実施の形態６では、実施の形態１乃至５の電動機駆動装置を空気調和装置に適用する例について説明する。図１０は、実施の形態６にかかる空気調和装置の一構成例を示す図である。なお、電動機駆動装置１の内部構成については、実施の形態１乃至５において説明した構成と同一であるので、ここでは説明を省略する。

図１０に示すように、実施の形態６にかかる空気調和装置３０は、室外機３１と、室内機３２とを備え、室外機３１と室内機３２との間は、相互間で熱交換を行う熱交換媒体を循環させるための熱交換媒体配管３３および３４により接続されている。室外機３１は、電動機駆動装置１と、圧縮機である電動機３とを備え、外部の交流電源２から交流電力が供給される。

一般に、空気調和装置では、電動機の周波数や機械出力は一定ではなく、室外機周囲の空気温度、室内機周囲の空気温度、空気調和装置の運転モードの設定、あるいは室内機が調和すべき空気温度の設定値により異なる。

つまり、外部からの運転指令に基づく電動機の周波数もしくは出力トルクの指令値の制御、室外機および室内機の空気温度の変化、あるいは熱交換媒体の温度や圧力の変化等の運転条件の変化により、電動機電流が変動し、インバータ回路の半導体スイッチ素子およびダイオードに発生する導通損失、スイッチング損失、電動機の一次巻線に発生する銅損、電動機の鉄心に発生する鉄損も変動する。

したがって、実施の形態６にかかる空気調和装置３０では、実施の形態１乃至５の電動機駆動装置１を適用することにより、空気調和装置３０の運転条件が変化した場合でも、電力損失が適切に低減されるようにしている。

例えば、空気調和装置３０に実施の形態１にかかる電動機駆動装置１を適用した場合には、制御要素制御部１１は、外部からの運転指令に基づく電動機３の周波数もしくは出力トルクの指令値の制御、室外機３１および室内機３２の空気温度の変化、あるいは熱交換媒体の温度や圧力の変化により、電動機電流Ｉａが変動した場合に、電流検出回路７が検出した電動機電流Ｉａに基づいて、実施の形態１において説明した各計算手法により、インバータ回路６の半導体スイッチ素子６ａ，６ｂおよびダイオード６ｃ，６ｄの導通により生じる導通損失、インバータ回路６の半導体スイッチ素子６ａ，６ｂのターンオン時およびターンオフ時のスイッチングにより生じるスイッチング損失、電動機３の一次巻線で発生する銅損、および電動機３の鉄心で発生する鉄損を計算し、その合計損失がより小さくなるように、コンバータ回路６の出力電圧値ＶＤＣ、インバータ回路６のスイッチングパルス変調度Ｄａ、スイッチングパルス変調度Ｄａの周波数ｆａ、スイッチング周波数ｆｃ、ターンオン時間Ｔｏｎ、およびターンオフ時間Ｔｏｆｆを制御することにより、インバータ回路および電動機に発生する各電力損失の合計値をより小さくする。

また、例えば、空気調和装置３０に実施の形態２にかかる電動機駆動装置１を適用した場合には、制御要素制御部１１は、実施の形態１の制御に加えて、インバータ回路６の温度があらかじめ設定した上限温度を超えた場合に、導通損失とスイッチング損失の合計がより小さくなるように、コンバータ回路６の出力電圧値ＶＤＣ、インバータ回路６のスイッチングパルス変調度Ｄａ、スイッチング周波数ｆｃ、ターンオン時間Ｔｏｎ、およびターンオフ時間Ｔｏｆｆを制御することにより、インバータ回路６の温度上昇を抑制し、インバータ回路６が過熱状態となるのを防止する。

また、例えば、空気調和装置３０に実施の形態３にかかる電動機駆動装置１を適用した場合には、制御要素制御部１１は、実施の形態１において説明した各計算手法により、導通損失、スイッチング損失、銅損および鉄損を計算し、損失量の大きい損失を抽出して、その損失を変動させる制御要素を制御することにより、制御要素の制御を完了するまでの時間を短縮すると共に、制御要素の制御を完了するまでに発生する通算の損失量を低減させる。

