JP5634102B2

JP5634102B2 - 系統連系インバータ

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Publication number: JP5634102B2
Application number: JP2010087546A
Authority: JP
Inventors: 裕史児山; 純一津田; 宏餅川
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2010-04-06
Filing date: 2010-04-06
Publication date: 2014-12-03
Anticipated expiration: 2030-04-06
Also published as: JP2011223667A

Description

本発明は、直流電源の出力を交流に変換して電気事業者の電力系統と連系させる系統連系インバータに関する。

近年、太陽光発電システムや燃料電池などといった直流電源の出力を交流に変換して電力系統に連系させる系統連系インバータでは、高周波スイッチング化が進んでおり、それに伴い、高調波漏れ電流や電磁ノイズ（ＥＭＩ：Electro-Magnetic Interference）が問題になっている。漏れ電流やＥＭＩはインバータの制御や他の機器に影響を与えたり、漏電遮断器を誤動作させたりする恐れがある。日本国内では、漏れ電流の許容量は電気用品安全法で規定されており、ＥＭＩはＶＣＣＩ（Voluntary Control Council for Information Technology Equipment：情報処理装置等電波障害自主規制協議会）などによって規制されているが、特にＥＭＩに関しては、近年、規制強化の動きが加速しつつある。

太陽光発電システムにおいては、太陽電池パネルと大地に接続された太陽電池パネルのフレームとの間に浮遊容量が存在し、高周波のコモンモードノイズの経路となりうる。一般に、太陽電池パネルの表面にはガラス板から成る絶縁層が形成されており、このガラス板は大きな平面を有するため、雨で濡れると太陽電池パネルとフレーム間の浮遊容量が増大し、高周波コモンモード電流も増大する。高周波電圧の変動は、インバータが半導体素子のスイッチングにより直流を交流に変換する際に発生する。このため、インバータにおいては、漏れ電流や高周波ノイズは避けて通れない問題である。

漏れ電流や高周波ノイズを抑制する方法としては、特許文献１のように高周波コモンモード電流にとって低インピーダンスとなるバイパス路をインバータ内に構成して、漏れ電流や高周波ノイズを外部に流出させない方法がある。

図９は、高周波電流のバイパス路を構成した系統連系インバータの１つとしての太陽光発電系統連系インバータを示す構成図である。この太陽光発電系統連系インバータは、半導体スイッチング素子により構成されたインバータ１、出力フィルタ２、コモンモードチョークコイル３、第１コンデンサ対４１、第２コンデンサ対４２、太陽電池５および系統トランス７を備えている。直流側中性点ｃと交流側中性点ｆとはバイパス路ｇで接続されている。なお、図９においては、コモンモードチョークコイル３のコモンモードインダクタンスを３１、巻線間容量を３２、太陽電池５と大地との間に存在する浮遊容量６をコンデンサ６ａおよびコンデンサ６ｂとして示している。

太陽電池５は、直流電圧を発生する。この太陽電池５で発生された直流電圧は、コモンモードチョークコイル３を経由してインバータ１に供給される。コモンモードチョークコイル３は、太陽電池５からインバータ１に流れるコモンモード電流を抑制する。第１コンデンサ対４１は、コンデンサ４１ａおよびコンデンサ４１ｂから構成されており、太陽電池５の出力の正極端子（ａ点）と負極側の入力端子（ｂ点）との間に配置されている。第２コンデンサ対４２は、コンデンサ４２ａおよびコンデンサ４２ｂから構成されており、系統トランス７の入力端子ｄ点とｅ点の間に配置されている。第１コンデンサ対４１の中性点ｃと第２コンデンサ対４２の中性点ｆはバイパス路ｇにより接続されており、高周波コモンモード電流にとってインピーダンスの低いバイパス路が構成されている。インバータ１は太陽電池５の出力する直流電圧をパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Wide Modulation）する。出力フィルタ２はリアクトル２１ａ、２１ｂ、コンデンサ２２により構成され、インバータ１から出力されるＰＷＭ電圧波形を、系統の商用周波数と同じ周波数の正弦波交流に変換する。

