JP5440576B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子のオン・オフ操作によって、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の鎖交磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、ｄｑ軸上の電流を指令電流にフィードバック制御するための操作量としてｄｑ軸の指令電圧を設定する電流フィードバック制御が周知である。詳しくは、これら指令電圧は、回転機を流れる電流と指令電流との差を入力とする比例要素および積分要素の出力同士の和として算出される。これら比例要素および積分要素の各ゲインは、ｄｑ軸上の電流と電圧との関係を定める電圧方程式における抵抗およびインダクタンスの値に応じて最適値が変化する（下記非特許文献１）。一方、回転機のインダクタンスは、回転機を流れる電流に応じて変化する。そこで、これらゲインを回転機の運転状態に応じて可変設定することも実用化されている。

また、近年、上記電流フィードバック制御に代わる制御として、インバータのスイッチング素子のオン・オフ操作に応じたスイッチングモードを様々に仮設定した場合のそれぞれにおける電流を予測し、予測される電流に基づき、最適なスイッチングモードを選択するいわゆるモデル予測制御も提案されている。ここで、電流の予測は、上記ｄｑ軸上の電流と電圧との関係を定める電圧方程式を用いて行われている。

特開２００８−２２８４１９号公報

杉本英彦編著、「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」、総合電子出版社、ｐ．７２−８５

ところで、上記モデル予測制御を行なう場合、回転機を流れる電流が大きくなることで、電流の予測精度が低下することが発明者らによって見出されている。しかも、これを解消すべく、上記電流フィードバック制御と同様に、上記電圧方程式のインダクタンスを可変としたところで、この予測精度の低下を十分に解消することができないことも見出された。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子のオン・オフ操作によって、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の鎖交磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する新たな回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

第１の発明は、互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子のオン・オフ操作によって、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の鎖交磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、前記スイッチング素子のそれぞれがオン状態であるかオフ状態であるかを示すスイッチングモードを仮設定し、該仮設定されたスイッチングモードのそれぞれに応じた前記制御量に関する予測を行なう予測手段と、該予測手段による予測結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作に用いるスイッチングモードを決定する決定手段と、該決定されたスイッチングモードとなるように前記電力変換回路を操作する操作手段とを備え、前記予測手段による予測処理は、前記予測の対象とする制御量または該制御量を算出するためのパラメータについての前記仮設定されたスイッチングモードに応じた変化量を、前記回転機のインダクタンス情報に基づき予測する処理を含み、前記インダクタンス情報の示すインダクタンスの値は、前記回転機を流れる電流と鎖交磁束との比とは相違することを特徴とする。

回転機を流れる電流と鎖交磁束との比としての通常のインダクタンスは、回転機の実際の電流と鎖交磁束との関係を定めるためには有効であるものの、上記変化量を算出するに際しては必ずしも適切な値とならないことが発明者らによって見出されている。特に、回転機を流れる電流の絶対値が大きくなる場合には、適切な値からのずれが顕著となりやすい。これにつき、発明者らは、インダクタンスが電流に応じて変化するため、電圧と同一次元となる磁束の時間変化が、電流の時間微分値とインダクタンスとの積によっては高精度に表現できないことに起因することを見出した。

ここで、発明者らは、予測手段を再構築する過程で、鎖交磁束の時間微分を、鎖交磁束の電流微分と電流の時間微分との積として表現し、鎖交磁束の電流微分の項をインダクタンスとして用いることが有効であることを見出した。そして、この鎖交磁束の電流微分の項は、インダクタンスが電流に応じて変化する場合、電流とそのときの鎖交磁束との比とは相違する値となる。上記発明では、この点に鑑み、上記インダクタンス情報を用いる。

第２の発明は、第１の発明において、前記回転機のトルクが規定値以上の領域における前記インダクタンス情報の示すインダクタンスの値は、前記回転機を流れる電流に対する鎖交磁束の比よりも絶対値が小さいことを特徴とする。

トルクが規定値以上となる領域においては、回転機を流れる電流が大きいことから、磁気飽和現象が顕在化し、電流に対する鎖交磁束の比の絶対値が顕著に減少する傾向がある。このため、この領域においては、上記インダクタンスの値を、上記比の絶対値より小さい値に設定することで、鎖交磁束の電流微分値を高精度に表現することができる。上記発明では、この点に鑑み、上記設定とした。

第３の発明は、第２の発明において、前記回転機のトルクが規定値未満の領域における前記インダクタンス情報の示すインダクタンスの値は、前記回転機を流れる電流と鎖交磁束との比であることを特徴とする。

第４の発明は、第１〜第３のいずれかの発明において、前記インダクタンス情報の示すインダクタンスの値は、前記回転機を流れる電流、および前記回転機の回転角度の少なくとも一方に応じて可変設定されることを特徴とする。

電流と鎖交磁束との比の絶対値は、電流量に応じて変化する。このため、電流に応じてインダクタンスの値を可変設定するなら、鎖交磁束の電流微分値をより高精度に表現したインダクタンスの値をうることができる。また、空間高調波によってインダクタンスの値は変動する。このため、回転角度に応じてインダクタンスの値を可変設定するなら、空間高調波を加味した高精度なインダクタンスの値をうることができる。

第５の発明は、第１〜第４のいずれかの発明において、前記予測手段は、前記電力変換回路の出力電圧の平均値を算出する平均電圧算出手段と、該平均電圧算出手段によって算出される平均値に対する前記仮設定されたスイッチングモードに応じた前記電力変換回路の出力電圧の差として瞬時電圧を算出する瞬時電圧算出手段と、前記瞬時電圧と前記インダクタンス情報とに基づき、前記変化量を予測する変化量予測手段と、を備えることを特徴とする。

上記発明では、上記変化量を瞬時電圧に応じて算出することで、これを容易に算出することができる。

第６の発明は、第５の発明において、前記平均電圧算出手段は、前記回転機を流れる電流を入力とし、インダクタンス情報に基づき前記平均値を算出するものであり、前記変化量予測手段が前記変化量を算出する際に用いるインダクタンス情報の示すインダクタンスの値は、前記回転機を流れる電流の微小変化量と鎖交磁束の微小変化量との比としての過渡インダクタンスの値であり、前記平均電圧算出手段が前記平均値を予測する際に用いる前記インダクタンス情報の示すインダクタンスの値は、前記回転機を流れる電流と鎖交磁束との比としての定常インダクタンスであることを特徴とする。

