JP5481286B2 - 電力変換システムおよび電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御回路上のインピーダンス変化および系変化による異常電流を検知し、特に相間短絡の予兆を検出するインバータ駆動モータの異常検出装置に関する。

従来から、交流モータとインバータ制御装置とモータケーブルで形成されるモータ制御回路上の異常を検出する方法は知られており、短絡時の電流位相変化や周波数変化から断線や相間短絡を検出する手法がある。例えば、特許文献１では、三相電力を供給するリード線に流れる各相電流の位相差が正常時の１２０度から１８０度に変化すると、判定手段においてその二相間で短絡したと判定している。しかしながら、モータの異常検知に対する信頼性を向上させることが求められている。

特開２００８−２０６３３７号公報

本発明の課題は、更なる信頼性向上を図れる電力変換システムおよび電力変換装置を提供することにある。

本発明に係る電力変換システムは、モータと、Ｕ相電流，Ｖ相電流、及びＷ相電流を前記モータに出力するインバータ回路と、前記Ｕ相電流，前記Ｖ相電流、及び前記Ｗ相電流を検出する電流センサと、トルク指令値及び前記電流センサによって検出された検出値に基づいて、前記インバータ回路から出力される前記Ｕ相電流，前記Ｖ相電流、及び前記Ｗ相電流が正弦波状になるように当該インバータ回路を制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記電流センサの検出値に基づいて前記Ｕ相電流，前記Ｖ相電流、及び前記Ｗ相電流に重畳された電流成分を相毎に抽出する電流成分演算部と、前記Ｕ相電流，前記Ｖ相電流、及び前記Ｗ相電流のうち、いずれか２相の前記電流成分の位相に基づいて前記モータに通電される交流電流の異常を検出する交流電流異常検出部を有する。

本発明に係る電力変換装置は、Ｕ相電流，Ｖ相電流、及びＷ相電流をモータに出力するインバータ回路と、前記Ｕ相電流，前記Ｖ相電流、及び前記Ｗ相電流を検出する電流センサと、トルク指令値及び前記電流センサによって検出された検出値に基づいて、前記インバータ回路から出力される前記Ｕ相電流，前記Ｖ相電流、及び前記Ｗ相電流が正弦波状になるように当該インバータ回路を制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記電流センサの検出値に基づいて前記Ｕ相電流，前記Ｖ相電流、及び前記Ｗ相電流に重畳された電流成分を相毎に抽出する電流成分演算部と、前記Ｕ相電流，前記Ｖ相電流、及び前記Ｗ相電流のうち、いずれか２相の前記電流成分の位相に基づいて前記モータに通電される交流電流の異常を検出する交流電流異常検出部を有する。

本発明によれば、信頼性の高い電力変換システムおよび電力変換装置を提供することができる。

本発明の第１の実施形態に係るモータ制御ブロック図である。 本発明の実施形態に係る相間レアショート時の電流波形である。 本発明の実施形態に係る相間レアショート時の高周波成分の抽出波形である。 本発明の第１の実施形態に係る異常検出フローチャートである。 本発明の第１の実施形態に係る異常検出フローチャートである。 本発明の第１の実施形態に係る高周波成分の検出タイミングである。 本発明の第１の実施形態に係る位相差判定方法の概念図である。 本発明の第２の実施形態に係るモータ制御ブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係る異常検出シミュレーションのモデル図である。 本発明の第２の実施形態に係る異常検出シミュレーションのシミュレーション結果である。 本発明の第２の実施形態に係る異常検出時の電流制御系ゲイン切り替えを適用したシミュレーション結果である。 本発明の第２の実施形態に係る異常検出フローチャートである。 本発明の第２の実施形態に係る高周波成分の検出タイミングである。 本発明の実施形態に係る電流波形で、（ａ）相間短絡時のモータ電流波形、（ｂ）相間短絡時の抽出電流成分、（ｃ）ケース短絡時のモータ電流波形、（ｄ）ケース短絡時の抽出電流成分である。 本発明の実施形態に係る制御系統のブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係るトルク指令電流の変化率が大きい場合の電流波形図である。 本発明の第３の実施形態に係るトルク指令電流の変化率が大きい場合の閾値の設定方法である。 本発明の第４の実施形態に係るモータのトルク−速度曲線である。 本発明の第５の実施形態に係るモータ制御のブロック図である。 本発明の第５の実施形態に係る異常情報記憶に関するフローチャートである。 本発明の第６の実施形態に係る低負荷運転モードへの切り替えに関するフローチャートである。 本発明の第６の実施形態に係る電流制御のゲイン切り替えに関するフローチャートである。 本発明の第３の実施形態に係るトルク指令値の変化率が大きい場合の異常電流成分の判定に関するフローチャートである。 本発明の第３の実施形態に係るモータの回転数に応じた異常電流成分の判定に関するフローチャートである。

上記発明が解決しようとする課題の欄や、発明の効果の欄に記載の内容に加え、以下の実施形態では、製品化の上で望ましい課題が解決でき、また製品化の上で望ましい効果を奏する。そのいくつかを次に記載すると共に実施の形態の説明でも、具体的な課題の解決や具体的な効果について説明する。

本発明の実施形態に係る電力変換システムおよび電力変換装置について簡単に原理を説明する。３相交流モータにおいて、完全に２相間の短絡が発生して各相の電流基本波の位相が変化する場合や３相電流の基本波の振幅が大きく変化する場合など、３相モータ電流の各基本波に対する位相または電流比率を検出し、保護動作を作用させる場合、電流変化の少ない短絡初期やレアショート時には異常を検出できない可能性も有り得る。

特に、２相間の電流位相が完全に１８０度の位相差となる状態は、２相間が完全に短絡している場合に見られる変化であり、実際のモータ制御装置の動作中にこのような短絡状態が突然発生する確率は極めて低い。モータ制御装置の実使用状況を考えた場合、相間短絡へ移行するまでには、初期の微妙な短絡状態すなわちレアショート状態を経て、徐々に系が変化していくものと考えるのが自然である。また、交流モータに流れる電流は、交流で時々刻々電流が変化するので、レアショート状態からも突然完全な相間短絡状態になることは考えにくい。このように、モータの実使用上に完全な相間短絡が突然発生する可能性は極めて稀であり、実際のモータ駆動中に相間短絡が発生する場合には、まずレアショート状態となり、徐々に短絡の程度が進行する。