高周波コモンモード電流のバイパス路ｇが構成されており、バイパス路ｇに流れる電流はコモンモードチョークコイル３により抑制されるので、インバータ１は線間３レベルＰＷＭ制御方式で駆動することができる。線間３レベルＰＷＭ制御は、図１０に示すように、−１,０，１の３レベルの出力をとるため、図１１に示す線間２レベルＰＷＭ制御と比べて電圧の振幅が小さく、同じスイッチング回数でスイッチング周波数が等価的に２倍となる。このため、出力フィルタ２のリアクトル２１を小型化でき、さらに損失も低減することができる。線間３レベルＰＷＭ制御はゼロ電圧を出力する時にコモンモード電圧の変動が発生し、漏れ電流やノイズの原因になるという問題もあるが、前述したように、高周波コモンモード電流のバイパス路を形成することで上記問題も解決することができる。

特願２００８−２８９７５８号

しかしながら、上述した高周波コモンモード電流のバイパス路を構成する太陽光発電系統連系インバータでは、コモンモードチョークコイル３に印加される電圧が大きく、コモンモードチョークコイル３の巻数が比較的多くなるため、巻線間に発生する浮遊容量が大きくなってしまう。図１２は、コモンモードチョークコイル３の巻線間容量と出力フィルタ２のリアクトルで発生する共振ルートを示す図である。図１３は、コモンモードチョークコイル３とインバータ１と出力フィルタ２とコンデンサ対４をコモンモードから見た等価回路である。

コモンモードチョークコイル３は、図１２（ｂ）に示すように、閉磁気回路を構成するコア３０ａに巻線３０ｂと巻線３０ｃとが巻回され、巻線３０ｂと巻線３０ｃとが磁気結合している。各巻線３０ｂ，３０ｃは、巻線間容量３２を有している。このため、コモンモードチョークコイル３は、図１２（ａ）及び図１３に示すように、コモンモードインダクタンス３１と巻線間容量３２とが並列に接続されたように表される。

出力フィルタ２のリアクトル２１ａ，２１ｂは、ノーマルモードのリアクトルであるが、コモンモードから見ると、リアクトル２１ａ，２１ｂが並列に接続された状態になる。図１２（ａ）に示すように、第１コンデンサ対４１ａ，４１ｂと第２コンデンサ対４２ａ，４２ｂとその中性点の接続であるバイパス路ｇをコモンモードから見ると、図１３に示すように、コンデンサ４によるインバータの入出力間の接続で表される。

コモンモードインダクタンス３１と巻線間容量３２との共振周波数以上の周波数では、コモンモードインダクタンス３１のインピーダンスよりも巻線間容量３２のインピーダンスが小さい。このため、巻線間容量３２と出力フィルタ２のリアクトル２１との間でコモンモードの共振が発生する。この共振は、コンデンサ対４１ａ，４１ｂ，４２ａ，４２ｂにより構成されるバイパス路ｇを通る。この共振の電力は、比較的大きいため、ノイズが大きくなる。

本発明の課題は、コモンモードチョークコイルの巻線間容量と出力フィルタのリアクトルとの間で発生する共振に起因するノイズを抑制する系統連系インバータを提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明は、直流電源の出力をパルス幅変調する単相又は三相のインバータと、インバータの入力側に配置され、中性点を形成するように直列に接続された第１コンデンサから成る第１コンデンサ組と、インバータの出力側に配置され、中性点を形成するように直列に接続された第２コンデンサから成る第２コンデンサ組と、第１コンデンサ組の中性点と第２コンデンサ組の中性点とを接続することにより形成されたコモンモード電流のバイパス路と、第１コンデンサ組と第２コンデンサ組との間で且つインバータの入力側又は出力側に設けられてインバータで発生されたコモンモード電流を抑制する１以上のコモンモードチョークコイルと、インバータから出力されるパルス幅変調された電圧波形を正弦波状の単相又は三相交流に変換するための第１リアクトルと第３コンデンサとで構成された出力フィルタと、コモンモードチョークコイルの巻線間容量と出力フィルタの第１リアクトルとの間で発生する共振を抑制する共振抑制回路とを備え、前記バイパス路は、前記インバータのスイッチング周波数において、前記第２コンデンサ対を介して接続された系統トランスから大地を介して前記直流電源の浮遊容量に漏れ電流が流れる漏れ電流路よりも小さいインピーダンスを有し、前記コモンモードチョークコイルは、前記漏れ電流路および前記バイパス路よりも大きなインピーダンスを有することを特徴とする。

