JP5387614B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、互いに相違する複数の電圧値を有する電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータの操作状態を様々に設定した場合についての３相電動機の電流をそれぞれ予測し、予測される電流と指令電流との偏差を最小化することのできる操作状態となるように、インバータを操作するいわゆるモデル予測制御を行うものが提案されている。これによれば、インバータの操作状態に基づき予測される電流の挙動を最適化するようにインバータを操作するため、過渡時における指令電流への追従性を良好なものとすることができる。このため、モデル予測制御は、車載主機としてのモータジェネレータの制御装置等、過渡追従特性として特に高い性能が要求される用途にとっては、有用性が高いと考えられる。

特開２００８−２２８４１９号公報

ただし、モデル予測制御を行なう場合、予測される電流と指令電流との偏差を最小化する操作状態が都度選択されるために、インバータのスイッチング状態の切替頻度が増大するおそれがある。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、互いに相違する複数の電圧値を有する電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する新たな回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、互いに相違する複数の電圧値を有する電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子のオン・オフ操作によって、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、前記オン・オフ操作によって定まる電圧ベクトルにて表現される前記電力変換回路の操作状態からのスイッチング状態の切り替え相数が２以下となるものを次回の制御周期における前記電圧ベクトルと仮設定し、該仮設定された操作状態のそれぞれに応じて予測される前記制御量の１制御周期における変化量である変化速度と、前記制御量の指令値の１制御周期における変化量である変化速度との差である相対速度を予測する相対速度予測手段と、前記操作状態を決定すべく前記電力変換回路の操作状態を評価するに際し、前記相対速度の絶対値の小さいものの評価を高くし、前記評価が最も高い前記操作状態を前記電力変換回路の操作状態として決定する決定手段と、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段とを備えることを特徴とする。

相対速度が大きいほど、制御量が指令値から大きく離間するまでに要する時間が短くなり、ひいてはこの事態を打開すべく操作状態が変更されるまでに要する時間が短くなる。このため、相対速度を用いることで、制御量が指令値から大きく離間するまでに要する時間が長くなる操作状態を高く評価しつつ、操作状態を決定することができ、ひいてはスイッチング状態の切り替え頻度を低減することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記相対速度予測手段は、前記制御量の前記変化速度を前記相対速度として代用するものであることを特徴とする。

制御量の指令値が変化しない定常状態においては、制御量の変化速度と、指令値に対する制御量の相対速度とは、少なくともその絶対値同士に関しては比例関係にある。上記発明では、この点に鑑み、制御量の変化速度を予測した。

第１の構成は、前記決定手段は、前記操作状態を決定すべく前記電力変換回路の操作状態を評価するに際し、前記相対速度の小さいものの評価を高くすることを特徴とする。

相対速度が小さい操作状態を選択するなら、制御量が指令値から大きく離間するまでに要する時間が長くなると考えられる。このため、スイッチング状態の切り替え頻度を低減するうえで適切な操作状態の評価を高くすることができる。

第２の構成は、前記仮設定された操作状態によって実現される前記制御量を予測する制御量予測手段をさらに備え、前記決定手段は、前記操作状態を決定すべく前記電力変換回路の操作状態を評価するに際し、前記予測される制御量とその指令値との差が小さいものの評価を高くすることを特徴とする。

上記発明では、制御量とその指令値との差が小さいものの評価を高くすることで、制御量をその指令値に追従させるうえで適切な操作状態が選択される傾向を高めることができる。

請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の発明において、前記仮設定された操作状態によって実現される前記制御量を予測する制御量予測手段をさらに備え、前記決定手段は、前記制御量予測手段により予測される制御量とその指令値との差が規定値以下であることを条件に、前記相対速度に基づく評価が最も高くなる前記操作状態を前記操作手段によって用いられるものに決定することを特徴とする。

上記発明では、制御量とその指令値との差に基づく評価を、この差が規定値以下であるか否かによって行なうことで、相対速度の評価との両立を容易に実現しつつ操作状態を評価することができる。

請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記決定手段は、前記仮設定された操作状態の中に前記制御量予測手段により予測される制御量とその指令値との差が規定値以下となるものが存在しない場合、前記仮設定された操作状態のうち前記差が最小となるものを前記操作手段によって用いられるものに決定することを特徴とする。