しかし、これにより異常検出するまでは、インバータ回路のスイッチング素子に異常な負荷が加わり続けることとなり、完全な相間短絡を検出するまでに、スイッチング素子を破壊してしまう可能性がある。仮に完全な相関短絡の検出により、保護が働いたとしても、その時点ではすでにスイッチング素子には多大な負荷が印加されている恐れがあった。

本発明の実施形態に係る電力変換システムおよび電力変換装置はモータ電流基本波の基本電流成分以外の電流成分を検出して異常判定をすることにより、電流制御系のゲイン調整や出力電流を制限することで、スイッチング素子に加わる負荷を軽減できるため、更なる信頼性向上を図れるモータ制御装置を提供することにある。図面を参照しながら以下詳細に説明する。

＜第１の実施形態＞
図１は第１の実施形態に係るモータ制御装置の制御ブロック図である。交流モータ１は永久磁石同期モータであり、回転速度および磁極位置はレゾルバやエンコーダ等の回転センサにより検出される。なお、本発明における異常検出方法は、３相電流に重畳される高周波成分の検出から実施されるものであり、交流モータ１は、３相交流電流を通流する誘導モータの他、３相交流駆動の誘導負荷機でも良い。

交流モータ１は、ケーブルを介してインバータ回路２と接続されており、電力の供給を受けている。インバータ回路２は、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子から構成されており、ＰＷＭ信号により各相上下アームをスイッチングすることで電力変換を行っている。インバータ回路２から出力され、ケーブルを介して交流モータ１へ流れる電流は、電流センサ３ａ〜３ｃにより検出される。電流センサ３ａ〜３ｃにより検出されたインバータ出力電流値は、マイクロコンピュータ（以下、マイコン）のＡ／Ｄ変換機能等による電流検出部８にてサンプリングされる。

電流指令は、上位コントローラからのトルク指令値τ*と速度／位置検出部９で検出される交流モータ１の回転速度および磁極位置をもとに電流指令生成部４で生成されている。生成された電流指令値は、電流検出部８にて検出されたモータ電流値を三相二相変換７で変換した２相の電流フィードバック値を用いて、電流制御部５にて制御されている。

第１の実施形態における異常検出方法は、電流センサ３ａ〜３ｃで検出されるモータ電流値に対して、微分回路等を設けることにより、インバータ出力電流の基本周波数を超える高周波成分を抽出するハイパスフィルタ（以下、Ｈ.Ｐ.Ｆ.）１０を介して異常電流成分の検出および異常判定を行う。なお、インバータ出力電流の基本波に重畳される高周波成分の抽出には、バンドパスフィルタを用いても良い。

図２は、交流モータ１におけるＶ相とＷ相の相間レアショート実験時のモータ電流波形である。以下、Ｖ相とＷ相の相間レアショート実験結果を例に説明する。本実験において、交流モータ１は基本周波数１００Ｈｚ，電流指令５００Ａで駆動している。本実験における交流モータ１に関して、モータ電流５００Ａは定格を上回る大電流であり、この大電流の通流を継続することによりモータ巻線は発熱している。本来であれば、図２のＵ相電流波形と同様にＶ相およびＷ相にも正弦波電流が流れる。しかし、本実験では、大電流でのモータ駆動に伴うモータ巻線の発熱により、モータ巻線に施されている絶縁材が徐々に劣化もしくは炭化することで、モータ巻線間絶縁抵抗は低下し、相間レアショート状態となった。図２に示すように、相間レアショート状態では、相間に抵抗成分が残っているため、モータ電流基本波は各相間に１２０度の位相差を保持しており、完全な相間短絡時に見られる短絡相間の電流基本波の位相差が略１８０度へ変化する現象は現れていない。しかし、相間の抵抗が低下していることにより、モータの巻線抵抗およびインダクタンスが変化しているため、モータ制御回路系としてのインピーダンス変化が図２のＶ相およびＷ相に示すようなモータ電流基本波に重畳される高周波成分となり現れている。

図３は、相間レアショート時にモータ電流基本波に重畳する高周波成分をＨ.Ｐ.Ｆ.により抽出した場合の波形を想定したものである。抽出される高周波成分には、系のインピーダンス変化により短絡相間に略１８０度の位相差を持つ特徴が現れている。従って、抽出した２相間の高周波成分に略１２０度を超えて略２４０度未満の位相差を検出することで、モータ制御回路上に相間短絡が発生しかけている状態、すなわち相間レアショートが発生していると判定することができる。なお、抽出された２相間の高周波成分の位相差が１７０度から１９０度の範囲に入っている場合はほぼ確実に相間レアショートを起こしており、抽出された２相間の高周波成分の位相差が１５０度から１７０度または１９０度から２１０度の範囲に入っている場合は相間レアショートを起こしている可能性が高い領域である。一方で、モータ制御回路上に異常がない場合には、３相のインバータ出力電流は基本周波数の正弦波で流れるため、Ｈ.Ｐ.Ｆ.により抽出される高周波成分はスイッチングリプル等の成分であり、抽出される電流振幅は小さい。従って、インバータ出力電流基本波に重畳される高周波成分の検出部にて、例えば２０Ａ以上等の閾値を設定しておき、その閾値以上の高周波成分の有無を検出することにより、モータ制御回路上の異常有無を判定することができる。

