JP5251748B2 - 位相補正装置、位相補正方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線送信機に用いられる位相補正技術に関する。

無線送信用の電力増幅器の出力信号の線形性には一般に限界があり、特に入力信号のレベルが大きいときに利得の低下が生ずる（線形性歪）。このような線形性歪を補償するための回路として、カーテシアンフィードバック(Cartesian Feedback)型歪補償装置が知られている。カーテシアンフィードバック型歪補償装置が理想的に機能したならば、電力増幅器の出力信号において高い線形性が得られる。

カーテシアンフィードバック型歪補償装置では、電力増幅器の出力信号が取り出されて入力側へフィードバックされる。このとき、例えばアンテナ負荷の影響や、方向性結合器、復調器の伝播遅延等に伴うフィードバック系の位相変化が生ずる。よって、カーテシアンフィードバック型歪補償装置を有効に動作させるためには、このフィードバック系の位相変化を補正する必要がある。

かかる観点から、カーテシアンフィードバック型歪補償装置に適用される位相補正装置が知られている。図１に、この位相補正装置の要部を示す。

図１において、送信用ベースバンド信号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑが直交変調器４０によって変調された後に合成される。この合成信号は、電力増幅器９０(ＰＡ：Power Amplifier)によって所望のレベルまで増幅されてＲＦ信号(RF_OUT)として送信される。また、このＲＦ信号（RF_OUT）の一部が方向性結合器により取り出され（フィードバックされ）、そのフィードバック信号y(t)から直交復調器３０によってベースバンド信号（同相成分Ｉ^＊，直交成分Ｑ^＊）が生成される。ここで、上述したフィードバック系の位相変化（図１では、位相変化に相当する遅れを遅延期間τとして表記している。）によりＩ≠Ｉ^＊，Ｑ≠Ｑ^＊であることから、この位相変化を補正するために位相補正装置が設けられている。

図１において、位相補正装置は、サイン検出部１０１及びコサイン検出部１０２を含む位相検出器と、位相シフタ１０４とを備える。ここで、位相の目標補正量（すなわち、位相誤差）をΔφとすると、フィードバックされたベースバンド信号（同相成分Ｉ^＊，直交成分Ｑ^＊）は、以下の式（１），（２）のとおり表される。式（１），（２）では、Δφ＝０のときに限りＩ＝Ｉ^＊，Ｑ＝Ｑ^＊が成立する。また、sin(Δφ)は、以下の式（３）に従ってサイン検出部１０１にて算出される。なお、式（３）においてｋは正規化定数であり、ｋ＝１／（Ｉ・Ｉ＋Ｑ・Ｑ）である。

また、コサイン検出部１０２は、cos(Δφ)＝（１−sin^２(Δφ)）^１／２の関係に従って、cos(Δφ)を算出する。コサイン検出部１０２では、位相シフタ１０４への入力の二乗和が所定の定数Magとなるように構成されており、これにより位相シフタ１０４の出力信号の振幅が一定となることが補償される。

位相シフタ１０４は、以下の式（４）に示すように、局部発振器からの搬送波信号sin(ωt)、及びその搬送波信号をπ／２移相させた信号に対して、それぞれsin(Δφ)及びcos(Δφ)を乗算し、合成する。その結果、局部発振器からの搬送波信号sin(ωt)に対して位相をΔφだけ進めた信号sin(ωt＋Δφ)が直交変調器４０に供給される。よって、無線送信機の出力からフィードバックされるＲＦ信号y(t）と、直交変調器４０に与えられる搬送波信号との位相誤差が０（Δφ＝０）となる。

ここで、図１を参照して説明した位相補正装置は基本的に、位相誤差Δφが−π／２＜Δφ＜＋π／２の範囲で補正が可能である。そこで、全位相範囲、すなわち、−π＜Δφ＜＋πの範囲で補正が可能な位相補正装置が望まれる。

全位相範囲で補正が可能な位相補正装置として、フィードバックされたベースバンド信号の位相をπ／２単位でシフトする位相シフタを設けたものが知られている。以下、この位相補正装置について、図２を参照して説明する。
図２において、位相シフタ１０４は、−π／２＜Δφ＜＋π／２の範囲で補正が可能である。また、直交復調器３０からのベースバンド信号（同相成分Ｉ^＊，直交成分Ｑ^＊）をπ／２単位で移相可能なπ／２位相シフタ１０８が設けられている。位相検出器１０３は、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）と、フィードバックされたベースバンド信号（同相成分Ｉ^＊，直交成分Ｑ^＊）とから、位相誤差（目標補正量）を検出する。そして、位相検出器１０３は、目標補正量が−π／２＜Δφ＜＋π／２の範囲を超える場合には、π／２位相シフタ１０８に対して、π／２単位でベースバンド信号（同相成分Ｉ^＊，直交成分Ｑ^＊）の位相をシフトさせるための信号を送出する。