本発明によれば、共振抑制回路は、コモンモードチョークコイルの巻線間容量と出力フィルタの第１リアクトルとの間で発生する共振を抑制するので、共振に起因するノイズを抑制することができる。

本発明の実施例１に係る系統連系インバータの構成を示すブロック図である。出力フィルタの他の構成を示すブロック図である。三相の系統連系インバータとして太陽光発電系統連系インバータの構成を示すブロック図である。本発明の実施例２に係る系統連系インバータの構成を示すブロック図である。本発明の実施例３に係る系統連系インバータの構成を示すブロック図である。本発明の実施例４に係る系統連系インバータの構成を示すブロック図である。本発明の実施例５に係る系統連系インバータの構成を示すブロック図である。本発明の実施例６に係る系統連系インバータの構成を示すブロック図である。高周波電流のバイパス路を構成した系統連系インバータの１つとしての太陽光発電系統連系インバータを示す構成図である。線間３レベルＰＷＭを示す図である。線間２レベルＰＷＭを示す図である。コモンモードチョークコイルの巻線間容量と出力フィルタのリアクトルで発生する共振ルートを示す図である。コモンモードチョークコイルとインバータと出力フィルタとコンデンサ対をコモンモードから見た等価回路である。

以下、本発明の実施の形態の系統連系インバータを、図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は、本発明に係る系統連系インバータの構成を示すブロック図である。実施例１に係る系統連系インバータは、単相の太陽光発電系統連系インバータである。なお、以下においては、背景技術の欄で説明した図９に示す系統連系インバータの構成要素と同一又は相当する構成要素には、図９で使用した符号と同一の符号を付して説明する。

この太陽光発電系統連系インバータは、インバータ１、出力フィルタ２、ダンピング抵抗２３、コンデンサ２４、トランス２５、コモンモードチョークコイル３、第１コンデンサ対４１、第２コンデンサ対４２、太陽電池５、系統トランス７、直流ラインコンデンサ８を備えている。図１においては、太陽電池５と大地との間に存在する浮遊容量６をコンデンサ６ａおよびコンデンサ６ｂ、コモンモードチョークコイルのコモンモードインダクタンスを３１、コモンモードチョークコイルの巻線間容量を３２として示している。

太陽電池５は直流電圧を発生し、第１コンデンサ対４１、コモンモードチョークコイル３、および直流ラインコンデンサ８を経由してインバータ１に電力を供給する。なお、本発明の直流電源としては、太陽電池に限らず、燃料電池、その他の直流電圧を発生する装置を使用することができる。

コモンモードチョークコイル３は、第１コンデンサ対４１の出力側であって、かつ、インバータ１の前段に設けられており、インバータ１に含まれるスイッチング素子のスイッチングに起因して発生するコモンモード電圧が原因で流れるコモンモード電流を抑制する。

インバータ１は、ＦＥＴまたはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などといった半導体素子によるブリッジ回路から構成されている。インバータ１は、線間３レベルＰＷＭ制御方式で駆動され、太陽電池５から供給される直流電圧を、例えば図１０に示すような、＋１から０まで、または、０から−１まで変化する振幅を有し、パルス幅が正弦波状に変化するパルス波形を有するＰＷＭ電圧波形に変換し、出力する。

出力フィルタ２は、入力端がインバータ１の出力端子に接続された第１リアクトル２１ａ、第２リアクトル２１ｂおよび第１リアクトル２１ａの出力端と第２リアクトル２１ｂの出力端との間に接続された相間コンデンサ２２（第３コンデンサに相当）から構成されている。出力フィルタ２は、インバータ１の出力するＰＷＭ波を、図１０の破線で示すような正弦波電圧波形に変換して出力する。