次に、モータ相間短絡の予兆である相間レアショートの判定において、インバータ出力電流基本波から抽出された高周波成分の位相差判定の方法を説明する。

図４（ａ）は、本実施形態に係るモータ制御回路上の異常検出方法のフローチャートである。

まずステップ１００で、ケーブルを介して交流モータ１に流れる３相インバータ出力電流は、電流センサ３ａ〜３ｃで検出する。検出された各電流は、ステップ１０１で、抵抗値と静電容量またはオペアンプにより構成される微分回路等によるＨ.Ｐ.Ｆ.を介することで電流基本波に重畳される高周波成分が抽出される。抽出した高周波成分の振幅が、ステップ１０２で任意に設定した閾値を超える場合には、モータ制御回路上に異常があるものと判断し、抽出した高周波成分の位相差判定を実施する。なお、設定した閾値を超える振幅の高周波成分を検出した時点で、モータ制御回路上に異常発生したものとして外部へフェール信号を発する仕組みを採っても良い。またこの閾値は、後述するようにトルク指令の変化率やモータの回転速度に応じて変化させても良い。

抽出した高周波成分の位相差は、抽出した各相高周波成分において、各２相の加算値をとることで簡易的に判定ができる。相間短絡時の短絡した２相の電流は位相が略１８０度と反転した電流波形となるため、基本的には加算することにより０となる。ただし、この方法では抽出した高周波成分に０点からのオフセットがある場合には加算値が０になるとは限らないため、次の方法を採っても良い。

抽出した高周波成分の位相差は、ある１相の基本電流波形のゼロクロス時点における他２相の高周波成分の電流値およびその前後サンプリング周期時点の電流値の合計３点値を各々サンプリングすることにより、変化量および変化符号を演算処理して位相差の判定を行う。図５は、Ｕ相電流基本波のゼロクロス時点におけるＶ相およびＷ相の高周波成分検出タイミングを示す。また、図６は高周波成分の検出タイミングおよび変化量と変化符号の判別のイメージ図である。

Ｕ相の電流基本波ゼロクロス時点におけるＶ相およびＷ相の高周波成分の電流値をそれぞれＡｎ（Ｖ），Ａｎ（Ｗ）として検出し、サンプリング周期前後の電流値をそれぞれＡｎ−１（Ｖ），Ａｎ−１（Ｗ）およびＡｎ＋１（Ｖ），Ａｎ＋１（Ｗ）として検出する。検出した今回値Ａｎ，前回値Ａｎ−１，次回値Ａｎ＋１の合計３点値を用いて、各々の差分ΔＩｖ＿Ａ＝Ａｎ（Ｖ）−Ａｎ−１（Ｖ），ΔＩｖ＿Ｂ＝Ａｎ＋１（Ｖ）−Ａｎ（Ｖ）およびΔＩｗ＿Ａ＝Ａｎ（Ｗ）−Ａｎ−１（Ｗ），ΔＩｗ＿Ｂ＝Ａｎ＋１（Ｗ）−Ａｎ（Ｗ）を演算する。演算した各々の差分より、ΔＩｖ＿Ａ＜０，ΔＩｖ＿Ｂ＞０，ΔＩｗ＿Ａ＞０，ΔＩｗ＿Ｂ＜０またはΔＩｖ＿Ａ＞０，ΔＩｖ＿Ｂ＜０，ΔＩｗ＿Ａ＜０，ΔＩｗ＿Ｂ＞０のように、２相間の高周波成分の変化量および変化符号が相反する場合には、２相間に略１８０度の位相差があると判定できる。このように２相の高周波成分に略１８０度の位相差を検出することで、当該２相間に相間レアショートが生じていることを判定することができる。

図４（ａ）のステップ１０３以下では、上述した判定方法を用いることによって異常のある相を特定する。まずステップ１０３でＵ相基本波のゼロクロス点を検出する。次にステップ１０４で、その検出したＵ相のゼロクロス点及びその前後点のＶ相及びＷ相の高周波成分を抽出する。さらに抽出したＶ相及びＷ相の高周波成分を上述した方法を用いて比較し、ΔＩｖ＿Ａ＜０，ΔＩｖ＿Ｂ＞０，ΔＩｗ＿Ａ＞０，ΔＩｗ＿Ｂ＜０またはΔＩｖ＿Ａ＞０，ΔＩｖ＿Ｂ＜０，ΔＩｗ＿Ａ＜０，ΔＩｗ＿Ｂ＞０の場合、Ｖ−Ｗ相間が短絡していると判断する。ΔＩｖ＿Ａ＜０，ΔＩｖ＿Ｂ＞０，ΔＩｗ＿Ａ＞０，ΔＩｗ＿Ｂ＜０またはΔＩｖ＿Ａ＞０，ΔＩｖ＿Ｂ＜０，ΔＩｗ＿Ａ＜０，ΔＩｗ＿Ｂ＞０ではない場合はステップ１０５に移行する。

ステップ１０５ではＶ相基本波のゼロクロス点を検出し、Ｕ相及びＷ相でステップ１０４と同様の比較演算を行い、Ｕ−Ｗ相間が短絡しているか判断する。ステップ１０７及びステップ１０８もステップ１０３及びステップ１０４と同様の処理を行い、Ｕ−Ｖ相間で短絡が発生していないと判断された場合はその他の異常であると判断する。

なお、本実施例ではＵ相基本波ゼロクロス点の検出から開始しているが、Ｖ相基本波ゼロクロス点の検出から開始しても、Ｗ相基本波ゼロクロス点の検出から開始しても良い。

図４（ｂ）は、ある１相の電流基本波ゼロクロス時点だけでなく、サンプリング周期都度で３相の高周波成分をサンプリングする場合の、本発明の実施形態に係るモータ制御装置の異常検出フローチャートである。交流モータ１に流れる３相モータ電流の検出および検出された各電流からＨ.Ｐ.Ｆ.を介してモータ電流基本波に重畳される高周波成分を抽出するまでは図４（ａ）に示したフローチャートと同様である。本方法では、抽出した高周波成分から位相差を判定する際のサンプリングタイミングのみが異なり、サンプリング周期都度で３相の高周波成分をサンプリングし、過去３点値より変化量および位相差を演算する。随時高周波成分をステップ１１０から１１２でサンプリングし、ステップ１１３から１１５で演算をし、どの相間でも短絡していないと判定された場合はステップ１１０から１１２に戻り、同様の処理を繰り返し行う。ステップ１１０から１１５までの処理を繰り返し行うことによって、演算処理能力を必要とするが、２相の高周波成分に略１８０度の位相差が現れた時点で早期に相間レアショートの判定ができるため、信頼性が向上する。