特開平９−６４９３２号公報

Joel L. Dawson, Thomas H. Lee, "Automatic Phase Alignment for a Fully Integrated Cartesian Feedback Power Amplifier System", ISSCC2003 (IEEE Intl. Solid-State Circuit Conference) Joel L. Dawson, Thomas H. Lee, "Automatic Phase Alignment for a Fully Integrated Cartesian Feedback Power Amplifier System", IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL-38, NO.12, DECEMBER 2003

ところで、図２に示した位相補正装置において、制御系の伝達関数Ｈ（ｓ）（ｓ：ラプラス演算子）は、式（５）に示すとおりである。なお、式（５）では、
Ｋ（ｓ）：系の入出力間の直接のライン（ダイレクトライン）上の伝達関数、
α（ｓ）：π／２位相シフタ１０８の伝達関数
β（ｓ）：π／２位相シフタ１０８を除く、フィードバックライン上の伝達関数
としている。

式（５）は、制御系の伝達関数Ｈ（ｓ）がフィードバックライン上の伝達関数α（ｓ），β（ｓ）に依存することを意味している。よって、図２に示した位相補正装置では、制御系の出力（すなわち、電力増幅器の出力）の特性が、π／２位相シフタ１０８の非線形性や、歪特性に影響を受けやすいものとなる。このことは、位相補正動作が安定的に機能する上で好ましくない。
よって、本発明の１つの観点では、無線送信機に用いられる位相補正装置及び位相補正方法において、位相補正動作の安定性を向上させたものを提供することを目的とする。

第１の観点は、第１信号を無線信号に変換し、当該無線信号を電力増幅器により増幅する無線送信機、における位相補正装置である。
この位相補正装置は、
（Ａ）第１信号の同相成分及び直交成分により第１搬送波信号を変調する直交変調器と、
（Ｂ）前記電力増幅器の出力から帰還した帰還信号を第２搬送波信号により復調して、同相成分及び直交成分を含む第２信号を生成する直交復調器と、
（Ｃ）第１信号及び第２信号の同相成分及び直交成分に基づいて、第１信号と第２信号の位相誤差を検出する位相検出器と、
（Ｄ）前記位相誤差を目標値として位相シフトを行う位相シフタ群であって、第１信号、第２信号、第１搬送波信号、又は第２搬送波信号のいずれかの位相シフトを行う第１位相シフタと、第１信号の位相をシフトさせる第２位相シフタと、を含む位相シフタ群と、
を備える。
第２の観点は、上記位相補正装置の各構成要素と同様の処理を行う位相補正方法である。

開示の位相補正装置及び位相補正方法によれば、位相補正動作の安定性が向上する。

従来の位相補正装置の一例を示すブロック図。 従来の位相補正装置の他の例を示すブロック図。 第１実施形態における無線送信機の要部の全体構成を示すブロック図。 第１実施形態における無線送信機の内、位相補正装置に関連する部位についてのみ記述したブロック図。 第１実施形態において、π／２位相シフタの概略的な構成を示すブロック図。 第２実施形態において、送信用ベースバンド信号とフィードバックされるベースバンド信号の各成分の信号の符号と、位相誤差の正弦値の符号との関係を示す図。 第２実施形態において、位相検出器の具体的な構成例を示すブロック図。 第２実施形態において、位相検出器内のＲＯＭの設定例を示す図。 第２実施形態において、位相検出器内の積分器の入出力関係を示す図。

１．第１実施形態
以下、電力増幅器の線形性歪を補償するためのカーテシアンフィードバック型歪補償装置を備えた無線送信機について説明する。このカーテシアンフィードバック型歪補償装置には、位相補正装置が適用される。

（１−１）無線送信機の全体構成
以下、本実施形態の無線送信機の全体構成について図３を参照して説明する。
図３は、本実施形態の無線送信機の要部の全体構成を示すブロック図である。図３に示す無線送信機は、位相検出器(Phase Detector)１０、位相シフタ(Phase Shifter)１４、ロックインジケータ１６（ＬＯＣＫ ＩＮＤ）、π／２位相シフタ１８、直交復調器３０（ＤＥＭ）、減算器３８、直交変調器４０（ＭＯＤ）、電力増幅器９０（ＰＡ）、局部発振器９１、方向性結合器９３、を含む。