請求項５記載の発明は、請求項１又は２に記載の発明において、前記決定手段は、前記操作状態を決定すべく前記電力変換回路の操作状態を評価するに際し、２制御周期先での予測される制御量が２制御周期先での制御量の指令値よりも大きいことを条件として、前記仮設定された操作状態のうち、前記相対速度が負になる操作状態を正となる操作状態よりも高く評価するとともに、２制御周期先での予測される制御量が２制御周期先での制御量の指令値よりも小さいことを条件として、前記仮設定された操作状態のうち、前記相対速度が正となる操作状態を負となる操作状態よりも高く評価することを特徴とする。

制御量が指令値よりも大きい場合、相対速度を小さくすることができる操作状態であっても、制御量を指令値よりもさらに大きくする操作状態は、回転機の制御性を高く維持する上では適切とは言いがたい。同様に、制御量が指令値よりも小さい場合、相対速度を小さくすることができる操作状態であっても、制御量を指令値よりもさらに小さくする操作状態は、回転機の制御性を高く維持する上では適切とは言いがたい。上記発明では、この点に鑑み、制御量とその指令値との差の符号に基づき制御量を指令値に近づける側の相対速度の符号を把握することができ、これに基づき相対速度の符号を適切に評価することができる。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換回路は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに前記回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路であることを特徴とする。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 インバータの操作状態を表現する電圧ベクトルを示す図。 上記実施形態にかかるモデル予測処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる仮設定候補となる操作状態を示す図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 同実施形態の効果を示す図。 第２の実施形態にかかるモデル予測処理の手順を示す流れ図。 第３の実施形態にかかるシステム構成図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。車載主機としてのモータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎ（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）として、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ＊＃が逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。

上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介して低電圧システムを構成する制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓ＊＃を操作する信号が、操作信号ｇ＊＃である。

上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴｒに制御すべく、インバータＩＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴｒを実現するための指令電流とモータジェネレータ１０を流れる電流とが一致するように、インバータＩＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０を流れる電流を直接の制御量として、これを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、インバータＩＶの操作状態を複数通りのそれぞれに仮設定した場合についてのモータジェネレータ１０の電流を予測し、予測される電流に基づき仮設定した操作状態を評価する。そして評価の高いものをインバータＩＶの実際の操作状態として採用するモデル予測制御を行う。

詳しくは、電流センサ１６によって検出された相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２において、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換される。また、回転角度センサ１４によって検出される電気角θは、速度算出部２３の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部２４は、要求トルクＴｒを入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを出力する。これら指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ、実電流ｉｄ，ｉｑ、及び電気角θは、モデル予測制御部３０の入力となる。モデル予測制御部３０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＶの操作状態を規定する電圧ベクトルＶｉを決定し、操作部２６に入力する。操作部２６では、入力された電圧ベクトルＶｉに基づき、上記操作信号ｇ＊＃を生成してインバータＩＶに出力する。

ここで、インバータＩＶの操作状態を表現する電圧ベクトルは、図２に示す８つの電圧ベクトルとなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＶからモータジェネレータ１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、ゼロ電圧ベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アーム及び下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、有効電圧ベクトルと呼ばれている。なお、図２（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。

次に、モデル予測制御部３０の処理の詳細について説明する。先の図１に示す操作状態設定部３１では、インバータＩＶの操作状態を設定する。ここでは、先の図２に示した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７をインバータＩＶの操作状態として設定する。ｄｑ変換部３２では、操作状態設定部３１によって設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトルＶｄｑ＝（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、操作状態設定部３１における電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば、先の図２において、「上」を「ＶＤＣ／２」として且つ「下」を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となる。

予測部３３では、電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＶの操作状態を操作状態設定部３１によって設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する。ここでは、下記（ｃ１）、（ｃ２）にて表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（式（ｃ３）、（ｃ４））を離散化し、１ステップ先の電流を予測する。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ −ωＬｑｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄ ＋（Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ ＋ωφ …（ｃ２）
ｐｉｄ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄ ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑ ＋ｖｄ／Ｌｄ …（ｃ３）
ｐｉｑ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωφ／Ｌｑ…（ｃ４）
ちなみに、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において、抵抗Ｒ、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑおよび電機子鎖交磁束定数φを用いた。