上記発明では、定常インダクタンスを用いることで、出力電圧の平均値を適切に算出することができる。

第７の発明は、互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子のオン・オフ操作によって、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の鎖交磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、前記スイッチング素子のそれぞれがオン状態であるかオフ状態であるかを示すスイッチングモードを仮設定し、該仮設定されたスイッチングモードのそれぞれに応じた前記制御量に関する予測を前記回転機のインダクタンス情報に基づき行なう予測手段と、該予測手段による予測結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作に用いるスイッチングモードを決定する決定手段と、該決定されたスイッチングモードとなるように前記電力変換回路を操作する操作手段とを備え、前記予測手段は、前記回転機を流れる電流を入力とし、前記インダクタンス情報の示す定常インダクタンスに基づき前記電力変換回路の出力電圧の平均値を算出する平均電圧算出手段と、該平均電圧算出手段によって算出される平均値に対する前記仮設定されたスイッチングモードに応じた前記電力変換回路の出力電圧の差として瞬時電圧を算出する瞬時電圧算出手段と、前記定常インダクタンスとは相違して且つ前記インダクタンス情報の示す過渡インダクタンスと前記瞬時電圧とに基づき、前記予測の対象とする制御量または該制御量を算出するためのパラメータについての前記仮設定されたスイッチングモードに応じた変化量を予測する変化量予測手段とを備えることを特徴とする。

回転機を流れる電流と鎖交磁束との比としての通常のインダクタンスは、回転機の実際の電流と鎖交磁束との関係を定めるためには有効であるものの、上記変化量を算出するに際しては必ずしも適切な値とならないことが発明者らによって見出されている。特に、回転機を流れる電流の絶対値が大きくなる場合には、適切な値からのずれが顕著となりやすい。これにつき、発明者らは、インダクタンスが電流に応じて変化するため、電圧と同一次元となる鎖交磁束の時間変化が、電流の時間微分値とインダクタンスとの積によっては高精度に表現できないことに起因することを見出した。

ここで、発明者らは、予測手段を再構築する過程で、鎖交磁束の時間微分を、鎖交磁束の電流微分と電流の時間微分との積として表現し、鎖交磁束の電流微分の項を過渡インダクタンスとして用いることが有効であることを見出した。そして、この鎖交磁束の電流微分の項は、インダクタンスが電流に応じて変化する場合、電流とそのときの鎖交磁束との比（定常インダクタンス）とは相違する値となる。上記発明では、この点に鑑み、上記インダクタンス情報を用いる。

第８の発明は、第６または第７の発明において、前記定常インダクタンスの値は、前記回転機を流れる電流、および前記回転機の回転角度の少なくとも一方に応じて可変設定されることを特徴とする。

電流と鎖交磁束との比の絶対値は、電流量に応じて変化する。このため、電流に応じて定常インダクタンスの値を可変設定するなら、上記電流と鎖交磁束との関係をより高精度に表現したインダクタンスの値をうることができる。また、空間高調波によってインダクタンスの値は変動する。このため、回転角度に応じてインダクタンスの値を可変設定するなら、空間高調波を加味した高精度なインダクタンスの値をうることができる。

第９の発明は、第１〜第８のいずれかの発明において、前記予測の対象とする制御量または該制御量を算出するためのパラメータについての前記仮設定されたスイッチングモードに応じた変化量を予測する処理は、ｄｑ軸上の成分の変化量を予測する処理を含み、前記ｄｑ軸上の成分の変化量を予測する処理に用いられる前記インダクタンス情報の示すインダクタンスには、ｄ軸を流れる電流とｑ軸の鎖交磁束との比としてのクロスカップリングインダクタンス、およびｑ軸を流れる電流ｄ軸の鎖交磁束との比としてのクロスカップリングインダクタンスの少なくとも一方が含まれることを特徴とする。

磁気飽和が顕在化すると、ｄ軸の電流がｑ軸の鎖交磁束に、またｑ軸電流がｄ軸の鎖交磁束に影響を与える。上記発明では、この点に鑑み、クロスカップリングインダクタンスを利用する。

第１０の発明は、第９の発明において、前記クロスカップリングインダクタンスの値は、前記回転機を流れる電流、および前記回転機の回転角度の少なくとも一方に応じて可変設定されることを特徴とする。

ｄ軸の電流がｑ軸の鎖交磁束に影響を与える度合いは、電流量に応じて変化する。このため、電流に応じて定常インダクタンスの値を可変設定するなら、上記電流と鎖交磁束との関係をより高精度に表現したインダクタンスの値をうることができる。また、空間高調波によってインダクタンスの値は変動する。このため、回転角度に応じてインダクタンスの値を可変設定するなら、空間高調波を加味した高精度なインダクタンスの値をうることができる。

第１１の発明は、第９または第１０の発明において、前記クロスカップリングインダクタンスの値は、前記回転機を流れる電流が規定値以下である場合、ゼロとされることを特徴とする。

電流量が小さい場合、ｄ軸の電流とｑ軸の鎖交磁束との相関関係は無視しうる。上記発明では、この点に鑑み、電流が小さい場合にクロスカップリングインダクタンスをゼロとした。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 スイッチングモードを示す図。 過渡インダクタンスを模式的に示す図。 上記実施形態にかかる定常インダクタンスおよび過渡インダクタンスの設定手法を示す図。 同実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 同実施形態の比較例を示すタイムチャート。 同実施形態の比較例を示すタイムチャート。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 同実施形態の比較例を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかる定常インダクタンスおよび過渡インダクタンスの設定手法を示す図。 第３の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる過渡インダクタンスの設定手法を示す図。 第４の実施形態にかかるシステム構成図。 同の実施形態にかかる定常インダクタンスの設定手法を示す図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機としての回転機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。車載主機としてのモータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＮＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ￥＃（￥＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）として、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ￥＃が逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＮＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６を備えている。さらに、インバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。

上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介して低電圧システムを構成する制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＮＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＮＶのスイッチング素子Ｓ￥＃を操作する信号が、操作信号ｇ￥＃である。