図３に示す無線送信機では、局部発振器９１で生成される搬送波信号は直交復調器３０へ与えられる。電力増幅器９０が出力するＲＦ信号(RF_OUT)が、方向性結合器９３により取り出され、直交復調器３０によりベースバンド信号（同相成分Ｉ^＊，直交成分Ｑ^＊）が生成される。このベースバンド信号（同相成分Ｉ^＊，直交成分Ｑ^＊）は、減算器３８へフィードバックされる。減算器３８では、入力ベースバンド信号（同相成分Ｉ_ｉｎ，直交成分Ｑ_ｉｎ）から、フィードバックされるベースバンド信号（同相成分Ｉ^＊，直交成分Ｑ^＊）を減算する。減算器３８で得られる誤差信号は、直交変調器４０へ向けられる。これにより、カーテシアンフィードバックが形成される。

この実施形態の説明において、直交変調器４０へ入力されるベースバンド信号を送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）という。送信用ベースバンド信号は、減算器３８で得られる誤差信号が増幅のための所定の伝達要素（図示せず）を経た後の信号である。送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）と、フィードバックされるベースバンド信号（同相成分Ｉ^＊，直交成分Ｑ^＊）は、位相検出器１０及びロックインジケータ１６に入力される。
位相検出器１０は、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）と、フィードバックされるベースバンド信号（同相成分Ｉ^＊，直交成分Ｑ^＊）とに基づいて位相誤差を検出し、検出した位相誤差を目標補正量（目標値）として位相シフタ１４に与える。位相シフタ１４は、局部発振器９１からの直交変調器４０に対する搬送波信号の位相を、位相検出器１０から与えられる目標補正量だけシフトする。

この位相補正装置は、入力信号としての送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）と、出力信号としてのベースバンド信号（同相成分Ｉ^＊，直交成分Ｑ^＊）との位相を同期させるという点でＰＬＬ(Phase Locked Loop)として捉えることもできる。以下の説明では、本実施形態の位相補正装置について、その位相同期機能に着目する場合、単に「ＰＬＬ」と適宜略記する。
ロックインジケータ１６は、ＰＬＬのロック判別を行い、論理レベルのロック判別信号Ｌ＿ＩＮＤをπ／２位相シフタ１８へ出力する。ロックしていない、すなわち、位相誤差が補正されていない場合には、ロックインジケータ１６は、π／２位相シフタ１８へ出力するロック判別信号Ｌ＿ＩＮＤをアクティブにする。これにより、π／２位相シフタ１８は、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）の位相をπ／２単位でシフトする。

上述したように、この位相補正装置では、位相補正処理は、位相シフタ１４及びπ／２位相シフタ１８において行われる。位相シフタ１４は、シフト可能な位相誤差Δφが一定の範囲（例えば、−π／２＜Δφ＜＋π／２）内であればよい。その範囲を外れた大きな位相誤差に対しては、位相シフタ１４とともにπ／２位相シフタ１８が動作することで位相誤差が補正される。

図３に示すように、本実施形態の位相補正装置では、π／２位相シフタ１８が減算器３８と直交変調器４０の間に設けられる。すなわち、本実施形態の位相補正装置を構成するフィードバック制御系において、π／２位相シフタ１８は、フィードバックラインではなくダイレクトライン（系の入出力間の直接のライン）に配置されている。この配置は、π／２位相シフタ１８のゲイン特性が系全体のゲイン特性に与える影響に関して重要な意味を持つ。すなわち、本実施形態において、π／２位相シフタ１８はダイレクトラインに配置されているため、上記式（５）においてπ／２位相シフタ１８の伝達関数がＫ（ｓ）の一部に相当しうるが、Ｋ（ｓ）>>１の場合（例えば高周波を扱う場合）には、系全体の伝達関数を考える上でＫ（ｓ）を無視することができる。

（１−２）位相補正装置の構成
次に、位相補正装置の構成について図４を参照して説明する。
図４は、本実施形態の無線送信機の内、位相補正装置に関連する部位についてのみ記述したブロック図である。すなわち、図４では、図３と異なり、カーテシアンフィードバック系の全体については記述していない。

図４では、方向性結合器９３から取り出されてフィードバックされるＲＦ信号の遅延要素をτとして表している。また、図４に示すように、直交復調器３０はミキサ３１，ミキサ３２及びπ／２移相器３３を備え、直交変調器４０はミキサ４１，ミキサ４２、π／２移相器４３及び加算器４４を備える。