上記電流の予測は、操作状態設定部３１によって仮設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。

一方、操作状態決定部３４では、予測部３３によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとを入力として、インバータＩＶの操作状態を決定する。こうして決定された操作状態に基づき、操作部２６では、操作信号ｇ＊＃を生成して出力する。

図３に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、所定周期（制御周期Ｔｃ）で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電気角θ（ｎ）と、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）とを検出するとともに、前回の制御周期で決定された電圧ベクトルＶ（ｎ）を出力する。続くステップＳ１２においては、１制御周期先における電流（ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））を予測する。これは、上記ステップＳ１０によって出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）によって、１制御周期先の電流がどうなるかを予測する処理である。ここでは、上記の式（ｃ３）、（ｃ４）にて表現されたモデルを前進差分法にて制御周期Ｔｃで離散化したものを用いて、電流ｉｄｅ（ｎ＋１）、ｉｑｅ（ｎ＋１）を算出する。この際、電流の初期値として、上記ステップＳ１０において検出された実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）によってｄｑ変換したものを用いる。

続くステップＳ１４，Ｓ１６では、今回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ）にて表現される操作状態からのスイッチング状態の切り替え相数が「１」以下となるものを次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）として仮設定した場合について、２制御周期先の電流を予測する処理を行う。すなわち、まずステップＳ１４において、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、今回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ）にて表現される操作状態からのスイッチング状態の切り替え相数が「１」以下となるものとする。ちなみに、図では、先の図２（ａ）の上を「１」、下を「０」とおくことで、相数が「１」以下となる条件を記載している。

詳しくは、電圧ベクトルＶ（ｎ）が有効電圧ベクトルＶｉ（ｉ＝１〜６）である場合、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、電圧ベクトルＶｉ−１、Ｖｉ，Ｖｉ＋１（ｉ：ｍｏｄ ６）とするか、ゼロ電圧ベクトルとする。ただし、ゼロ電圧ベクトルとしては、Ｖ（ｎ）＝Ｖ２ｋ（ｋ＝１〜３）であるなら、ゼロ電圧ベクトルＶ７を選択し、Ｖ（ｎ）＝Ｖ２ｋ−１であるなら、ゼロ電圧ベクトルＶ０を選択する。図４（ａ）に、Ｖ（ｎ）＝Ｖ１の場合について、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）として仮設定可能な４つの電圧ベクトルを示した。また、現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）がゼロ電圧ベクトルＶ０である場合、図４（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、奇数の電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５またはゼロ電圧ベクトルＶ０とする。さらに、現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）がゼロ電圧ベクトルＶ７である場合、図４（ｃ）に示すように、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、偶数の電圧ベクトルＶ２，Ｖ４，Ｖ６またはゼロ電圧ベクトルＶ７とする。続くステップＳ１６では、上記ステップＳ１２と同様にして予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）、ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。ただし、ここでは、電流の初期値として、上記ステップＳ１２において算出された予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）にωＴｃを加算した角度によってｄｑ変換したものを用いる。

続くステップＳ１８においては、上記スイッチング状態の切り替え相数が「１」以下となる電圧ベクトル全てについて、２制御周期先の電流を予測する処理が完了したか否かを判断する。そして、否定判断される場合には、ステップＳ１４に戻る。ただし、ここでは、ステップＳ１４において、スイッチング状態の切り替え相数が「１」以下となる電圧ベクトルのうち、未だ２制御周期先の電流を予測する処理に用いられていない電圧ベクトルを電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）に設定する。

一方、ステップＳ１８において肯定判断される場合、ステップＳ２０に移行する。ステップＳ２０では、ステップＳ１６において算出された４組の予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）の中に、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとのベクトルの差のノルム（誤差ｅｄｑ（ｎ＋２））が閾値ｅｔｈ以下となるものがあるか否かを判断する。