また、サンプリングは常に行いつつ、過去３点値の変化量が正から負に反転した場合、または負から正に変化した場合のみ、ステップ１１３から１１５の判定を行うと、上述した方法よりも演算負荷が減り、ＣＰＵ等への負荷が減る。また演算負荷が減るため、演算を高速に行うことができる。

＜第２の実施形態＞
図７は第２の実施形態に係るモータ制御装置の制御ブロック図である。交流モータ１の基本的な制御部の構成は、図１に示す第１の実施形態と同様である。

第２の実施形態における異常検出方法は、電流指令生成部４で生成される純粋な電流指令値を二相三相変換１１で変換した３相電流指令値と、電流検出部８で検出される電流センサ３ａ〜３ｃのモータ電流値とを用いて電流演算部１２で演算処理することにより、モータ制御回路上の異常電流成分の検出および異常判定を行う。

なお、この場合には、モータ制御回路の異常による高周波成分を確実に検出するために、電流検出部８で検出する電流センサ３ａ〜３ｃからのモータ電流値は、モータ電流の基本周波数を超える周波数でサンプリングされることが望ましく、可能であればインバータ回路２をスイッチングするキャリア周波数以上でサンプリングすることが望ましい。

図８は第２の実施形態に係る異常検出シミュレーションのモデル図である。本シミュレーションは、交流モータ１が基本周波数１００Ｈｚ，電流指令１００Ａで駆動中にＵ相およびＶ相に相間レアショートが生じた場合の挙動を模擬したものである。

図９は、Ｕ相およびＶ相の相間レアショート時のシミュレーション結果を示す。各波形は、（ａ）３相インバータ出力電流、（ｂ）３相モータ電流指令、（ｃ）Ｕ相電流の高周波成分、（ｄ）Ｖ相電流の高周波成分、（ｅ）Ｗ相電流の高周波成分をそれぞれ示している。

３相インバータ出力電流は、はじめ振幅１００Ａ，基本周波数１００Ｈｚの正弦波であり、シミュレーション開始０.０２秒時点でＵ相およびＶ相の相間レアショートが発生すると、各々のモータ電流には高周波成分が重畳される。一方、３相モータ電流指令は、電流制御ループよりも外側の２相電流指令より演算される指令であるため、相間レアショート等の異常がモータ制御回路上に生じた場合でも、影響を受ない純粋なモータ電流指令である。

従って、３相インバータ出力電流と３相モータ電流指令値との差分を取ることで、各相電流に重畳される電流基本成分以外の高周波成分を抽出することができる。本シミュレーションでは、図９（ｃ）および図９（ｄ）に示すように相間レアショート時にＵ相およびＶ相のインバータ出力電流基本波に重畳される高周波成分を抽出している。

第１の実施形態でも記載したように、抽出される高周波成分には、系のインピーダンス変化により短絡相間に略１８０度の位相差を持つ特徴が現れている。従って、抽出した２相間の高周波成分に略１２０度を超えて略２４０度未満の位相差を検出することで、モータ制御回路上に相間短絡が発生しかけている状態、すなわち相間レアショートが発生していると判定することができる。なお実施例１と同様、抽出された２相間の高周波成分の位相差が１７０度から１９０度の範囲に入っている場合はほぼ確実に相間レアショートを起こしており、抽出された２相間の高周波成分の位相差が１５０度から１７０度または１９０度から２１０度の範囲に入っている場合は相間レアショートを起こしている可能性が高い領域である。

一方で、モータ制御回路上に異常がない場合には、３相のモータ電流は基本周波数の正弦波で流れるため、抽出される高周波成分はスイッチングリプル等の成分であり電流振幅は小さい。従って、モータ電流基本波に重畳される高周波成分の検出部にて、例えば２０Ａ以上等の閾値を設定しておき、その閾値以上の高周波成分の有無を判定することにより、モータ制御回路上の異常有無を判定することができる。

以上のように構成される第２の実施形態におけるインバータ出力電流基本波から抽出された高周波成分の位相差判定の方法を説明する。

図１１は、第２の実施形態に係るモータ制御回路異常検出方法のフローチャートである。

ステップ２０３で、上位コントローラから生成された純粋な二相電流指令を三相電流指令に変換する。なお、ここで言う純粋な二相電流指令は図７に示す三相二相変換部７で変換された電流指令値ではなく、交流モータ１に備えられたエンコーダまたはレゾルバ等から速度／位置検出部９にて検出されたモータ速度および磁極位置と、上位コントローラからのトルク指令τ*とによって電流指令生成部４で生成された指令電流値であり、モータ制御回路上に異常が発生した場合にその時の電流フィードバック値に合わせて変化する指令値そのものではない。

次にステップ２０１で、電流センサ３ａ〜３ｃで検出された三相インバータ出力電流と三相指令電流の差分を取る。ステップ１０２で電流の差分の振幅、つまり異常電流成分振幅が閾値以上であった場合にどの相間で短絡が発生しているか判定をする。３相指令電流と３相検出電流との差分をとることで、モータ制御回路上に異常がある等の指令通りに電流が流れていない場合には、この差分は０以上となるため、任意に設定した所定値を超える場合には、その差分から当該モータ制御回路上の異常検出をすることができる。加えて、電流指令値と電流検出値の差分をとることは、完全な相間短絡時等のインバータ出力電流基本波に高周波成分が重畳されない異常発生時にも異常検出することができる。本来、モータ制御回路上に異常がなければ、モータ電流基本波にはスイッチングリプル等の小さな振幅の高周波成分が含まれる程度であるため、ステップ１０２で振幅の大きな高周波成分を検出した時点で、モータ制御回路上の異常有無を簡易的に判定できる。ステップ１０２で異常電流が発生していると判定された場合、ステップ２０５から２１０に進む。