また、例えば、空気調和装置３０に実施の形態４にかかる電動機駆動装置１を適用した場合には、インバータ回路６１のダイオード６ｃｗ，６ｄｗをＷＢＧ半導体で構成することにより、ダイオード６ｃｗ，６ｄｗで発生する逆回復損失量Ｅｒｒを小さくすると共に、半導体スイッチ素子６ａ，６ｂのターンオン時間Ｔｏｎを短くしてターンオン時の損失量を小さくし、インバータ回路６１で発生するスイッチング損失の低減効果をより大きくする。

また、例えば、空気調和装置３０に実施の形態５にかかる電動機駆動装置１を適用した場合には、インバータ回路６２の半導体スイッチ素子６ａｗ，６ｂｗをＷＢＧの半導体で構成することにより、半導体スイッチ素子６ａｗ，６ｂｗのターンオン時間およびターンオフ時間をより短くして、ターンオン時およびターンオフ時の損失量を共に小さくし、インバータ回路６２で発生するスイッチング損失の低減効果をより大きくする。また、半導体素子６ａｗ，６ｂｗのターンオフ期間とターンオン期間との間に設けるデッドタイムＴｄを小さくし、デッドタイムに起因するヒステリシス損の増大を抑制する。

以上説明したように、実施の形態６にかかる空気調和装置によれば、実施の形態１〜５の電動機駆動装置を適用することにより、外部からの運転指令に基づく電動機の周波数もしくは出力トルクの指令値の制御、室外機および室内機の周囲の空気温度の変化、あるいは熱交換媒体の温度や圧力の変化等の運転条件の変化により、電動機電流が変動した場合でも、上述した実施の形態１〜５の効果を得ることができ、電力損失を適切に低減することができる。

なお、実施の形態４あるいは実施の形態５において説明したＷＢＧ半導体で構成されたダイオードや半導体スイッチ素子を用いることによる効果は、各実施の形態において記載した効果にとどまらない。

例えば、ＷＢＧ半導体によって構成されたダイオードや半導体スイッチ素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、ダイオードや半導体スイッチ素子の小型化が可能であり、これら小型化されたダイオードや半導体スイッチ素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだインバータ回路の小型化が可能となる。

また、ＷＢＧ半導体によって構成されたダイオードや半導体スイッチ素子は、耐熱性も高いため、実施の形態２において説明したインバータ回路の上限温度をより高い温度に設定することも可能となる。

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

１ 電動機駆動装置
２ 交流電源
３ 電動機
４ コンバータ回路
５ 平滑回路
５ａ 平滑用コンデンサ
６，６１，６２ インバータ回路
６ａ，６ｂ 半導体スイッチ素子
６ａｗ，６ｂｗ ワイドバンドギャップ半導体で構成された半導体スイッチ素子
６ｃ，６ｄ ダイオード
６ｃｗ，６ｄｗ ワイドバンドギャップ半導体で構成されたダイオード
７ 電流検出回路
１０ 電動機駆動制御部
１１ 制御要素制御部
１２ 直流電圧指令生成部
１３ スイッチング周波数指令生成部
１４ 駆動パルス信号生成部
１５ スイッチング時間設定部
２０ａ，２０ｂ 駆動回路
２１ ターンオン時間設定回路
２２ ターンオフ時間設定回路
２３ａ，２３ｂ 回路要素
３０ 空気調和装置
３１ 室外機
３２ 室内機
３３，３４ 熱交換媒体配管

Claims (11)