上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴ＊に制御すべく、インバータＩＮＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴ＊を実現するための指令電流とモータジェネレータ１０を流れる電流とが一致するように、インバータＩＮＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０を流れる電流を直接の制御量として、これを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、スイッチングモードを複数通りのそれぞれに仮設定した場合についてのモータジェネレータ１０の電流を予測し、インバータＩＮＶの実際のスイッチングモードを決定するモデル予測制御を行う。

上記スイッチングモードは、インバータＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｓ￥＃のそれぞれがオンであるかオフであるかを示すものであり、図２（ａ）に示される８通りのスイッチングモード０〜７からなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの全てがオン状態となるスイッチングモードがスイッチングモード０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの全てがオン状態となるスイッチングモードがスイッチングモード７である。これらスイッチングモード０，７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＮＶからモータジェネレータ１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、インバータＩＮＶの出力電圧ベクトルをゼロ電圧ベクトルとするものである。これに対し、残りの６つのスイッチングモード１〜６は、上側アームおよび下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、インバータＩＮＶの出力電圧ベクトルを有効電圧ベクトルとするものである。

図２（ｂ）に、各スイッチングモード０〜７のそれぞれに対応する電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を示す。電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７は、スイッチングモード０〜７のそれぞれにおけるインバータＩＮＶの出力電圧ベクトルを示すものである。なお、図示されるように、スイッチングモード１,３，５のそれぞれに対応する電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５がＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。

ここで、モデル予測制御について詳述する。

先の図１に示す電流センサ１６によって検出された相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２において、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換される。また、回転角度センサ１４によって検出される回転角度（電気角θ）は、速度算出部２４の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部２６は、要求トルクＴ＊を入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊を出力する。これら指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊、実電流ｉｄ，ｉｑ、電気角速度ωおよび電気角θは、モデル予測制御部３０の入力となる。モデル予測制御部３０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＮＶのスイッチングモードを決定し、操作部２８に出力する。操作部２８では、入力されたスイッチングモードに基づき、上記操作信号ｇ￥＃を生成してインバータＩＮＶに出力する。

次に、モデル予測制御部３０の処理の詳細について説明する。モード設定部３１では、先の図２（ａ）に示したインバータＩＮＶのスイッチングモードを仮設定する。この処理は、実際には、スイッチングモードに対応する電圧ベクトルを仮設定する処理となる。ｄｑ変換部３２では、モード設定部３１によって仮設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトルＶｄｑ＝（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、モード設定部３１において仮設定された電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば上側アームがオンである場合を「ＶＤＣ／２」として且つ下側アームがオンである場合を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２，−ＶＤＣ／２，−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２，−ＶＤＣ／２，−ＶＤＣ／２）となる。

予測部３３では、電圧ベクトル（ｖｄ，ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＮＶのスイッチングモードをモード設定部３１によって仮設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する。この電流の予測は、モード設定部３１によって仮設定される複数通りのスイッチングモードのそれぞれについて行われる。

一方、モード決定部３４では、予測部３３によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊とを入力として、インバータＩＮＶのスイッチングモードを決定する。こうして決定されたスイッチングモードに基づき、操作部２８では、操作信号ｇ￥＃を生成して出力する。

上記予測部３３では、以下の式（ｃ１），（ｃ２）にて表現されるモデル式に基づき予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを算出する。
ｖｄ＝Ｒ・ｉｄ＋Ｌｄｔ・（ｄｉｄ／ｄｔ）−ω・Ｌｑｓ・ｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝Ｒ・ｉｑ＋Ｌｑｔ・（ｄｉｑ／ｄｔ）＋ω・Ｌｄｓ・ｉｄ＋ω・φ …（ｃ２）
上記の式においては、抵抗Ｒ、電機子鎖交磁束定数φ、ｄ軸の定常インダクタンスＬｄｓ、ｄ軸の過渡インダクタンスＬｄｔ、ｑ軸の定常インダクタンスＬｑｓ、ｑ軸の過渡インダクタンスＬｑｔを用いた。

ここで、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）を導出について説明する。３相の電圧方程式は、各相の鎖交磁束Φｕ，Φｖ，Φｗを用いた以下の式（ｃ３）〜（ｃ５）にて表現される。
ｖｕ＝Ｒ・ｉｕ＋（ｄΦｕ／ｄｔ） …（ｃ３）
ｖｖ＝Ｒ・ｉｖ＋（ｄΦｖ／ｄｔ） …（ｃ４）
ｖｗ＝Ｒ・ｉｗ＋（ｄΦｗ／ｄｔ） …（ｃ５）
上記の式（ｃ３）〜（ｃ５）をｄｑ変換することで、ｄｑ軸上の鎖交磁束Φｄ，Φｑを用いた以下の式（ｃ６），（ｃ７）が得られる。
ｖｄ＝Ｒ・ｉｄ＋（ｄΦｄ／ｄｔ）−ω・Φｑ …（ｃ６）
ｖｑ＝Ｒ・ｉｑ＋（ｄΦｑ／ｄｔ）＋ω・Φｄ …（ｃ７）
上記の式の「ｄΦｄ／ｄｔ＝（ｄΦｄ／ｄｉｄ）・（ｄｉｄ／ｄｔ）」において「ｄΦｄ／ｄｉｄ＝Ｌｄｔ」と定義することで、ｄ軸の過渡インダクタンスＬｄｔを得ることができる。同様に、「ｄΦｑ／ｄｔ＝（ｄΦｑ／ｄｉｑ）・（ｄｉｑ／ｄｔ）」において「ｄΦｑ／ｄｉｑ＝Ｌｑｔ」と定義することで、ｑ軸の過渡インダクタンスＬｑｔを得ることができる。また、「Φｄ＝Ｌｄｓ・ｉｄ＋φ」とする定義することでｄ軸の定常インダクタンスＬｄｓを得ることができ、「Φｑ＝Ｌｑｓ・ｉｑ」と定義することでｑ軸の定常インダクタンスＬｄｓを得ることができる。なお、ここで、ｄ軸の鎖交磁束Φｄにおいてｄ軸電流に比例しない定数項φは、永久磁石による鎖交磁束の項である。