ここで、閾値ｅｔｈは、要求トルクＴｒ，電気角速度ωおよび電源電圧ＶＤＣに応じて可変設定されるものである。すなわち、要求トルクＴｒが大きいほど、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒが大きくなるため、同一の差であっても指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに対する誤差の割合が小さくなる。このため、要求トルクＴｒが大きいほど、閾値ｅｔｈを大きい値とすることで、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに対する誤差の割合が過度に大きいか否かを判断する。また、電気角速度ωが大きいほど、電流が変化しにくくなることに鑑み、電気角速度ωが小さいほど閾値ｅｔｈを大きい値とすることで、閾値ｅｔｈを上回る事態が生じることを抑制する。さらに、電源電圧ＶＤＣが大きいほど、電流が変化しやすくなることに鑑み、電源電圧ＶＤＣが大きいほど閾値ｅｔｈを大きい値とすることで、閾値ｅｔｈを上回る事態が生じることを抑制する。

ステップＳ２０において否定判断される場合、ステップＳ２２において、上記ステップＳ１６において算出された４組の予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）の中で、誤差ｅｄｑが最も小さくなるものに対応する電圧ベクトルを、インバータＩＶの次回の制御周期における操作状態を表現する電圧ベクトルとして選択する。すなわち、ここでは、誤差ｅｄｑが最も小さくなる電圧ベクトルの評価を最も高くする。

一方、ステップＳ２０において肯定判断される場合、ステップＳ２４に移行する。この場合、４組の予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）の中で誤差ｅｄｑ（ｎ＋２）が閾値ｅｔｈ以下であるものが存在することから、閾値ｅｔｈ以下に対応する電圧ベクトルの中から、インバータＩＶの次回の制御周期における操作状態を表現する電圧ベクトルを選択する。

詳しくは、１制御周期前の予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）とのベクトル同士の差のノルム（変化率ΔＩｄｑｅ（ｎ＋２））が最小となるものに対応する電圧ベクトルを、インバータＩＶの次回の制御周期における操作状態を表現する電圧ベクトルとして選択する。これは、スイッチング状態の切替頻度を低下させるための設定である。すなわち、変化率ΔＩｄｑｅ（ｎ＋２）が大きい場合、実電流ｉｄ，ｉｑが１制御周期Ｔｃの間に大きく変化することから、誤差ｅｄｑが閾値ｅｔｈを上回るまでに要する時間が短くなる。そしてこの場合、ステップＳ２０において否定判断され、ステップＳ２２に移行することから、電圧ベクトルが変更され、スイッチング状態の切り替えがなされる可能性が高くなる。これに対し、変化率ΔＩｄｑｅ（ｎ＋２）が小さい場合、実電流ｉｄ，ｉｑが１制御周期Ｔｃの間に変化する量が小さくなることから、誤差ｅｄｑが閾値ｅｔｈを上回るまでに要する時間が長くなり、ひいてはスイッチング状態の変更がなされにくい。これは、誤差ｅｄｑの変化を示すベクトル（指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに対する予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの相対速度ベクトル）が、インバータＩＶの平均的な出力電圧（基本波電圧）と現在の電圧ベクトルとの差によって表現されるためである。すなわち、この場合、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒの変化が小さい定常状態においては、次回の制御周期においても同一の電圧ベクトルが相対速度を最小とする電圧ベクトルとして評価される蓋然性が高くなる。一方、定常状態においては相対速度と変化率ΔＩｄｑｅ（ｎ＋２）との間には比例関係があるため、同一の電圧ベクトルが変化率ΔＩｄｑｅ（ｎ＋２）を最小とする電圧ベクトルとして評価される蓋然性が高くなる。

上記ステップＳ２２，Ｓ２４の処理が完了する場合、ステップＳ２６に移行する。ステップＳ２６においては、電圧ベクトルＶ（ｎ），Ｖ（ｎ＋１）を、それぞれ電圧ベクトルＶ（ｎ−１），Ｖ（ｎ）とし、電気角θ（ｎ）を電気角θ（ｎ−１）とし、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を、それぞれ実電流ｉｄ（ｎ−１）、ｉｑ（ｎ−１）とする。

なお、ステップＳ２６の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図５（ａ）に、本実施形態にかかるＵ相の電流の挙動を示し、図５（ｂ）に、周知の三角波ＰＷＭ処理によるＵ相の電流の挙動を示す。なお、ここで三角波ＰＷＭ処理のキャリア周期は５ｋＨｚとし、モデル予測制御の制御周期Ｔｃをキャリア周期が５ｋＨｚの三角波ＰＷＭ処理と同等のスイッチング状態の切り替えが可能となるように設定した。図示されるように、電流の挙動に大きな差はない。