ステップ２０５から２１０での位相判定方法について図１２を用いて説明する。本実施形態では、抽出した各相の異常電流成分の位相判定は、都度サンプリングしている高周波成分における２点のゼロクロス点および２点間のピーク電流点を検出する時刻より判定する。図１２は、相間レアショート時の抽出電流成分における２点のゼロクロス点から位相差判定方法を示した概念図である。図１１のステップ２０５から２０７では、図１２に示すようにＵ相の高周波成分における２点のゼロクロス時刻Ｔｎ−１（Ｕ），Ｔｎ＋１（Ｕ）、ゼロクロス２点間のピーク点時刻Ｔｎ（Ｕ）＝Ｔｎ−１（Ｕ）＋｛（Ｔｎ＋１（Ｕ）−Ｔｎ−１（Ｕ））／２｝を求め、Ｖ相およびＷ相の抽出電流成分からも同様にＴｎ−１（Ｖ），Ｔｎ＋１（Ｖ）およびＴｎ−１（Ｗ），Ｔｎ＋１（Ｗ）を検出して、Ｔｎ（Ｖ）およびＴｎ（Ｗ）を求める。ステップ２０８から２１０では、これらピーク点時刻を比較することで、どの相間に短絡が起こっているのかを判定する。ステップ２０８では、Ｔｎ（Ｕ）＝Ｔｎ（Ｖ）のように、２相のピーク点時刻が等しい場合、抽出した高周波成分にはＵ−Ｖ相間で１８０度の位相差があるものと判定し、Ｕ−Ｖ相間で短絡が起こっているものと判定する。ステップ２０９及びステップ２１０でも、Ｖ−Ｗ相間，Ｗ−Ｕ相間で同様の判定を行う。また、Ｔｎ（Ｕ）＝Ｔｎ（Ｖ）のように完全に値が一致していなくても、Ｔｎ（Ｕ）±Δの範囲に入っていればＵ−Ｖ相間で１８０度の位相差があると判定しても良い。ここで言う±Δの範囲とは、この範囲内に他相のピーク点時刻が入っていれば１８０度の位相差があると判定しても問題ない範囲で定められる。

上述した方法を用いれば、より確実に相間短絡を検知することが可能となる。一方、迅速性を求められる場合には各相の高周波成分の検出有無により、異常が生じている相を簡易的に特定することもできる。また、単に抽出電流成分のゼロクロス点時刻Ｔｎ−１（Ｕ），Ｔｎ−１（Ｖ），Ｔｎ−１（Ｗ）を検出して、抽出電流成分のゼロクロス点時刻が同じであるか否かを判定することにより、簡易的に位相差の有無を判定しても良い。このような指令電流と検出電流との差分比較により抽出した各相の高周波成分における電流値や位相差によりモータ制御回路上の異常状態や故障モードを推定する。なお、抽出電流成分の位相差判定方法の関しては、第１の実施形態において図４（ａ）および図４（ｂ）で示した抽出電流成分の変化量および符号判定による位相差判定方法も用いても良い。同様に、図１１に示した抽出電流成分の変化量および符号判定による位相差判定方法を第１の実施形態に用いても良い。

図１３は、モータ制御回路上の各異常時における電流波形を示す。

図１３（ａ）は、相間短絡を想定したモータ電流波形である。完全な相間短絡状態となるとモータ電流は、インバータから見たモータ巻線のインダクタンスおよび抵抗は極めて小さくなるため、モータ電流値は急激に増大し、かつ、短絡している二相の電流波形は通常の１２０度から略１８０度の位相差に変化する。本発明により電流指令値と電流検出値との差分を取ると、図１３（ｂ）に示す電流成分を検出することができる。

また、図１３（ｃ）は一相のケース短絡を想定したモータ電流波形である。交流モータ１の筐体またはインバータ制御装置の筐体とＵ相モータケーブルとが短絡した場合を想定しており、短絡相により形成されたモータケーブルと筐体間の回路には、モータケーブルを介して漏れ電流が流れるため、短絡相のみに高周波成分が重畳される。図１３（ｄ）は、電流指令値と電流検出値の差分をとった波形である。差分をとることで、ケース短絡相の高周波成分が抽出できる。

図１３（ｂ），図１３（ｄ）のように完全な相間短絡，ケース短絡等のモータ制御回路異常時には、モータ電流基本波が変化する他、異常相に関しては異常電流成分が重畳される。従って、図１３（ａ），図１３（ｃ）に示すように、電流センサ３ａ〜３ｃによる検出電流値と電流指令生成部４で生成される電流指令値との差分をとることで、その差分の有無により簡易的にモータ制御回路上の異常有無を判定することができる。さらに、各々の異常電流成分を抽出し、抽出電流の位相差を比較することで、略１８０度の位相差がある場合には、モータ制御回路上に相間レアショートが発生していると判定することができる。

以上のように、第２の実施形態では、異常時のモータ電流基本波に重畳される成分が高周波成分をフィルタ回路で抽出しなくとも、電流指令値と電流検出値との差分をとることで、異常電流成分を抽出することができるため、異常電流成分の検出有無でモータ制御回路上の異常を検出することができる。なお回生制動する場合、電動機として駆動する場合と比較して電流の位相が反転するだけなので、上述した第１の実施形態及び第２の実施形態共に使用することができる。

＜第３の実施形態＞
第３の実施形態では、第２の実施形態で示した図１１のステップ１０２における閾値を変化させる。それ以外の部分については第２の実施形態と同様である。