ここで、過渡インダクタンスＬｄｔ，Ｌｑｔは、定常インダクタンスＬｄｓ，Ｌｑｓと比較して小さい値となる。これは、図３に示すように、電流が大きくなることで磁気飽和現象によって電流の増加に対する鎖交磁束の増加速度が小さくなるためである。図３では、ｑ軸の電流が増加するにつれて、ｑ軸の鎖交磁束Φｑの増加速度が小さくなっていること示している。このため、ある程度絶対値の大きい電流値ｉｑ０および対応する鎖交磁束Φｑ０の比である定常インダクタンスＬｑｓは、電流値ｉｑ０における電流に対する鎖交磁束の変化速度である過渡インダクタンスＬｑｔよりも大きくなる。

本実施形態では、これら過渡インダクタンスＬｄｔ，Ｌｑｔや、定常インダクタンスＬｄｓ，Ｌｑｓを、要求トルクＴ＊に応じて可変設定する。ここで、要求トルクＴ＊は、モータジェネレータ１０を流れる電流と相関を有するパラメータである。特に、本実施形態では、要求トルクＴ＊から指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊が定まることから、要求トルクＴ＊は、モータジェネレータ１０を実際に流れるｄ軸の電流およびｑ軸の電流のそれぞれを高精度に把握することのできるパラメータである。

具体的には、上記可変設定処理は、過渡インダクタンスＬｄｔ，Ｌｑｔや、定常インダクタンスＬｄｓ，Ｌｑｓと要求トルクＴ＊との関係を定めたマップを用いて行なわれる。図４に、ｑ軸のインダクタンスに関するマップを示す。ここで、定常インダクタンスＬｑｓおよび過渡インダクタンスＬｑｔは、いずれも要求トルクＴ＊が大きいほど小さい値に設定される。これは、トルクの増加に伴って電流が大きくなるほど鎖交磁束の増加が緩やかになることに対応したものである。また、本実施形態では、要求トルクＴ＊が小さい領域では、過渡インダクタンスＬｑｔを定常インダクタンスＬｑｓに等しいとしている。

図５に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、予め定められた長さを有する周期（制御周期Ｔｃ）で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電気角θ（ｎ）と、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）とを検出する。また、前回の制御周期で決定された電圧ベクトルＶ（ｎ）を出力する。すなわち、インバータＩＮＶのスイッチングモードを、前回の制御周期で決定されたスイッチングモード（電圧ベクトルＶ（ｎ）に対応するスイッチングモード）に更新する。

続くステップＳ１２においては、インバータＩＮＶの平均的な出力電圧ベクトルである平均電圧ベクトル（ｖｄａ（ｎ），ｖｑａ（ｎ））を算出する。これは、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）から過渡インダクタンスＬｄｔ，Ｌｑｔの項を除いた式に、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を代入した以下の式（ｃ８）、（ｃ９）にて算出することができる。
ｖｄａ＝Ｒ・ｉｄ−ω・Ｌｑｓ・ｉｑ …（ｃ８）
ｖｑａ＝Ｒ・ｉｑ＋ω・Ｌｄｓ・ｉｄ＋ω・φ …（ｃ９）
続くステップＳ１４においては、１制御周期先における電流（ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））を予測する。これは、上記ステップＳ１０によって出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）によって、１制御周期先の電流がどうなるかを予測する処理である。これは、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）の電圧ベクトル（ｖｄ，ｖｑ）を、平均電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）と瞬時電圧ベクトル（ｖｄ−ｖｄａ，ｖｑ−ｖｑａ）とに分解し、瞬時電圧ベクトル（ｖｄ−ｖｄａ，ｖｑ−ｖｑａ）と、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）の過渡インダクタンスの項とが等しいとした下記の式（ｃ１０），（ｃ１１）を用いて行なうことができる。
ｖｄ−ｖｄａ＝Ｌｄｔ・（ｄｉｄ／ｄｔ） …（ｃ１０）
ｖｑ−ｖｑａ＝Ｌｑｔ・（ｄｉｑ／ｄｔ） …（ｃ１１）
詳しくは、上記の式（ｃ１０），（ｃ１１）を制御周期Ｔｃにおいて離散化した下記の式（ｃ１２），（ｃ１３）にて行なうことができる。
ｉｄｅ（ｎ＋１）
＝Ｔｃ・｛ｖｄ（ｎ）−ｖｄａ（ｎ）｝／Ｌｄｔ＋ｉｄ（ｎ） …（ｃ１２）
ｉｑｅ（ｎ＋１）
＝Ｔｃ・｛ｖｑ（ｎ）−ｖｑａ（ｎ）｝／Ｌｑｔ＋ｉｑ（ｎ） …（ｃ１３）
ちなみに、ここでの電圧ベクトル（ｖｄ（ｎ），ｖｑ（ｎ））は、ステップＳ１０において出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）をステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）による変換行列を用いて変換することで、ｄｑ軸上の電圧成分を算出したものである。

続くステップＳ１６〜Ｓ２２では、次回の制御周期におけるスイッチングモード（電圧ベクトルＶ（ｎ＋１））を複数通りに仮設定した場合のそれぞれについて、２制御周期先の電流を予測する処理を行う。すなわち、まずステップＳ１６において、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を仮設定する。続くステップＳ１８においては、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）に代えて予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いて上記ステップＳ１２の処理と同様にして平均電圧ベクトル（ｖｄａ（ｎ＋１），ｖｑａ（ｎ＋１））を算出する。さらに、ステップＳ２０においては、上記ステップＳ１４と同様にして、２制御周期先の予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。ここでは、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）に代えて予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いて且つ、瞬時電圧ベクトル（ｖｄ（ｎ＋１）−ｖｄａ（ｎ＋１），ｖｑ（ｎ＋１）−ｖｑａ（ｎ＋１））を用いる。なお、ここでの電圧ベクトル（ｖｄ（ｎ＋１），ｖｑ（ｎ＋１））は、ステップＳ１６において仮設定された電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を上記電気角θ（ｎ）に「ωＴｃ」を加算した回転角度による変換行列によって変換することで、ｄｑ軸上の電圧成分を算出したものである。

ステップＳ２２においては、スイッチングモード０〜７のすべてについて、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）の算出が完了したか否かを判断する。ステップＳ２２において否定判断される場合には、ステップＳ１６に戻る。これに対し、ステップＳ２２において肯定判断される場合には、ステップＳ２４に移行する。