図６（ａ）に、本実施形態にかかるＵ相のインバータＩＶ出力電圧の推移を示し、図５（ｂ）に、周知の三角波ＰＷＭ処理によるＵ相のインバータＩＶ出力電圧の推移を示す。この図において、低電圧側にある場合は、スイッチング素子Ｓｕｐがオフ且つスイッチング素子Ｓｕｎがオンとなる状態であり、高電圧側にある場合は、スイッチング素子Ｓｕｐがオン且つスイッチング素子Ｓｕｎがオフとなる状態である。図示されるように、本実施形態によれば、スイッチング素子Ｓｕ＃（＃＝ｐ，ｎ）のスイッチング状態の切り替え頻度が三角波ＰＷＭ処理よりも少なくなっている。事実、図７に示すように、本実施形態では、三角波ＰＷＭ処理と比較して、スイッチング回数を「３３％」低減することができた。ちなみに、三角波ＰＷＭ処理と比較してスイッチング状態の切り替え頻度が低くなっているのは、相電流ｉ＊の絶対値が大きいときであることが発明者らによって確認されている。相電流ｉ＊の絶対値が大きいときは、スイッチング素子Ｓ＊＃のスイッチング状態の切り替えに伴う電力損失が大きくなるときであるため、本実施形態における電力損失の低減効果は、上記スイッチング回数の低減の割りに大きいものとなっている。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの変化率ΔＩｄｑｅ（ｎ＋２）に基づき、インバータＩＶの操作状態を決定した。これにより、実電流ｉｄ，ｉｑが指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒから大きく離間するまでに要する時間が長くなる操作状態を高く評価しつつ、操作状態を決定することができ、ひいてはスイッチング状態の切り替え頻度を低減することができる。

（２）変化率ΔＩｄｑｅ（ｎ＋２）の小さいものの評価を高くした。これにより、スイッチング状態の切り替え頻度を低減するうえで適切な操作状態の評価を高くすることができる。

（３）誤差ｅｄｑ（ｎ＋２）が閾値ｅｔｈ以下であることを条件に、変化率ΔＩｄｑｅ（ｎ＋２）が最も小さい操作状態をインバータＩＶの操作状態として決定した。これにより、誤差ｅｄｑ（ｎ＋２）の評価と変化率ΔＩｄｑｅ（ｎ＋２）の評価との両立を容易に実現しつつ操作状態を評価することができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの変化速度の符号に応じて仮設定される操作状態の評価を相違させる。

図８に、本実施形態にかかる操作状態決定部３４の行なう処理の手順を示す。この処理は、たとえば所定周期でくり返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、今回の電圧ベクトルＶ（ｎ）と同一の電圧ベクトルに仮設定する。続くステップＳ３２においては、予測電流ｉ＄ｅ（ｎ＋２）（＄＝ｄ，ｑ）から指令電流ｉ＄ｒ（ｎ＋２）を減算した値を指令電流ｉ＄ｒ（ｎ＋２）で除算した値が、規定値Δ（＞０）を上回るか否かを判断する。この処理は、今回の電圧ベクトルＶ（ｎ）が次回も継続使用されることで、実電流ｉ＄が指令電流ｉ＄ｒを大きく上回る事態が生じるか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ３２において肯定判断される場合、ステップＳ３４において過大フラグＦ＄ｐを「１」として且つ過小フラグＦ＄ｎを「０」とする。これに対し、ステップＳ３２において否定判断される場合、ステップＳ３６に移行する。ステップＳ３６では、予測電流ｉ＄ｅ（ｎ＋２）（＄＝ｄ，ｑ）から指令電流ｉ＄ｒ（ｎ＋２）を減算した値を指令電流ｉ＄ｒ（ｎ＋２）で除算した値が、規定値「−Δ」を下回るか否かを判断する。この処理は、今回の電圧ベクトルＶ（ｎ）が次回も継続使用されることで、実電流ｉ＄が指令電流ｉ＄ｒを大きく下回る事態が生じるか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ３６において肯定判断される場合、ステップＳ３８において過大フラグＦ＄ｐを「０」として且つ過小フラグＦ＄ｎを「１」とする。