まずトルク指令が急激に増加した場合について、図１４を用いて説明する。図１４は本電力変換システムまたは電力変換装置を車両に適用した場合の制御系統図である。例えば車両において、急激にアクセルペダル２００を踏み込んだ場合、アクセルペダルの踏み込み量に応じてトルク指令τ*の変化率は大きくなる。上位コントローラは信号伝送路５０を介して制御回路１００へ上記トルク指令を出力する。制御回路１００では、トルク指令に基づいて指令電流を計算・出力するため、トルク指令値の変化率が大きい場合には、電流指令値の変化率も大きくなり、指令電流と実電流との偏差が大きくなる。そのため相間短絡が起きていなくとも、図１５（ａ）に示すように、指令電流と実電流の差分が大きくなる。図１５（ｂ）は、図１５（ａ）に示した指令電流と相間短絡していない実電流の差分を示す図である。異常電流判定の閾値を図１５（ｂ）のように設定すると、指令電流と実電流に大きな差分がある場合、たとえ相関短絡が起こっていなくても相間短絡と判定される可能性がある。そこで、アクセルペダル２００の踏み込み量が多い場合、つまりトルク指令値の変化率が所定の値よりも大きい場合、異常電流判定の閾値を変化させることによって、正常時に相間短絡と誤検知される可能性が低くなるため、制御上の信頼性が向上する。

ブレーキペダル２０３が急激に踏み込まれた回生制動時の場合も同様で、制動制御装置２０４はブレーキペダル２０３の踏み込み量に応じた変化率の大きなトルク指令値を出力する。このトルク指令値の変化率に基づいて閾値を変える事によって、正常時に相間短絡の誤検知の可能性が低くなるため、制御上の信頼性が向上する。また、車両を始動させる場合も初動トルクが必要であり、トルク指令値の変化量が大きいため、上述したようにトルク指令値の変化率が所定の変化率以上である場合、閾値を変化させることにより、正常時に相間短絡と誤検知される可能性が低くなるため、制御上の信頼性が向上する。

また第１の実施形態でも上述したようにトルク指令値の変化率に基づいて異常電流判定の閾値を変化させても良い。トルク指令値の変化率に基づいて異常電流判定の閾値を変化させることによって正常時に相間短絡と誤検知される可能性が低くなるため、制御上の信頼性が向上する。

トルク指令値の変化量に基づいて異常電流成分の判定に用いる閾値を変化させる場合のフローチャートを図２１に示す。ステップ５００で、制御回路１００がトルク指令値の変化率Δτ*を算出する。次にステップ５０１で制御回路１００がトルク指令値の変化率Δτ*が所定値以上であるか判定し、トルク指令値の変化率Δτ*が所定値以下である場合には、現在設定されている閾値で異常電流成分の判定を行う。一方、トルク指令値の変化率Δτ*が所定値以上である場合、ステップ５０２で閾値を大きくして異常電流成分の判定を行う。なお、変化させる閾値は予め設定されている閾値を用いても良く、トルク指令値の変化率Δτ*に基づいて決定しても良い。

＜第４の実施形態＞
第４の実施形態では、第１の実施形態及び第２の実施形態の異常電流判定の閾値を、モータの回転数に基づいて変化させる。それ以外の部分に関しては第１の実施形態及び第２の実施形態と同様である。

インバータは一般的にＰＷＭ（Pulse Width Modulation）駆動方式によって駆動される場合が多い。しかし、スイッチング損失低減などを目的にモータの回転数が高い領域では、多少スイッチング回数が少なくなっても電流歪みがあまり問題とならないため、モータの電気角２πごとに各相のスイッチング素子を１回ずつオンオフする矩形波制御方式や、それ他のＰＷＭ制御方式よりもパルス数が少ない制御方法などが用いられる。

図１６はモータのトルク−速度曲線である。モータ回転数が所定の回転数以上になった場合、制御回路１００は、ＰＷＭ駆動方式から上述した矩形波制御方式等に切り替え、スイッチング損失を減らして電力の利用効率を上げる制御を行う。切り替え回転数は、例えば２０００ｒｐｍなどを設定する。

上述したように制御方式を切り替える場合、制御の切り替えタイミングや切り替わりの瞬間などで制御が不安定になる可能性があり、この場合には三相インバータ出力電流にノイズが重畳してしまうことがある。第１の実施形態及び第２の実施形態のように、異常電流判定を行うための閾値を固定値にしてしまうと、制御を切り替える際に重畳するノイズによって、正常にもかかわらず相間短絡であると誤検知してしまう可能性がある。

そこで、本実施形態では制御方式を切り替えるモータ回転数に合わせて異常電流判定を行う閾値を上げる。この構成によって、誤検知を防ぐことが可能になり制御上の信頼性が向上する。

図２２は、モータの回転数に基づいて閾値を変化させる場合のフローチャートである。ステップ６００で、制御回路１００は回転センサからの情報に基づいてモータの回転数を検出する。次にステップ６０１で、制御回路１００はモータの回転数が所定値であるか判定を行う。なお、この所定値は現在のインバータ駆動方式から他のインバータ駆動方式へ切り替える回転数で設定されている。モータの回転数が所定値でない場合、ステップ６０３へ進み、現在設定されている閾値を用いて異常電流成分の判定を行う。一方、モータの回転数が所定値である場合には、ステップ６０２へ進み異常電流成分判定器３０で設定されている閾値を大きくする。なおＰＷＭ駆動制御方法から他のインバータ駆動制御方法に切り替える回転数に幅があるため、この所定値も切り替える回転数の幅に対応した値であることが好ましい。続いて、ステップ６０４で変更した閾値を用いて異常電流成分の判定を行う。ステップ６０５では、ステップ６０１と同様の判定を行い、回転数が所定値でなくなった場合に異常電流成分判定器３０の閾値を元の閾値に戻し、異常判定を行う。

＜第５の実施形態＞
第５の実施形態は、第１の実施形態から第４の実施形態で異常電流判定を行う閾値を超えた場合の処理内容に関するものである。それ以外の内容については、第１の実施形態から第４の実施形態と同様である。

図１７は図１と基本的には同様である。異なる点は制御回路１００の内部に揮発性メモリ４０及び不揮発性メモリ４１を備えている点である。なお、ここでは便宜的に第１の実施形態の図１を用いたが、第２の実施形態の構成図である図７の制御回路１００内に揮発性メモリ４０及び不揮発性メモリ４１を備えていても良い。