ステップＳ２４においては、次回の制御周期におけるスイッチングモード（電圧ベクトルＶ（ｎ＋１））を決定する処理を行う。ここでは、評価関数Ｊによる評価の最も高いスイッチングモードを最終的なスイッチングモード（電圧ベクトルＶ（ｎ＋１））とする。本実施形態では、指令電流ベクトルと予測電流ベクトルとの各成分の差が大きいほど評価が低くなる評価関数Ｊを用いてスイッチングモードを評価する。詳しくは、評価関数Ｊとして、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトル（ｉｄ＊，ｉｑ＊）と、予測電流ベクトル（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルと予測電流ベクトルとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりえることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。

ちなみに、ステップＳ２２において肯定判断される時点で、スイッチングモード０〜７のそれぞれについての予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）が算出されている。このため、これら８通りの予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）を用いて、評価関数Ｊの値を８つ算出することができる。

続くステップＳ２６においては、電圧ベクトルや電流、電気角のサンプリング番号を指定するパラメータｎを「１」ずつ減少補正することで、パラメータｎを更新し、この一連の処理を一旦終了する。

次に、図６〜図１０を用いて本実施形態の効果について説明する。図６〜図１０は、モータジェネレータ１０を流れる電流と鎖交磁束との比が、低トルク領域とは大きく相違する高トルク領域、すなわち磁気飽和現象が顕著となる領域におけるデータである。

図６は、本実施形態の効果を示す。図の右下に示すように、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊に対する予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの誤差分布や、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊に対する実電流ｉｄ，ｉｑの誤差分布は、小さい領域に局在するため、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを高精度に算出できていると考えられる。一方、図７は、以下の式（ｃ１４），（ｃ１５）によるモデル予測制御を行なった場合を示す。
ｖｄ＝Ｒ・ｉｄ＋Ｌｄ・（ｄｉｄ／ｄｔ）−ω・Ｌｑ・ｉｑ …（ｃ１４）
ｖｑ＝Ｒ・ｉｑ＋Ｌｑ・（ｄｉｑ／ｄｔ）＋ω・Ｌｄ・ｉｄ＋ωφ …（ｃ１５）
この場合、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊に対する予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの誤差分布や、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊に対する実電流ｉｄ，ｉｑの誤差分布が拡大し、制御性が低下する。

これに対し、図８では、上記の式（ｃ１４），（ｃ１５）に基づくモデル予測制御を行なうに際し、ｄ軸のインダクタンスＬｄとｑ軸のインダクタンスＬｑを、本実施形態にかかる過渡インダクタンスＬｄｔ，Ｌｑｔ相当とした場合を示す。これにより、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊に対する予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの誤差分布や、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊に対する実電流ｉｄ，ｉｑの誤差分布が縮小している。ただし、このことは、図７に示した結果は、ｄ軸のインダクタンスＬｄとｑ軸のインダクタンスＬｑの設定が不適切であったために生じた誤差に過ぎないことを意味しない。この事情を説明するのが、図９および図１０である。図９および図１０はともに、図６，図８と同一のトルク（電流）およびインダクタンス設定において、回転速度を上昇させた場合を示す。図示されるように、図９に示す本実施形態の場合では、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊に対する予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの誤差分布や、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊に対する実電流ｉｄ，ｉｑの誤差分布を小さい領域に制限できている。これに対し、図１０に示す例では、先の図８と同一のインダクタンスを設定したにもかかわらず、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊に対する予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの誤差分布や、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊に対する実電流ｉｄ，ｉｑの誤差分布が拡大し、制御性が低下する。

すなわち、上記の式（ｃ１４），（ｃ１５）を用いたモデル予測制御では、磁気飽和現象が顕著となる領域において、高精度に電流を予測するインダクタンスを一義的に定めることができない。これは、上記の式（ｃ１４），（ｃ１５）が、先の図３に示したように鎖交磁束と電流との比が変化することを適切に表現できないからである。こうした事情は、従来の三角波ＰＷＭ処理を用いる場合には生じない。なぜなら、三角波ＰＷＭ処理を行なう場合における電流フィードバック制御の操作量としての指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊は、本実施形態における平均電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）に相当するものであるからである。このため、トルクや電流に応じて上記の式（ｃ１４），（ｃ１５）におけるインダクタンスが変化することに鑑み、フィードバックゲイン等を変更することで制御性を維持することができるという事情がある。このことは、本実施形態では、定常インダクタンスＬｄｓ，Ｌｑｓを先の図４に示したマップを用いて可変設定することで、平均電圧ｖｄａ，ｖｑａを高精度に算出できることに対応している。

従来の三角波ＰＷＭ制御とモデル予測制御との大きな相違点は、モデル予測制御では、瞬時電圧に応じた制御量（電流）の変化量の算出精度が制御性に直接影響を及ぼすという点にある。そしてこの事情こそが、上記の式（ｃ６），（ｃ７）を用いて、定常インダクタンスＬｄｓ，Ｌｑｓに加えて、過渡インダクタンスＬｄｔ，Ｌｑｔを定義する必要を生じさせたものである。ここで留意すべきは、定常インダクタンスＬｄｓ，Ｌｑｓに加えて過渡インダクタンスＬｄｔ，Ｌｑｔを定義するうえで利用可能な上記の式（ｃ６），（ｃ７）は、上記の式（ｃ１４），（ｃ１５）において、「Φｄ＝Ｌｄ・ｉｄ＋φ，Φｑ＝Ｌｑ・ｉｑ」と定義して得られる式とは相違するということである。なぜなら、上記の式（ｃ６），（ｃ７）は、たとえば「埋め込み磁石同期モータの設計と制御：武田ら著、オーム社」に記載されているように、３相の電圧方程式において、各相のインダクタンスを「Ｌｕ＝ｌ＋Ｌｃｏｓ２θ」等と定義して導出されるものであり、インダクタンスが電流に依存することを前提としたモデルではないからである。

このように、本実施形態におけるモデル予測制御に用いる上記の式（ｃ１），（ｃ２）は、従来のモデル予測制御において用いられていた上記の式（ｃ１４），（ｃ１５）の変更、修正によって導出されるものではない。上記の式（ｃ１），（ｃ２）を用いた本実施形態にかかるモデル予測制御は、上記の式（ｃ１４），（ｃ１５）の利用によるモデル予測制御においてインダクタンス等を様々に変更することによっては制御性を向上させることが困難との知見に基づき、モデル式自体を根本的に見直した結果構築されたものである。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）インバータＩＮＶの出力する瞬時電圧ベクトル（ｖｄ−ｖｄａ，ｖｑ−ｖｑａ）に基づき電流の変化量を算出するに際し、過渡インダクタンスＬｄｔ，Ｌｑｔを用いた。これにより、磁気飽和が顕著となる領域においても、電流の予測精度を向上させることができ、ひいてはモデル予測制御の制御性を向上させることができる。