ステップＳ３４，Ｓ３８の処理が完了する場合や、ステップＳ３６において否定判断される場合には、ステップＳ４２において、次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を仮設定する。ここでは、スイッチング状態の切り替え相数が「１」以下となる電圧ベクトルの全てを仮設定の対象とする。そして、ステップＳ４４では、変化率ΔＩｄｑｅ（ｎ＋２）が最小となるものを選択する。ただし、過大フラグＦ＄ｐが「１」である場合には、仮設定された電圧ベクトルのうち、予測電流ｉ＄ｅ（ｎ＋２）から予測電流ｉ＄ｅ（ｎ＋１）を減算した値がゼロ以下であるものを選択対象とする。これは、実電流ｉ＄が指令電流ｉ＄ｒを大きく上回る事態が解消されうる電圧ベクトルを高く評価し、これを選択することを意図したものである。また、過小フラグＦ＄ｎが「１」である場合には、仮設定された電圧ベクトルのうち、予測電流ｉ＄ｅ（ｎ＋２）から予測電流ｉ＄ｅ（ｎ＋１）を減算した値がゼロ以上であるものを選択対象とする。これは、実電流ｉ＄が指令電流ｉ＄ｒを下回る事態が解消されうる電圧ベクトルを高く評価し、これを選択することを意図したものである。

ステップＳ４４の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）に準じた効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。

（４）予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの差の符号に基づき、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの変化速度の一対の符号のうちの一方の評価を他方と比較して高くした。これにより、同一の電圧ベクトルを用いた場合に実電流ｉｄ，ｉｑが予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅから大きく離間するまでに要する時間を極力長くすることができる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、トルクと磁束とを直接の制御量とし、これらの指令値と予測値とを入力としてインバータＩＶの操作状態を決定する。

図９に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図９において、先の図１に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、トルク／磁束予測部３７では、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅに基づき、モータジェネレータ１０の磁束ベクトルΦとトルクＴとを予測する。ここで、磁束ベクトルΦ＝（Φｄ、Φｑ）は、下記の式（ｃ５）、（ｃ６）にて予測され、トルクＴは、下記の式（ｃ７）にて予測される。

Φｄ＝Ｌｄ・ｉｄ＋φ …（ｃ５）
Φｑ＝Ｌｑ・ｉｑ …（ｃ６）
Ｔ＝Ｐ（Φｄ・ｉｑ−Φｑ・ｉｄ） …（ｃ７）
ちなみに、上記の式（ｃ７）においては、極対数Ｐを用いている。

一方、磁束マップ３８では、要求トルクＴｒに基づき、指令磁束ベクトルΦｒを設定する。ここで、指令磁束ベクトルΦｒは、要求トルクＴｒを満たすもののうち、例えば最小の電流で最大のトルクが得られる最大トルク制御を実現する等の要求によって設定されるものである。

操作状態決定部３４ａでは、予測トルクＴｅと要求トルクＴｒとの差と、予測磁束ベクトルΦｅと指令磁束ベクトルΦｒとの各成分の差とに基づき定量化される値に閾値以下のものがない場合には、定量化される値が最小となる電圧ベクトルを採用する。ここでの定量化は、これらの差の２乗のそれぞれに重み係数α、β（α≠β、α≠０、β≠０）を乗算した値同士の和に基づき決定される。ここで、重み係数α、βは、トルクと磁束との大きさが相違することに鑑みたものである。すなわち例えば、トルクの数値の方が大きくなる単位設定をする場合、トルク偏差の方が大きくなりやすいため、重み係数α、βを用いない場合には、磁束の制御性が低い電圧ベクトルであっても、評価がさほど低くならない等のデメリットの生じるおそれがある。このため、重み係数α、βを、評価のための複数の入力パラメータの絶対値の大きさの相違を補償する手段として用いる。