第１コンデンサ対４１は、コンデンサ４１ａとコンデンサ４１ｂとが直列に接続されて構成されており、太陽電池５とコモンモードチョークコイル３の間であって、コモンモードチョークコイル３の正極側の出力端子（ａ点）と負極側の出力端子（ｂ点）との間に配置されている。ａ点には直流ライン正電圧が、ｂ点には直流ライン負電圧がそれぞれ現れる。これらコンデンサ４１ａとコンデンサ４１ｂとの接続点に直流ライン中性点ｃが形成されており、この直流ライン中性点ｃは、中性点接続線ｇによって、第２コンデンサ対４２の交流出力中性点ｆに接続されている。

第２コンデンサ対４２は、コンデンサ４２ａとコンデンサ４２ｂとが直列に接続されて構成されており、出力フィルタ２の出力端子（ｄ点，e点）間に配置されている。ｄ点とｅ点との間には正弦波交流（交流出力電圧）が現れる。これらコンデンサ４２ａとコンデンサ４２ｂとの接続点には交流出力中性点ｆが形成されており、交流出力中性点ｆは、上述したように、中性点接続線ｇによって、直流ライン中性点ｃに接続されている。この中性点接続線ｇは、コモンモード電流（漏れ電流）のバイパス路となる。

系統トランス７は、系統連系インバータから出力される正弦波交流を変圧し、電力系統に接続するための電力系統端ｈから出力する。系統トランス７の中性点は、中性点接地線ｉにより大地に接続されている。

共振を抑制するダンピング抵抗２３（２３ａ，２３ｂ、第１抵抗に相当）とコンデンサ２４（２４ａ，２４ｂ、第４コンデンサに相当）は直列に接続され、出力フィルタ２のリアクトル２１（２１ａ，２１ｂ）に対して並列に接続されている。ダンピング抵抗２３とコンデンサ２４の直列接続経路は、巻数比１：１のトランス２５で結合されており、トランス２５はノーマルモードに対してはインダクタンスを示してインピーダンスが高くなり、コモンモードに対しては磁束が打ち消しあってインダクタンスを示さない巻き方になっている。すなわち、トランス２５の１次巻線の巻方向と２次巻線の巻方向とが逆向き、すなわち、１次巻線と２次巻線とが逆相に巻回されている。

上記のように構成された系統連系インバータにおいては、系統トランス７の中性点接地線ｉ→大地→太陽電池５の浮遊容量６といった経路で高周波コモンモード電流が流れる「漏れ電流（ノイズ）路」が形成される。また、インバータ１の出力→第２コンデンサ対４２→中性点接続線ｇ→第１コンデンサ対４１→インバータ１の入力といった線路で高周波コモンモード電流が流れる「バイパス路」も形成される。高周波コモンモード電流のバイパス路は、高周波漏れ電流の主たる周波数（インバータ１のスイッチング周波数に等しい）において、漏れ電流路よりも十分に小さいインピーダンスを有し、コモンモードチョークコイル３は、漏れ電流路およびバイパス路よりも大きなインピーダンスを有する。

したがって、高周波コモンモード電流の殆どはインピーダンスの低いバイパス路を流れることになり、その大きさはコモンモードチョークコイル３によって抑制される。その結果、系統連系インバータの外へ流れ出る高周波コモンモード電流は抑制される。

実施例１では、図１３に示すようにコモンモードチョークコイルの巻線間容量３２と出力フィルタ２のリアクトル２１の間でコモンモードの共振が発生し、その共振はバイパス路ｇを通るが、ダンピング抵抗２３により共振が減衰されるため、共振は抑制される。また、ダンピング抵抗２３にはコンデンサ２４が直列に接続されているので、低い周波数成分の電流はコンデンサ２４により遮断されてダンピング抵抗２３に流れなくなる。共振周波数以下の電流成分を遮断するようにコンデンサ２４の値を設定することで、ダンピング抵抗２３で発生する無駄な損失を抑制することができる。遮断周波数は、リアクトル２１とコンデンサ２４とによる共振周波数により計算される。