（２）過渡インダクタンスＬｄｔ，Ｌｑｔを、モータジェネレータ１０を流れる電流に対する鎖交磁束の比よりも小さい値にした。これにより、鎖交磁束の電流微分値を高精度に表現することができる。

（３）過渡インダクタンスＬｄｔ，Ｌｑｔを、モータジェネレータ１０を流れる電流に応じて可変設定した。これにより、鎖交磁束の電流微分値をより高精度に表現したインダクタンスの値をうることができる。

（４）平均電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）を定常インダクタンスＬｄｓ，Ｌｑｓを用いて算出した。これにより、平均電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）を適切に算出することができる。

（５）定常インダクタンスＬｄｓ，Ｌｑｓを、モータジェネレータ１０を流れる電流に応じて可変設定した。これにより、電流と鎖交磁束との関係をより高精度に表現したインダクタンスの値をうることができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、定常インダクタンスＬｄｓ，Ｌｑｓや過渡インダクタンスＬｄｔ，Ｌｑｔを、要求トルクＴ＊のみならず電気角θに応じて可変設定する。詳しくは、本実施形態では、定常インダクタンスＬｄｓ，Ｌｑｓや過渡インダクタンスＬｄｔ，Ｌｑｔを、電気角θの「１／６」倍の周期で可変設定する。これは、モータジェネレータ１０のトルクリップルに寄与する空間高調波成分として特に６次の高調波成分が顕著であることに鑑みたものである。

詳しくは、図１１にｑ軸成分について例示するように、要求トルクＴ＊および電気角θと、定常インダクタンスＬｄｓ，Ｌｑｓや過渡インダクタンスＬｄｔ，Ｌｑｔとのそれぞれの関係を定めたマップを用いる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１２に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１２において先の図１に示した処理や部材に対応するものについては、便宜上、同一の符号を付している。

図中、予測部３３に示すように、本実施形態では、過渡インダクタンスとして、クロスカップリングインダクタンスＬｄｑｔ，Ｌｑｄｔを導入する。すなわち、本実施形態では、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）に代えて、以下の式（ｃ１６），（ｃ１７）を用いる。
ｖｄ＝
Ｒ・ｉｄ−ω・Ｌｑｓ・ｉｑ
＋Ｌｄｔ・（ｄｉｄ／ｄｔ）＋Ｌｄｑｔ・（ｄｉｑ／ｄｔ） …（ｃ１６）
ｖｑ＝
Ｒ・ｉｑ＋ω・Ｌｄｓ・ｉｄ＋ω・φ
＋Ｌｑｔ・（ｄｉｑ／ｄｔ）＋Ｌｑｄｔ・（ｄｉｄ／ｄｔ） …（ｃ１７）
これは、磁気飽和現象が顕著となることで、ｄ軸の実電流ｉｄがｑ軸の鎖交磁束Φｑに影響を及ぼしたり、ｑ軸の実電流ｉｑがｄ軸の鎖交磁束Φｄに影響を及ぼしたりすることに鑑みたものである。上記のクロスカップリングインダクタンスＬｄｑｔ，Ｌｑｄｔは、上記の式（ｃ６）、（ｃ７）における鎖交磁束Φｄ，Φｑの時間微分の項において、鎖交磁束Φｄの実電流ｉｑによる偏微分係数、鎖交磁束Φｑの実電流ｉｄによる偏微分係数として定義されるものである。

詳しくは、クロスカップリングインダクタンスＬｄｑｔは、要求トルクＴ＊および電気角θに応じて可変設定される。ここで、要求トルクＴ＊は、モータジェネレータ１０を流れるｄ軸電流やｑ軸電流を把握するためのパラメータである。また、電気角θは、空間高調波に起因した６次の高調波成分を考慮するためのパラメータである。詳しくは、図１３に示すように、要求トルクＴ＊および電気角θと、クロスカップリングインダクタンスＬｄｑｔとの関係を定めたマップを用いる。なお、本実施形態では、ｄ軸電流の変化がｑ軸の鎖交磁束に与える影響とｑ軸電流の変化がｄ軸の鎖交磁束に与える影響とが略等しいという解析的、実験的な知見に鑑み、「Ｌｄｑｔ＝Ｌｑｄｔ」としている。

さらに、本実施形態では、電流が小さい領域（要求トルクＴ＊が閾値トルクＴｔｈ以下の領域）では、クロスカップリングインダクタンスＬｄｑｔ，Ｌｑｄｔをゼロとしている。これは、磁気飽和現象が顕著とならない領域では、ｄ軸の実電流ｉｄがｑ軸の鎖交磁束Φｑに影響を及ぼしたり、ｑ軸の実電流ｉｑがｄ軸の鎖交磁束Φｄに影響を及ぼしたりする現象も顕在化しないとの知見に基づくものである。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１４に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１４において先の図１に示した処理や部材に対応するものについては、便宜上、同一の符号を付している。

図中、予測部３３に示すように、本実施形態では、定常インダクタンスとして、クロスカップリングインダクタンスＬｄｑｓ，Ｌｑｄｓを導入する。すなわち、本実施形態では、上記の式（ｃ１６）、（ｃ１７）に代えて、以下の式（ｃ１８），（ｃ１９）を用いる。
ｖｄ＝
Ｒ・ｉｄ−ω・Ｌｑｓ・ｉｑ−ω・Ｌｑｄｓ・ｉｄ
＋Ｌｄｔ・（ｄｉｄ／ｄｔ）＋Ｌｄｑｔ・（ｄｉｄ／ｄｔ） …（ｃ１８）
ｖｑ＝
Ｒ・ｉｑ＋ω・Ｌｄｓ・ｉｄ＋＋ω・Ｌｄｑｓ・ｉｑω・φ
＋Ｌｑｔ・（ｄｉｑ／ｄｔ）＋Ｌｑｄｔ・（ｄｉｑ／ｄｔ） …（ｃ１９）
これは、磁気飽和現象が顕著となることで、ｄ軸の実電流ｉｄがｑ軸の鎖交磁束Φｑに影響を及ぼしたり、ｑ軸の実電流ｉｑがｄ軸の鎖交磁束Φｄに影響を及ぼしたりすることに鑑みたものである。上記のクロスカップリングインダクタンスＬｄｑｓ，Ｌｑｄｓの項は、上記の式（ｃ６）、（ｃ７）における鎖交磁束Φｄ，Φｑの項において、鎖交磁束Φｄが実電流ｉｑと比例関係にあるとして且つ鎖交磁束Φｑが実電流ｉｄと比例関係にあるとすることで導出されるものである。