ミキサ３１は、フィードバックされたＲＦ信号y(t)（帰還信号）に対し、局部発振器９１からの搬送波信号sin(ωt)（第２搬送波信号）を乗算して、ベースバンド信号（第２信号）の同相成分Ｉ^＊を生成する。ミキサ３２は、フィードバックされたＲＦ信号y(t)に対し、局部発振器９１からの搬送波信号sin(ωt)（第２搬送波信号）をπ／２移相した信号を乗算して、ベースバンド信号（第２信号）の直交成分Ｑ^＊を生成する。

直交変調器４０に与えられる搬送波信号（第１搬送波信号）は、位相シフタ１４によってΔφだけ位相がシフトされる（sin(ωt+Δφ)）。ミキサ４１は、送信用ベースバンド信号（第１信号）の同相成分Ｉ、又はπ／２位相シフタ１８によって位相がシフトさせられた同相成分Ｉに対して搬送波信号sin(ωt+Δφ)を乗算する。ミキサ４２は、送信用ベースバンド信号（第１信号）の直交成分Ｑ、又はπ／２位相シフタ１８によって位相がシフトさせられた直交成分Ｑに対して、搬送波信号sin(ωt+Δφ)をπ／２移相した信号を乗算する。加算器４４は、ミキサ４１及びミキサ４２の出力信号を加算し、電力増幅器９０へ供給する。

位相検出器１０は、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）とフィードバックされるベースバンド信号（同相成分Ｉ^＊，直交成分Ｑ^＊）の各成分の信号に基づいて、位相シフタ１４に与える制御電圧ＣＶ(Controlled Voltage)を設定する。ここでは、制御電圧ＣＶは、送信用ベースバンド信号とフィードバックされるベースバンド信号の位相誤差をΔφとしたとき、sin(Δφ)に応じた値であるとする。このsin(Δφ)に応じた制御電圧ＣＶは、例えば上記式（３）に基づいて得られる。

位相シフタ１４は、位相検出器１０からの制御電圧ＣＶに応じた量の位相をシフトする位相シフタである。位相シフタ１４は、π／２位相シフタ１８と比較すると、微細な量の位相シフトが可能であるがシフト可能な位相量が小さい。
位相シフタ１４は、局部発振器９１からの搬送波信号sin(ωt)に対して、位相検出器１０からの制御電圧ＣＶに基づいた位相量だけ移相し、直交変調器４０に対する搬送波信号sin(ωt+Δφ)を生成する。本実施形態においては、位相シフタ１４は、与えられる制御電圧の値に応じて位相をシフトするものであればよく、その構成を限定しない。なお、この実施形態では、sin(Δφ)の値のみに基づいて位相シフトを行うため、位相誤差Δφが−π／２＜Δφ＜＋π／２の範囲にあるときに有効である。位相誤差Δφが−π／２＜Δφ＜＋π／２の範囲下ではsin(Δφ)≒Δφとみなし、位相シフタ１４では、制御電圧ＣＶに比例する量だけの位相シフトを生じさせる構成を備えていればよい。

ロックインジケータ１６は、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）と、フィードバックされるベースバンド信号（第２信号；同相成分Ｉ^＊，直交成分Ｑ^＊）とを比較することにより、ＰＬＬとしての位相補正装置がロックしたか否かを判別する。ロックを判別するためのロックインジケータ１６内の構成は限定しない。
ロックインジケータ１６は、例えば以下のとおり構成することができる。例えば同相成分についてのみ着目すると、ロックインジケータ１６内に、ＩとＩ^＊の差分値の正常値範囲（上限及び下限の基準電圧）を予め設定しておく。そして、ロックインジケータ１６は、ＩとＩ^＊の差分値（電圧値）を逐次算出し、その差分値を上限及び下限の基準電圧と２個の比較器により比較する。そして、２個の比較器の出力（論理レベル）に基づき、差分値が正常値範囲を超えていない場合にロックしていると判別され、差分値が正常値範囲を超えている場合にロックしていないと判別される。直交成分についても同様である。
前述したように、ロックインジケータ１６は、ロックしたか否かを示すロック判別信号Ｌ＿ＩＮＤをπ／２位相シフタ１８へ出力する。

なお、この位相補正装置をＰＬＬとして捉えたときに、ＰＬＬのループフィルタは位相検出器１０のフィルタ特性に相当する。そこで、ロックインジケータ１６で算出されるＩとＩ^＊の差分値、及びＱとＱ^＊の差分値は、位相検出器１０のフィルタ特性を考慮したものであることが好ましい。