図１８は不揮発性メモリ４１に異常情報が記憶されるまでのフローチャートである。異常電流成分判定器３０に出力される情報は、異常電流成分だけでなく、各相の電圧値，電流値，インバータのスイッチング素子温度等が出力される。ステップ３０１では、揮発性メモリ４０にこれらの情報が出力され、時系列順にこれらの情報が記憶される。次にステップ３０２で、異常電流成分判定器に出力されている各相間で短絡が発生しているかどうかを判定し、相間短絡がない場合はステップ３００に戻り常時揮発性メモリ４０に各相の電圧値，電流値，インバータのスイッチング素子温度等を記憶させ続ける。一方、各相間に短絡がある場合、異常電流成分判定器３０は揮発性メモリ４０へ記録指示信号を出力する。揮発性メモリ４０は、記録指示信号に基づいて相間短絡が発生した時の電圧値、電流値，インバータの素子温度等の情報とその前後の電圧値，電流値，インバータのスイッチング素子温度等の情報を不揮発性メモリ４１に出力する。

不揮発性メモリ４１にこれらの情報を記憶しておくことによって、実際に異常判定がされた場合の状態を解析することが可能となり、車両のメンテナンスをする際などに役立てることが可能となる。

なお、この不揮発性メモリ４１に記憶する内容は、各相の電圧値，電流値，インバータのスイッチング素子温度だけに限らず、後述する異常判定時の低負荷運転モードでの各状態の情報を記憶してもかまわない。

また、本実施形態では制御回路１００内に揮発性メモリ４０及び不揮発性メモリ４１を備えたが、上位コントローラ２０２内に揮発性メモリ４０及び不揮発性メモリ４１を備えても問題ない。近年の車両にも搭載されるドライブレコーダ機能と連携させることにより、異常発生時およびその直前のＨＥＶ／ＥＶシステムの状態をトレースできることが望ましい。

＜第６の実施形態＞
第１の実施形態から第５の実施形態に示したモータ電流基本波に重畳される高周波成分の抽出により、いずれの形態においても抽出した高周波成分の二相間に略１８０度の位相差を検出し、相間レアショートが発生していると判定した場合には、検出した高周波成分の振幅が任意の所定値未満であれば電流指令生成部４で生成される指令値の最大出力値を制限することで、モータ駆動を継続することができる。一方で、検出した高周波成分の振幅が任意の所定値以上の場合には、上位コントローラからの電流指令を停止することで、モータ駆動を停止させても良い。

具体的な制御方法を、図１９を用いて説明する。図１９は相間短絡が発生した場合のその後の処理をフローチャートにしたものである。まず、異常電流成分判定器３０で相間短絡と判定された場合、ステップ４０１で高周波成分の振幅が所定値以上であるか判定する。なお、この所定値は閾値とは異なる値であり、車両を継続運転する上で安全上問題ない電流値である。高周波成分の振幅が所定値以上であると判定された場合、ステップ４０２へ進み、制御回路から上位コントローラ２０２へ電流指令停止信号を出力し、モータ１を停止する。一方、高周波成分の振幅が所定値以下であると判定された場合には、異常電流成分判定部３０は電流指令生成部４へ、電流指令値の最大出力を制限する最大出力値制限信号を出力し、モータへ出力される電流の制限を行う。このように最大電流を制限したモード（低負荷運転モード）で駆動している場合は、ステップ４０６で示すように、高周波成分の振幅が所定値以上になっていないか常に監視を行い、高周波成分の振幅が所定値以上になった場合には即座にステップ４０２へ進み、モータの駆動を停止する。

また、相間レアショート時にモータ電流基本波に重畳される高周波成分は、系のインピーダンス変化に伴う制御系の応答に因るものでもあり、モータ電流基本波に高周波成分を検出してモータ制御回路上に異常があると判定された時点で、電流制御系のゲインを小さくするもしくは電流制御器を切り替える等の調整を行うことにより、高周波成分の振幅を抑制することができ、モータ駆動を継続することもできる。図１０は、異常検出時に電流制御系のゲインを切り替えた時のシミュレーション結果である。本発明の異常検出方法にて、電流基本波に重畳された異常電流成分を検出した時点で、モータ制御回路上に異常があるものと判定すると共に、電流制御系の制御器をＰＩゲインの小さいものへと切り替えることで、相間短絡発生時のモータ電流の振動を抑制することができる。

図２０は電流制御系のゲインを小さくする場合のフローチャートである。基本的には図１９と同様である。異なる点は、ステップ４０３に替えてステップ４１３を採用した点である。

また、上述した制御方法に加えて、抽出した高周波成分の二相間に略１８０度の位相差を検出し、相間レアショートが発生していると判定された場合には、異常検出部よりフェール信号を出力し、そのフェール信号をもとにモータ制御装置の操作盤や制御機器に表示する。例えば、電気自動車に適用される場合には、内部パネルに警告ランプを点灯させる等を実施することにより、モータ制御装置操作者またはメンテナンス作業者へ、相間レアショートが発生していることを通知することができる。

上述した制御方法を用いることによって、たとえ相間短絡が発生したとしても、即座にモータが止まることが無く、モータ運転の安定性を確保することが可能となる。

以上、上述した第１から第６の実施形態を用いることによって、相間短絡を早期に発見することができ、インバータ装置の破壊を防ぐことが可能となり、信頼性の高い電力変換装置を提供することが可能になる。さらに、相間短絡を検知した場合でも、モータを停止することなく、駆動継続することが可能になるため、信頼性の高い電力変換装置を提供することが可能となる。

本発明の応用範囲としては、本文中で例を挙げた交流モータ駆動システムを利用した自動車やエレベータ，圧縮機等の他、交流モータでなくとも三相交流電流を通流する三相交流誘導負荷機を駆動するシステムとそのシステムを利用している機器全般であってもよい。