また、トランス２５は、ノーマルモードに対してはインピーダンスが高く、コモンモードに対してはインピーダンスが低い。このため、ダンピング抵抗２３に流れる電流の殆どはコモンモード成分のみとなり、ダンピング抵抗２３をコモンモードに対してのみ作用させることができる。ノーマルモード電流は殆どダンピング抵抗２３に流れなくなるので、ダンピング抵抗２３で発生する無駄な損失を抑制することができる。

このように、共振抑制用のダンピング抵抗２３、コンデンサ２４、トランス２５の作用により、損失を最低限に抑えつつ、コモンモードチョークコイル３の巻線間容量３２と出力フィルタ２のリアクトル２１との間で発生する共振を抑制することができる。

なお、図１ではコモンモードチョークコイル３はインバータ１の入力側に配置されているが、インバータ１の出力側に配置しても良く、コモンモードチョークコイル３はインバータ１の入力側と出力側の両方に複数配置されても良い。また、トランス２５の巻線抵抗が共振を抑制する減衰成分として十分に作用する場合には、ダンピング抵抗２３を除去することができる。

また、図１の実施例１では、出力フィルタ２は、図２（ａ）に示すように構成したが、図２（ｂ）に示すように、１次巻線と２次巻線とを磁気結合させたリアクトル２６を用いても良い。リアクトル２６は、コモンモードでは磁束が打ち消し合いインダクタンスを示さず、ノーマルモードでは磁束が合わさるためインダクタンスを示す。この場合、リアクトル２６のコモンモードインダクタンスは存在しないが、図２（ｃ）に示すようにリアクトル２６には漏れインダクタンス２７ａ，２７ｂが存在するため、この漏れインダクタンス２７ａ，２７ｂがコモンモードチョークコイル３の巻線間容量３２と共振を引き起こす。実施例１のダンピング抵抗２３、コンデンサ２４、トランス２５はこの共振にも作用し、損失を最低限に抑えつつ共振を抑制できる。

また、実施例１に係る系統連系インバータは、本発明を単相の系統連系インバータに適用した例であるが、本発明は、三相の系統連系インバータに適用することもできる。

図３は、三相の系統連系インバータとして太陽光発電系統連系インバータの構成を示すブロック図である。この系統連系インバータは、上述した実施例１に係る系統連系インバータが以下のように変更されて構成されている。

すなわち、出力フィルタ２の第１リアクトル２１ａおよび２１ｂは、各相に挿入されたリアクトル２１ｕ、２１ｖおよび２１ｗに置き換えられ、相間コンデンサ２２は、各相間を結ぶ３つの相間コンデンサ２２ａ、２２ｂおよび２２ｃに置き換えられ、第２コンデンサ対４２は、３つのコンデンサ４２ｕ、４２ｖおよび４２ｗに置き換えられて各相の中性点を形成するように構成されている。ダンピング抵抗２３ａ、２３ｂおよびコンデンサ２４ａ、２４ｂは各相のリアクトル２１ｕ、２１ｖおよび２１ｗに対して並列に接続されるダンピング抵抗２３ｕ、２３ｖ、２３ｗ、コンデンサ２４ｕ、２４ｖ、２４ｗに置き換えられ、トランス２５はコモンモードに対して磁束が打ち消しあってインピーダンスが低くなるように接続されたトランス２５ｕ、２５ｖ、２５ｗに置き換えられている。

トランス２５ｕの一次側の一端はリアクトル２１ｕに接続され、トランス２５ｕの一次側の他端はトランス２５ｗの二次側を介して抵抗２３ｕに接続される。トランス２５ｖの一次側の一端はリアクトル２１ｖに接続され、トランス２５ｖの一次側の他端はトランス２５ｕの二次側を介して抵抗２３ｖに接続される。トランス２５ｗの一次側の一端はリアクトル２１ｗに接続され、トランス２５ｗの一次側の他端はトランス２５ｖの二次側を介して抵抗２３ｗに接続される。