一方、閾値以下であるものがある場合には、予測トルクＴｅの変化率と予測磁束ベクトルΦｅの変化率との和が最も小さいものを採用する。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「決定手段について」
上記第１の実施形態において、誤差ｅｄｑ（ｎ＋２）が閾値ｅｔｈ以下となるもののうち変化率ΔＩｄｑｅ（ｎ＋２）が最小となるものとする代わりに、誤差ｅｄｑ（ｎ＋２）と変化率ΔＩｄｑｅ（ｎ＋２）との加重平均処理値「α・ｅｄｑ（ｎ＋２）＋β・ΔＩｄｑ（ｎ＋２）」が最小となるものを選択してもよい。

また、第１の実施形態において、前回の誤差ｅｄｑ（ｎ＋１）が閾値ｅｔｈに対して十分に余裕がある場合には、今回の誤差ｅｄｑ（ｎ＋２）を評価することなく、変化率ΔＩｄｑｅ（ｎ＋２）を最小とする操作状態を選択するようにしてもよい。

上記第２の実施形態において、選択対象となる操作状態に、誤差ｅｄｑ（ｎ＋２）が閾値ｅｔｈ以下となるものに対応する操作状態との条件をさらに付与してもよい。

次の更新タイミング（１制御周期先の更新タイミング）における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）に応じた予測結果のみを参照するものに限らないことについては、「相対速度予測手段について」の欄に記載したとおりである。

「相対速度予測手段について」
次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）の更新に際しての電流値としての予測電流Ｉｄｑ（ｎ＋１）と、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）によって生じる電流値としての予測電流Ｉｄｑ（ｎ＋２）との差に限らない。たとえば上記（ｃ３），（ｃ４）によれば、次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）の更新に際しての電流値としての予測電流Ｉｄｑ（ｎ＋１）と電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）とに基づき、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）によって生じるｄ軸の電流の変化速度やｑ軸の電流の変化速度を算出できる。このため、これに基づき変化速度を算出してもよい。ここで、たとえば上記決定手段が、前回の誤差ｅｄｑ（ｎ＋１）が閾値ｅｔｈに対して十分に余裕がある場合には、今回の誤差ｅｄｑ（ｎ＋２）を算出しないようにするなら、予測電流ｉｄｑ（ｎ＋２）を算出することなく、操作状態の決定がなされることもありうる。

次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）によって生じる電流の変化速度のみを予測するものに限らない。たとえば、数制御周期先の更新タイミングにおけるインバータＩＶの操作による制御量まで順次予測するものにおいて、これらの平均速度を予測してもよい。この場合、決定手段が、平均速度が最も小さいものを選択するのも一法である。

また、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒと予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅとの相対速度を評価対象としてもよい。ここで、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒの変化速度は、指令電流ｉｄｒ（ｎ＋２），ｉｑｒ（ｎ＋２）と指令電流ｉｄｒ（ｎ＋１），ｉｑｒ（ｎ＋１）との差であり、これと予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの変化速度との差によって生じるベクトルが、相対速度ベクトルである。ここで、第１の実施形態において上記変化率ΔＩｄｑｅ（ｎ＋２）を相対速度ベクトルのノルムに置き換える場合、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒが変化しないときには、上記第１の実施形態の処理と数学的に等価となる。

「相対速度の定量化手法について」
たとえば、上記第１の実施形態において、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）と予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１）との差の絶対値と、予測電流ｉｑｅ（ｎ＋２）と予測電流ｉｑｅ（ｎ＋１）との差の絶対値との加重平均処理値を、相対速度（変化速度）の評価対象とするパラメータとしてもよい。要は、相対速度が大きいほど評価が低くなることを定量化すべく、相対速度との間に正または負の相関関係があるパラメータによって定量化すればよい。

「制御量とその指令値との乖離度を評価するパラメータについて」
たとえば、上記第１の実施形態において、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｄｒ（ｎ＋２）との差の絶対値と、予測電流ｉｑｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｑｒ（ｎ＋２）との差の絶対値との加重平均処理値を、乖離度合いの評価対象とするパラメータとしてもよい。要は、乖離度合いが大きいほど評価が低くなることを定量化すべく、乖離度合いとの間に正または負の相関関係があるパラメータによって定量化すればよい。