詳しくは、クロスカップリングインダクタンスＬｄｑｓは、要求トルクＴ＊および電気角θに応じて可変設定される。ここで、要求トルクＴ＊は、モータジェネレータ１０を流れるｄ軸電流やｑ軸電流を把握するためのパラメータである。また、電気角θは、空間高調波に起因した６次の高調波成分を考慮するためのパラメータである。詳しくは、図１５に示すように、要求トルクＴ＊および電気角θと、クロスカップリングインダクタンスＬｄｑｓとの関係を定めたマップを用いる。なお、本実施形態では、「Ｌｄｑｓ＝Ｌｑｄｓ」としている。

さらに、本実施形態では、電流が小さい領域（要求トルクＴ＊が閾値トルクＴｔｈ以下の領域）では、クロスカップリングインダクタンスＬｄｑｓ，Ｌｑｄｓをゼロとしている。これは、磁気飽和現象が顕著とならない領域では、ｄ軸の実電流ｉｄがｑ軸の鎖交磁束Φｑに影響を及ぼしたり、ｑ軸の実電流ｉｑがｄ軸の鎖交磁束Φｄに影響を及ぼしたりする現象も顕在化しないとの知見に基づくものである。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「過渡インダクタンスについて」
上記第１の実施形態では、低トルク領域において、過渡インダクタンスＬｄｔ、Ｌｑｔを定常インダクタンスＬｄｓ，Ｌｑｓと一致させたが相違させてもよい。

電流に応じた可変設定を行なううえでの入力パラメータとしては、要求トルクＴ＊に限らず、電流から推定される推定トルクであってもよい。また、トルクに限らず、電流を直接入力パラメータとしてもよい。ここでは、たとえば過渡インダクタンスＬｄｔを実電流ｉｑによることなく実電流ｉｄに基づき可変設定したり、過渡インダクタンスＬｑｔを実電流ｉｄによることなく実電流ｉｑに基づき可変設定したりしてもよい。もっとも、双方に応じて可変設定することも可能ではある。

電気角θに応じて可変設定するものとしては、電気角の１／６倍の周期で変動させるものに限らず、モータジェネレータ１０の構造に応じて顕著となる６次以外の空間高調波の次数に等しい次数で変動させるものであってもよい。

「定常インダクタンスについて」
電流に応じた可変設定を行なううえでの入力パラメータとしては、要求トルクＴ＊に限らず、電流から推定される推定トルクであってもよい。また、トルクに限らず、電流を直接入力パラメータとしてもよい。

「クロスカップリングインダクタンスについて」
電流に応じた可変設定を行なううえでの入力パラメータとしては、要求トルクＴ＊に限らず、電流から推定される推定トルクであってもよい。また、トルクに限らず、電流を直接入力パラメータとしてもよい。

電気角θに応じて可変設定するものとしては、電気角の１／６倍の周期で変動させるものに限らず、モータジェネレータ１０の構造に応じて顕著となる６次以外の空間高調波の次数に等しい次数で変動させるものであってもよい。

「Ｌｄｑｔ＝Ｌｑｄｔ」としたり、「Ｌｄｑｓ＝Ｌｑｄｓ」とするものに限らない。ｄ軸の電流がｑ軸の鎖交磁束に与える影響とｑ軸の電流がｄ軸の鎖交磁束に与える影響とが互いに相違する場合等にあっては、これらを互いに相違する値としてもよく、また、いずれか一方の値が小さい場合にはこれを無視する近似も可能である。

「インダクタンス情報について」
制御装置２０内における演算パラメータとして、インダクタンスの値を記憶保持するものに限らない。たとえば、瞬時電圧ベクトル（ｖｄ−ｖｄａ，ｖｑ−ｖｑａ）と瞬時電流（ｉｄｅ（ｎ＋２）−ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋２）−ｉｑｅ（ｎ＋１））との関係を規定するマップを備え、このマップにおける瞬時電流を、過渡インダクタンスＬｄｔ，Ｌｑｔを用いて作成してもよい。この場合、マップの入力パラメータに、要求トルクＴ＊等を含めることが望ましい。

「平均電圧算出手段について」
定常インダクタンスを用いるものに限らない。たとえば、インバータＩＮＶの実際のスイッチングモードに対応する電圧ベクトルの所定期間の平均値を平均電圧としてもよい。また、こうして算出される平均電圧の大きさを、平均電圧のベクトルノルムとして且つ、平均電圧の位相については、ゼロ電圧ベクトルに対応するスイッチングモード０，７における実電流と指令電流との差の変化方向に基づき算出してもよい。

もっとも、平均電圧のベクトル自体を電流の変化から算出してもよい。これは、上記の式（ｃ１２），（ｃ１３）において、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を実電流とすることで、平均電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）が過渡インダクタンスを用いて実電流の変化量と瞬時電圧とによって表現されることを利用して行なうことができる。

「変化量算出手段について」
電流の変化量の算出に限らない。たとえば、トルクであってもよい。ここで、トルクＴが「Ｔ＝Ｐ・ｉｑ＋（Ｌｑ−Ｌｄ）・ｉｄ・ｉｑ」にて表現されることに鑑みれば、瞬時電流ベクトル（Δｉｄ，Δｉｑ）＝（ｉｄｅ（ｎ＋２）−ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋２）−ｉｑｅ（ｎ＋１））を用いて、「ΔＴ＝Ｐ・Δｉｑ＋（Ｌｑ−Ｌｄ）・Δｉｄ・Δｉｑ」と表現され、これは、瞬時電圧ベクトル（ｖｄ−ｖｄａ，ｖｑ−ｖｑａ）の関数として表現可能である。