また、実施例では、昇圧回路を回路中に示さなかったが、実際の太陽光発電系統連系インバータでは昇圧回路を備えることが多い。昇圧回路は実施例１または実施例２における直流ラインコンデンサ８の入力側に配置される。昇圧回路がコモンモードチョークコイル３と直流ラインコンデンサ８の間に配置された場合には、コモンモードチョークコイル３の漏れインダクタンスを昇圧回路のリアクトルとして利用することができる。昇圧回路は、太陽電池５の出力電圧を昇圧し、直流ラインコンデンサ８を経由してインバータ１に送る。本発明は、昇圧回路を備えた系統連系インバータにおいても損失を最低限に抑えつつ共振を抑制できる。

図４は、本発明の実施例２に係る系統連系インバータの構成を示すブロック図である。この系統連系インバータは、実施例１に係る系統連系インバータのコンデンサ２４とトランス２５を除去し、ダンピング抵抗２３のみをリアクトル２１に並列に接続して構成されている。

ダンピング抵抗２３の損失が問題とならない場合には、実施例２に示すダンピング抵抗２３のみをリアクトル２１に並列に接続することで、部品点数を少なく抑えつつ、コモンモードチョークコイル３の巻線間容量３２と出力フィルタ２のリアクトル２１との間で発生する共振を抑制することができる。

また、実施例２に係る系統連系インバータも、実施例１に係る系統連系インバータと同様に、コモンモードチョークコイル３は、インバータ１の出力側に配置されても良く、インバータ１の入力側と出力側の両方に複数配置されても良い。また、出力フィルタ２のリアクトルとしては、図２（ｂ）に示すリアクトル２６を用いても良い。また、本発明は、三相の系統連系インバータに適用することができ、さらに、昇圧回路を備える系統連系インバータに適用することもできる。

図５は、本発明の実施例３に係る系統連系インバータの構成を示すブロック図である。この系統連系インバータは、実施例１に係る系統連系インバータのトランス２５を除去し、ダンピング抵抗２３とコンデンサ２４と直列回路をリアクトル２１に並列に接続して構成されている。

ノーマルモード電流によるダンピング抵抗２３での損失が問題とならない場合には、実施例３に示すダンピング抵抗２３とコンデンサ２４のみをリアクトル２１に並列に接続することで、部品点数を少なく抑えつつ、コモンモードチョークコイル３の巻線間容量３２と出力フィルタ２のリアクトル２１との間で発生する共振を抑制することができる。

また、実施例３に係る系統連系インバータも、実施例１または実施例２に係る系統連系インバータと同様に、コモンモードチョークコイル３はインバータ１の出力側に配置されても良く、インバータ１の入力側と出力側の両方に複数配置されも良い。また、出力フィルタ２のリアクトルとしては、図２（ｂ）に示すリアクトル２６を用いても良い。また、本発明は、三相の系統連系インバータに適用することができ、さらに、昇圧回路を備える系統連系インバータに適用することもできる。

図６は、本発明の実施例４に係る系統連系インバータの構成を示すブロック図である。この系統連系インバータは、実施例３に係る系統連系インバータのダンピング抵抗２３とコンデンサ２４との直列回路を、リアクトル２１ではなくコモンモードチョークコイル３の各相に対して並列に接続して構成されている。

共振はコモンモードチョークコイル３の巻線間容量３２と出力フィルタ２のリアクトル２１との間で発生しているため、コモンモードチョークコイル３の各相に対して並列にダンピング抵抗２３を接続しても、コモンモードチョークコイル３の巻線間容量３２と出力フィルタ２のリアクトル２１との間で発生する共振を抑制することができる。

図６では、コモンモードチョークコイル３の各相にダンピング抵抗２３とコンデンサ２４との直列回路を並列に接続した例を示したが、図１に示す実施例１に係る系統連系インバータと同様に、ダンピング抵抗２３とコンデンサ２４との直列回路にトランス２５を追加してコモンモード電流のみがダンピング抵抗２３に流れるように構成しても良い。トランス２５の巻線抵抗が共振を抑制する減衰成分として十分に作用する場合には、ダンピング抵抗２３を除去することができる。