1. 交流電源から第１の交流電圧が供給され、前記第１の交流電圧を第２の交流電圧に変換して電動機に出力する電動機駆動装置であって、
   前記第１の交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路と、
   前記直流電圧を平滑する平滑回路と、
   半導体スイッチ素子およびダイオードが逆並列に接続された上下一対のアームを１つあるいは複数備えて構成され、前記直流電圧を前記第２の交流電圧に変換するインバータ回路と、
   前記半導体スイッチ素子を駆動する駆動回路と、
   前記電動機に流れる電動機電流を検出する電流検出回路と、
   前記電動機電流に基づいて、前記半導体スイッチ素子のターンオン時あるいはターンオフ時のスイッチングにより生じるスイッチング損失、前記半導体スイッチ素子および前記ダイオードの導通により生じる導通損失、前記電動機の鉄心で発生する鉄損、および前記電動機の一次巻線で発生する銅損を算出し、前記スイッチング損失、前記導通損失、前記鉄損、および前記銅損の合計損失を算出し、当該合計損失がより小さくなるように制御する電動機駆動制御部と、
   を備え、
   前記電動機駆動制御部は、前記半導体スイッチ素子のターンオン時間およびターンオフ時間のうちの少なくとも１つを制御するスイッチングスピード制御手段を備え、
   前記駆動回路は、
   前記電動機駆動制御部から出力される駆動パルス信号の立ち上がり時に前記半導体スイッチ素子に流れるゲート電流を制限する第１の回路要素と、
   前記駆動パルス信号の立ち下がり時に前記半導体スイッチ素子に流れるゲート電流を制限する第２の回路要素と、
   前記第１の回路要素に含まれる第１の抵抗要素を制御して、前記ターンオン時間を設定するターンオン時間設定回路と、
   前記第２の回路要素に含まれる第２の抵抗要素を制御して、前記ターンオフ時間を設定するターンオフ時間設定回路と、
   を備えることを特徴とする電動機駆動装置。
2. 前記第１の回路要素は、
   前記第１の抵抗要素と直列に、前記駆動パルス信号のターンオン時に前記半導体スイッチ素子に流れるゲート電流に対して順方向に接続された第１の整流要素を含み構成され、
   前記第２の回路要素は、
   前記第２の抵抗要素と直列に、前記駆動パルス信号のターンオフ時に前記半導体スイッチ素子に流れるゲート電流に対して順方向に接続された第２の整流要素を含み構成され、
   前記ターンオン時間設定回路は、
   前記電動機駆動制御部から出力されるターンオン時間指令値に基づき、前記第１の抵抗要素を変動させることにより、前記駆動パルス信号の立ち上がり時間を調整して前記ターンオン時間を設定し、
   前記ターンオフ時間設定回路は、
   前記電動機駆動制御部から出力されるターンオフ時間指令値に基づき、前記第２の抵抗要素を変動させることにより、前記駆動パルス信号の立ち下がり時間を調整して前記ターンオフ時間を設定する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電動機駆動装置。
3. 前記電動機駆動制御部は、前記半導体スイッチ素子のスイッチング周波数を制御するスイッチング周波数制御手段をさらに備えることを特徴とする請求項１または２に記載の電動機駆動装置。
4. 前記電動機駆動制御部は、前記コンバータ回路の出力電圧値を制御するコンバータ回路出力電圧制御手段をさらに備えることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の電動機駆動装置。
5. 前記電動機駆動制御部は、前記半導体スイッチ素子のスイッチングパルス変調度を制御するスイッチングパルス変調度制御手段をさらに備えることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の電動機駆動装置。
6. 前記電動機駆動制御部は、前記第２の交流電圧の１周期にわたる平均値を算出して、前記導通損失を算出することを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の電動機駆動装置。
7. 前記電動機駆動制御部は、前記インバータ回路の温度があらかじめ設定された前記インバータ回路の上限温度を超えた場合に、前記導通損失と前記スイッチング損失との合計損失を算出し、当該合計損失がより小さくなるように制御することを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載の電動機駆動装置。
8. 前記ダイオードは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたことを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載の電動機駆動装置。
9. 前記半導体スイッチ素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたことを特徴とする請求項１から８のいずれか一項に記載の電動機駆動装置。
10. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、窒化ガリウム系材料、炭化ケイ素、あるいはダイヤモンドであることを特徴とする請求項８または９に記載の電動機駆動装置。
11. 請求項１から１０のいずれか一項に記載の電動機駆動装置を備えることを特徴とする空気調和装置。

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