１ 交流モータ
２ インバータ回路
３ａ，３ｂ，３ｃ 電流センサ
４ 電流指令生成部
５ 電流制御部
５ａ 電流制御器
５ｂ 電流制御器（ＰＩゲイン小）
６ 二相三相変換部
７ 三相二相変換部
８ 電流検出部
９ 速度／位置検出部
１０ Ｈ.Ｐ.Ｆ.
１１ 電流指令二相三相変換部
１２ 電流演算部
１００ 制御回路

Claims (13)

1. モータと、
   Ｕ相電流，Ｖ相電流、及びＷ相電流を前記モータに出力するインバータ回路と、
   前記Ｕ相電流，前記Ｖ相電流、及び前記Ｗ相電流を検出する電流センサと、
   トルク指令値及び前記電流センサによって検出された検出値に基づいて、前記インバータ回路から出力される前記Ｕ相電流，前記Ｖ相電流、及び前記Ｗ相電流が正弦波状になるように当該インバータ回路を制御する制御回路と、を備え、
   前記制御回路は、
   前記電流センサの検出値に基づいて前記Ｕ相電流，前記Ｖ相電流、及び前記Ｗ相電流に重畳された電流成分を相毎に抽出する電流成分演算部と、
   前記Ｕ相電流，前記Ｖ相電流、及び前記Ｗ相電流のうち、いずれか２相の前記電流成分の位相に基づいて前記モータに通電される交流電流の異常を検出する交流電流異常検出部を有し、
   前記電流成分は、前記Ｕ相電流，前記Ｖ相電流、及び前記Ｗ相電流の交流周波数以上の高周波成分であり、
   前記交流異常検出部は、前記Ｕ相電流，前記Ｖ相電流、及び前記Ｗ相電流のうち、いずれか２相の前記高周波成分の位相差が略１８０度である場合に異常と判定することを特徴とする電力変換システム。
2. 請求項１に記載の電力変換システムであって、
   前記電流成分演算部は、前記高周波成分を抽出するフィルタ回路であることを特徴とする電力変換システム。
3. 請求項１に記載の電力変換システムであって、
   前記電流成分演算部は、前記電流センサによって検出された検出値と、前記トルク指令値に基づいて算出された３相指令電流との差を取ることによって前記高周波成分を抽出することを特徴とする電力変換システム。
4. 請求項２または３のいずれかに記載の電力変換システムであって、
   前記交流電流異常検出部は、前記高周波成分の振幅が閾値以上の場合、前記モータに通電される交流電流が異常であると判定することを特徴とする電力変換システム。
5. 請求項１に記載の電力変換システムであって、
   前記制御回路は、前記トルク指令値に基づいて最大電流指令値以下の電流指令を生成する電流指令生成部を有し、
   前記電流指令生成部は、前記交流電流異常検出部で異常と判定された場合、前記電流指令の前記最大電流指令値を小さくすることを特徴とする電力変換システム。
6. 請求項１に記載の電力変換システムであって、
   前記制御回路は、前記トルク指令値に基づいて電流指令を生成する電流指令生成部を有し、
   前記電流指令生成部は、前記交流電流異常検出部で異常と判断された場合、前記電流指令の生成を停止することを特徴とする電力変換システム。
7. 請求項１に記載の電力変換システムであって、
   前記制御回路は、通電がなくなると記憶されている内容が消去される揮発性メモリと、
   通電がなくなっても記憶されている内容が消去されない不揮発性メモリを有し、
   前記異常交流電流検出部は、モータに出力される電流情報を前記揮発性メモリに出力し、さらに、当該異常交流電流検出部で異常と判定された場合、異常信号を当該揮発性メモリに出力し、
   当該揮発性メモリは、前記異常信号が入力されると、記憶されている内容を前記不揮発性メモリに出力することを特徴とする電力変換システム。
8. 請求項４に記載の電力変換システムであって、
   前記異常交流電流検出部は、前記トルク指令値の変化率が所定の値よりも大きい場合、前記閾値を大きくすることを特徴とする電力変換システム。
9. 請求項４に記載の電力変換システムであって、
   前記異常交流電流検出部は、前記モータの回転数が所定の値よりも大きい場合、前記閾値を大きくすることを特徴とする電力変換システム。
10. Ｕ相電流，Ｖ相電流、及びＷ相電流をモータに出力するインバータ回路と、
    前記Ｕ相電流，前記Ｖ相電流、及び前記Ｗ相電流を検出する電流センサと、
    トルク指令値及び前記電流センサによって検出された検出値に基づいて、前記インバータ回路から出力される前記Ｕ相電流，前記Ｖ相電流、及び前記Ｗ相電流が正弦波状になるように当該インバータ回路を制御する制御回路と、を備え、
    前記制御回路は、
    前記電流センサの検出値に基づいて前記Ｕ相電流，前記Ｖ相電流、及び前記Ｗ相電流に重畳された電流成分を相毎に抽出する電流成分演算部と、
    前記Ｕ相電流，前記Ｖ相電流、及び前記Ｗ相電流のうち、いずれか２相の前記電流成分の位相に基づいて前記モータに通電される交流電流の異常を検出する交流電流異常検出部を有し、
    前記電流成分は、前記Ｕ相電流，前記Ｖ相電流、及び前記Ｗ相電流の交流周波数以上の高周波成分であり、
    前記交流異常検出部は、前記Ｕ相電流，前記Ｖ相電流、及び前記Ｗ相電流のうち、いずれか２相の前記高周波成分の位相差が略１８０度である場合に異常と判定することを特徴とする電力変換装置。
11. 請求項１０に記載の電力変換装置であって、
    前記電流成分演算部は、前記高周波成分を抽出するフィルタ回路であることを特徴とする電力変換装置。
12. 請求項１０に記載の電力変換装置であって、
    前記電流成分演算部は、前記電流センサによって検出された検出値と、前記トルク指令値に基づいて算出された３相指令電流との差を取ることによって前記高周波成分を抽出することを特徴とする電力変換装置。
13. 請求項１１または１２のいずれかに記載の電力変換装置であって、
    前記交流電流異常検出部は、前記高周波成分の振幅が閾値以上の場合、前記モータに通電される交流電流が異常であると判定することを特徴とする電力変換装置。

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