「予測処理に用いられる座標系について」
ｄｑ座標系に限らず、たとえば３相座標系であってもよい。この場合であっても、鎖交磁束の電流微分値として過渡インダクタンスを定義することは、瞬時電圧と瞬時電流との関係を高精度に定める上で有効である。

「仮設定されるスイッチングモードについて」
スイッチングモードの全てに限らず、スイッチング状態の切り替え端子数が「１」以下となるものや、「２」以下となるものであってもよい。

「予測手段について」
次回のスイッチングモードに対応する電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）によって生じる制御量のみを予測するものに限らない。たとえば、数制御周期先の更新タイミングにおけるインバータＩＮＶの操作による制御量まで順次予測するものであってもよい。

「決定手段について」
たとえば、上記第１の実施形態において、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｄ＊（ｎ＋２）との差の絶対値と、予測電流ｉｑｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｑ＊（ｎ＋２）との差の絶対値との加重平均処理値を、予測電流と指令電流との乖離度合いの評価対象とするパラメータとしてもよい。要は、乖離度合いが大きいほど評価が低くなることを定量化すべく、乖離度合いと評価パラメータとの間に正または負の相関関係があるパラメータによって定量化すればよい。

「制御量について」
指令値と予測値とに基づきインバータＩＮＶのスイッチングモードを決定するために用いる制御量としては電流に限らない。例えば、トルクおよび鎖交磁束としたり、トルクのみまたは鎖交磁束のみとしたりしてもよい。また例えば、トルクおよびｄ軸電流またはトルクおよびｑ軸電流等、トルクおよび電流であってもよい。ここで、制御量を電流以外とする場合等において、センサによる直接の検出対象を電流以外としてもよい。

上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等としてもよい。

「回転機について」
回転機としては、３相回転機に限らず、５相回転機等、４相以上の回転機であってもよい。

上記実施形態では、固定子巻線がスター結線されたものを想定したがこれに限らず、デルタ結線されたものであってもよい。この場合、回転機の端子と相とは一致しない。

回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。

回転機としては車両の主機として用いられるものに限らない。

「そのほか」
直流電圧源としては、高電圧バッテリ１２に限らず、例えば高電圧バッテリ１２の電圧を昇圧するコンバータの出力端子であってもよい。

互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路としては、回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路（インバータＩＮＶ）に限らない。例えば、多相回転機の各相に３つ以上の互いに相違する値の電圧のそれぞれを印加する電圧印加手段と回転機の端子との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備えるものであってもよい。なお、回転機の端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧のそれぞれを印加するための電力変換回路としては、例えば特開２００６−１７４６９７号公報に例示されているものがある。

１０…モータジェネレータ、１４…制御装置（回転機の制御装置の一実施形態）。

Claims (8)

1. 互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子のオン・オフ操作によって、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の鎖交磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記スイッチング素子のそれぞれがオン状態であるかオフ状態であるかを示すスイッチングモードを仮設定し、該仮設定されたスイッチングモードのそれぞれに応じた前記制御量に関する予測を行なう予測手段と、
   該予測手段による予測結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作に用いるスイッチングモードを決定する決定手段と、
   該決定されたスイッチングモードとなるように前記電力変換回路を操作する操作手段とを備え、
   前記予測手段による予測処理は、前記予測の対象とする制御量または該制御量を算出するためのパラメータについての前記仮設定されたスイッチングモードに応じた変化量を、前記回転機のインダクタンス情報に基づき予測する処理を含み、
   前記インダクタンス情報の示すインダクタンスの値は、前記回転機を流れる電流と鎖交磁束との比とは相違し、
   前記予測手段は、
   前記電力変換回路の出力電圧の平均値を算出する平均電圧算出手段と、
   該平均電圧算出手段によって算出される平均値に対する前記仮設定されたスイッチングモードに応じた前記電力変換回路の出力電圧の差として瞬時電圧を算出する瞬時電圧算出手段と、
   前記瞬時電圧と前記インダクタンス情報とに基づき、前記変化量を予測する変化量予測手段と、
   を備え、
   前記平均電圧算出手段は、前記回転機を流れる電流を入力とし、インダクタンス情報に基づき前記平均値を算出するものであり、
   前記変化量予測手段が前記変化量を算出する際に用いるインダクタンス情報の示すインダクタンスの値は、前記回転機を流れる電流の微小変化量と鎖交磁束の微小変化量との比としての過渡インダクタンスの値であり、
   前記平均電圧算出手段が前記平均値を予測する際に用いる前記インダクタンス情報の示すインダクタンスの値は、前記回転機を流れる電流と鎖交磁束との比としての定常インダクタンスであることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記回転機のトルクが規定値以上の領域における前記インダクタンス情報の示すインダクタンスの値は、前記回転機を流れる電流に対する鎖交磁束の比よりも絶対値が小さいことを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記回転機のトルクが規定値未満の領域における前記インダクタンス情報の示すインダクタンスの値は、前記回転機を流れる電流と鎖交磁束との比であることを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。
4. 前記インダクタンス情報の示すインダクタンスの値は、前記回転機を流れる電流、および前記回転機の回転角度の少なくとも一方に応じて可変設定されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
5. 前記定常インダクタンスの値は、前記回転機を流れる電流、および前記回転機の回転角度の少なくとも一方に応じて可変設定されることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
6. 前記予測の対象とする制御量または該制御量を算出するためのパラメータについての前記仮設定されたスイッチングモードに応じた変化量を予測する処理は、ｄｑ軸上の成分の変化量を予測する処理を含み、
   前記ｄｑ軸上の成分の変化量を予測する処理に用いられる前記インダクタンス情報の示すインダクタンスには、ｄ軸を流れる電流とｑ軸の鎖交磁束との比としてのクロスカップリングインダクタンス、およびｑ軸を流れる電流ｄ軸の鎖交磁束との比としてのクロスカップリングインダクタンスの少なくとも一方が含まれることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
7. 前記クロスカップリングインダクタンスの値は、前記回転機を流れる電流、および前記回転機の回転角度の少なくとも一方に応じて可変設定されることを特徴とする請求項６記載の回転機の制御装置。
8. 前記クロスカップリングインダクタンスの値は、前記回転機を流れる電流が規定値以下である場合、ゼロとされることを特徴とする請求項６または７記載の回転機の制御装置。

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