また、実施例２に係る系統連系インバータと同様に、ダンピング抵抗２３のみをコモンモードチョークコイル３の各相に並列に接続してもよい。

さらに、実施例４に係る系統連系インバータも、実施例１〜３に係る系統連系インバータと同様に、コモンモードチョークコイル３はインバータ１の出力側に配置されも良く、インバータ１の入力側と出力側の両方に複数配置されても良い。また、出力フィルタ２のリアクトルとしては、図２（ｂ）に示すリアクトル２６を用いても良い。また、本発明は、三相の系統連系インバータに適用することができ、さらに、昇圧回路を備える系統連系インバータに適用することもできる。

図７は、本発明の実施例５に係る系統連系インバータの構成を示すブロック図である。この系統連系インバータは、実施例２に係る系統連系インバータのダンピング抵抗２３を除去し、バイパス路ｇの中に直列にダンピング抵抗９（第２抵抗に相当）を接続して構成されている。

共振はコモンモードチョークコイル３の巻線間容量３２と出力フィルタ２のリアクトル２１との間で発生し、その共振はバイパス路ｇを通る。このため、バイパス路ｇにダンピング抵抗９を直列に接続しても、コモンモードチョークコイル３の巻線間容量３２と出力フィルタ２のリアクトル２１との間で発生する共振を抑制することができる。

第１コンデンサ対４１または第２コンデンサ対４２または両方のコンデンサ対のそれぞれのコンデンサと直列にダンピング抵抗９を接続しても、ダンピング抵抗９をバイパス路ｇ中に設けることと等価である。

また、実施例５に係る系統連系インバータも、実施例１〜４に係る系統連系インバータと同様に、コモンモードチョークコイル３はインバータ１の出力側に配置されも良く、インバータ１の入力側と出力側の両方に複数配置されても良い。また、出力フィルタ２のリアクトルとしては、図２（ｂ）に示すリアクトル２６を用いても良い。また、本発明は、三相の系統連系インバータに適用することができ、さらに、昇圧回路を備える系統連系インバータに適用することもできる。

図８は、本発明の実施例６に係る系統連系インバータの構成を示すブロック図である。この系統連系インバータは、実施例５に係る系統連系インバータのダンピング抵抗９に対して、リアクトル１０（第２リアクトルに相当）を並列に接続して構成されている。

バイパス路ｇ中にダンピング抵抗９を設けるとダンピング抵抗９は共振の減衰成分として作用するが、バイパス路ｇのインピーダンスが大きくなるため、高周波コモンモード電流をバイパスさせる作用が弱くなる。

しかし、バイパス路ｇに設けられたダンピング抵抗９に対してリアクトル１０を並列に接続すると、リアクトル１０は低い周波数に対して低いインピーダンスを示し、高い周波数に対しては高いインピーダンスを有するため、バイパス路ｇのインピーダンスの大きさを周波数によって変えることができる。

バイパス路ｇを通る高周波コモンモード電流の主な周波数は、インバータ１のスイッチング周波数である。このスイッチング周波数が、コモンモードチョークコイル３の巻線間容量３２と出力フィルタ２のリアクトル２１との間で発生する共振の周波数よりも低い場合には、スイッチング周波数においてはバイパス路ｇを通るコモンモード電流の殆どはインピーダンスの低いリアクトル１０を流れる。共振周波数においてはリアクトル１０のインピーダンスは高く、ダンピング抵抗９のダンピング効果を共振に対して作用させることができる。

このように、バイパス路ｇに接続したダンピング抵抗９に対してリアクトル１０を並列に接続することで、高周波コモンモード電流のバイパス作用を大きく損なうことなく、コモンモードチョークコイル３の巻線間容量３２と出力フィルタ２のリアクトル２１との間で発生する共振を抑制することができる。

また、実施例５のバイパス路ｇのダンピング抵抗９による構成、または実施例６のダンピング抵抗９とリアクトル１０とによる構成は、実施例１〜４の構成と組み合わせて実施することもできる。