「閾値ｅｔｈについて」
閾値ｅｔｈとしては、要求トルクＴｒ、電気角速度ω、および電源電圧ＶＤＣに応じて可変設定されるものに限らず、これら３つのパラメータのうちの１つまたは２つに応じて可変設定されるものであってもよい。また、要求トルクＴｒに代えて、実電流ｉｄ，ｉｑから推定される推定トルクを用いてもよい。さらに、要求トルクＴｒに代えて、実電流ｉｄ，ｉｑや、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを用いてもよい。

また、閾値ｅｔｈを固定値としてもよい。ただしこの場合、閾値ｅｔｈとの比較対象を、制御量の絶対値によって規格化された誤差（指令電流ベクトルのノルムに対する誤差ベクトルのノルムの比等）とすることが望ましい。

「仮設定される操作状態について」
スイッチング状態の切り替え相数が「１」以下となるものに限らず、「２」以下となるものであってもよい。また、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全てであってもよい。

「制御量について」
指令値と予測値とに基づきインバータＩＶの操作を決定するために用いる制御量としては、トルクおよび磁束と、電流とのいずれかに限らない。例えば、トルクのみまたは磁束のみであってもよい。また例えば、トルクおよび電流であってもよい。ここで、制御量を電流以外とする場合等において、センサによる直接の検出対象を電流以外としてもよい。

上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等としてもよい。

「そのほか」
回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。

回転機としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、電気自動車に搭載されるものであってもよい。また、回転機としては車両の主機として用いられるものに限らない。

直流電圧源としては、高電圧バッテリ１２に限らず、例えば高電圧バッテリ１２の電圧を昇圧するコンバータの出力端子であってもよい。

互いに相違する複数の電圧値を有する電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路としては、インバータＩＶに限らない。例えば、多相回転機の各相に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加する電圧印加手段と回転機の端子との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備えるものであってもよい。なお、回転機の端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加するための電力変換回路としては、例えば特開２００６−１７４６９７号公報に例示されているものがある。

１０…モータジェネレータ、１２…高電圧バッテリ（直流電圧源の一実施形態）、１４…制御装置（回転機の制御装置の一実施形態）。

Claims (6)

1. 互いに相違する複数の電圧値を有する電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子のオン・オフ操作によって、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記オン・オフ操作によって定まる電圧ベクトルにて表現される前記電力変換回路の操作状態からのスイッチング状態の切り替え相数が２以下となるものを次回の制御周期における前記電圧ベクトルと仮設定し、該仮設定された操作状態のそれぞれに応じて予測される前記制御量の１制御周期における変化量である変化速度と、前記制御量の指令値の１制御周期における変化量である変化速度との差である相対速度を予測する相対速度予測手段と、
   前記操作状態を決定すべく前記電力変換回路の操作状態を評価するに際し、前記相対速度の絶対値の小さいものの評価を高くし、前記評価が最も高い前記操作状態を前記電力変換回路の操作状態として決定する決定手段と、
   該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記相対速度予測手段は、前記制御量の前記変化速度を前記相対速度として代用するものであることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記仮設定された操作状態によって実現される前記制御量を予測する制御量予測手段をさらに備え、
   前記決定手段は、前記制御量予測手段により予測される制御量とその指令値との差が規定値以下であることを条件に、前記相対速度に基づく評価が最も高くなる前記操作状態を前記操作手段によって用いられるものに決定することを特徴とする請求項１又は２に記載の回転機の制御装置。
4. 前記決定手段は、前記仮設定された操作状態の中に前記制御量予測手段により予測される制御量とその指令値との差が規定値以下となるものが存在しない場合、前記仮設定された操作状態のうち前記差が最小となるものを前記操作手段によって用いられるものに決定することを特徴とする請求項３記載の回転機の制御装置。
5. 前記決定手段は、前記操作状態を決定すべく前記電力変換回路の操作状態を評価するに際し、２制御周期先での予測される制御量が２制御周期先での制御量の指令値よりも大きいことを条件として、前記仮設定された操作状態のうち、前記相対速度が負になる操作状態を正となる操作状態よりも高く評価するとともに、２制御周期先での予測される制御量が２制御周期先での制御量の指令値よりも小さいことを条件として、前記仮設定された操作状態のうち、前記相対速度が正となる操作状態を負となる操作状態よりも高く評価することを特徴とする請求項１又は２に記載の回転機の制御装置。
6. 前記電力変換回路は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに前記回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路であることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

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