また、実施例６に係る系統連系インバータも、実施例１〜５に係る系統連系インバータと同様に、コモンモードチョークコイル３はインバータ１の出力側に配置されも良く、インバータ１の入力側と出力側の両方に複数配置されても良い。また、出力フィルタ２のリアクトルとしては、図２（ｂ）に示すリアクトル２６を用いても良い。また、本発明は、三相の系統連系インバータに適用することができ、さらに、昇圧回路を備える系統連系インバータに適用することもできる。

本発明は、太陽電池システムや燃料電池システムを電力系統に接続する系統連系インバータとして利用可能である。

１‥インバータ
２‥出力フィルタ
３‥コモンモードチョークコイル
５‥太陽電池
６‥浮遊容量
７‥系統トランス
８‥直流ラインコンデンサ
９‥ダンピング抵抗
１０，２１‥リアクトル
２２，２４，４１，４２‥コンデンサ
２３‥ダンピング抵抗
２５‥トランス
３１‥コモンモードインダクタンス
３２‥巻線間容量
ａ‥直流ライン正電圧
ｂ‥直流ライン負電圧
ｃ‥直流ライン中性点
ｄ，ｅ，ｊ‥交流出力ライン
ｆ‥交流側中性点
ｇ‥バイパス路
ｈ‥電力系統端
ｉ‥系統トランス中性接地線

Claims

直流電源の出力をパルス幅変調する単相又は三相のインバータと、
前記インバータの入力側に配置され、中性点を形成するように直列に接続された第１コンデンサから成る第１コンデンサ組と、
前記インバータの出力側に配置され、中性点を形成するように直列に接続された第２コンデンサから成る第２コンデンサ組と、
前記第１コンデンサ組の中性点と前記第２コンデンサ組の中性点とを接続することにより形成されたコモンモード電流のバイパス路と、
前記第１コンデンサ組と前記第２コンデンサ組との間で且つ前記インバータの入力側又は出力側に設けられて前記インバータで発生されたコモンモード電流を抑制する１以上のコモンモードチョークコイルと、
前記インバータから出力されるパルス幅変調された電圧波形を正弦波状の単相又は三相交流に変換するための第１リアクトルと第３コンデンサとで構成された出力フィルタと、
前記コモンモードチョークコイルの巻線間容量と前記出力フィルタの第１リアクトルとの間で発生する共振を抑制する共振抑制回路と、
を備え、
前記バイパス路は、前記インバータのスイッチング周波数において、前記第２コンデンサ組を介して接続された系統トランスから大地を介して前記直流電源の浮遊容量に漏れ電流が流れる漏れ電流路よりも小さいインピーダンスを有し、前記コモンモードチョークコイルは、前記漏れ電流路および前記バイパス路よりも大きなインピーダンスを有することを特徴とする系統連系インバータ。
前記共振抑制回路は、前記出力フィルタの各々の相の第１リアクトルに並列に接続され又は前記コモンモードチョークコイルの両端の巻線に並列に接続された第１抵抗を備えることを特徴とする請求項１記載の系統連系インバータ。
前記共振抑制回路は、前記出力フィルタの各々の相の第１リアクトルに並列に接続され又は前記コモンモードチョークコイルの両端の巻線に並列に接続された前記第１抵抗と第４コンデンサとから成る直列回路を備えることを特徴とする請求項２記載の系統連系インバータ。
前記共振抑制回路は、前記出力フィルタの各々の相の第１リアクトルに並列に接続される部品の経路に、直列に接続された巻線を備え、
一方の相の前記巻線と他方の相の前記巻線とは、コモンモードに対して低いインピーダンスを有し且つノーマルモードに対して高いインピーダンスを有するように磁気結合してなることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の系統連系インバータ。
前記共振抑制回路は、前記コモンモード電流のバイパス路中に第２抵抗を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の系統連系インバータ。
前記共振抑制回路は、前記コモンモード電流のバイパス路中に設けられた前記第２抵抗と並列に接続された第２リアクトルを備えることを特徴とする請求項５記載の系統連系インバータ。