π／２位相シフタ１８は、粗い量の位相シフトのみが可能であるがシフト可能な位相量が大きい位相シフタである。具体的には、π／２位相シフタ１８は、ロックインジケータ１６からのロック判別信号Ｌ＿ＩＮＤに基づいて、送信用ベースバンド信号（第１信号）の位相をπ／２単位でシフトする。
ここで、入力するベースバンド信号の同相成分，直交成分に対するπ／２単位でのシフト処理は、その同相成分，直交成分の反転及び／又は入れ替えによって簡単に行うことができる。すなわち、π／２位相シフタ１８に入力されるベースバンド信号の同相成分をＸ、直交成分をＹとすると、この入力されたベースバンド信号の位相をΔθだけシフトした信号の同相成分Ｘ^＊、直交成分Ｙ^＊は、以下の式（６），（７）のとおりである。式（６），（７）に基づき、π／２単位での位相シフト結果は、表１に示すようなものとなる。この表１から、π／２位相シフタ１８の出力ベースバンド信号の同相成分Ｘ^＊、直交成分Ｙ^＊は、π／２位相シフタ１８の入力ベースバンド信号の同相成分Ｘ、直交成分Ｙの反転及び／又は入れ替えによって得られることが分かる。

そこで、π／２位相シフタ１８は、図５に示すような簡易な構成とすることができる。図５は、π／２位相シフタ１８の構成の一例を示すブロック図である。
図５に例示するπ／２位相シフタ１８は、反転処理部１８１，１８２と、スイッチ１８３とを備える。反転処理部１８１は、π／２位相シフタ１８が入力するベースバンド信号の同相成分Ｘを反転させた信号−Ｘを生成し、信号Ｘ及び−Ｘをスイッチ１８３へ供給する。反転処理部１８２は、π／２位相シフタ１８が入力するベースバンド信号の直交成分Ｙを反転させた信号−Ｙを生成し、信号Ｙ及び−Ｙをスイッチ１８３へ供給する。
スイッチ１８３は、入力する信号Ｘ，−Ｘ，Ｙ，−Ｙのいずれか２つの信号を選択して出力信号Ｘ^＊、Ｙ^＊とするように構成される。スイッチ１８３における信号選択は、目標とする位相シフト量（Δθ=0,π/2,π,3π/2のいずれか）に応じて、表１に従って行われる。

（１−５）位相補正の動作
次に、主として図３を参照して、第１実施形態の無線送信機における位相補正の動作について説明する。
図３を参照すると、本実施形態の無線送信機では、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）が直交変調器４０によって変調された後、電力増幅器９０によって所望のレベルまで増幅されて空間へ放射される。ここで、電力増幅器９０における線形性歪を補償するため、電力増幅器９０の出力信号RF_OUTが方向性結合器９３によって取り出され、ＲＦ信号y(t)としてフィードバックされる（カーテシアンフィードバック）。直交復調器３０へフィードバックされる信号は、フィードバック系の遅延要素によって、例えば直交変調器４０の出力信号と比較すると遅延している。よって、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）と、直交復調器３０によって得られるベースバンド信号（同相成分Ｉ^＊，直交成分Ｑ^＊）とでは、位相誤差が生じうる。この位相誤差を補正するために、各成分の信号が位相検出器１０へ入力される。また、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）と、ベースバンド信号（同相成分Ｉ^＊，直交成分Ｑ^＊）の各成分の信号は、ロックインジケータ１６に対しても入力される。

位相検出器１０は、入力した送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）とフィードバックされるベースバンド信号（同相成分Ｉ^＊，直交成分Ｑ^＊）の各成分の信号に基づき、目標補正量として、位相シフタ１４に与える制御電圧ＣＶ（図４参照）を設定する。この制御電圧ＣＶは、例えば、送信用ベースバンド信号とフィードバックされるベースバンド信号の位相誤差をΔφとしたとき、sin(Δφ)に応じた値となっている。
位相シフタ１４は、局部発振器９１からの搬送波信号sin(ωt)に対して、位相検出器１０からの制御電圧ＣＶの大きさに応じた位相シフトを行い、直交変調器４０に対する搬送波信号sin(ωt+Δφ)を生成する。ここで、位相誤差Δφが小さい範囲、例えば−π／２＜Δφ＜＋π／２の範囲下では、位相シフタ１４のみで位相が補正されうるが、位相誤差Δφが大きい場合には、位相検出器１０及び／又は位相シフタ１４の構成次第では、位相シフタ１４のみでは位相が補正されないことがある。

この位相補正装置では、位相が補正されない場合には、ロックインジケータ１６によりロックしていないと判別され、ロックしていないことを示すロック判別信号Ｌ＿ＩＮＤがπ／２位相シフタ１８へ送出される。このロック判別信号Ｌ＿ＩＮＤを受けたπ／２位相シフタ１８では、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）の位相をπ／２だけシフトさせる。そして、ロックインジケータ１６が再度（例えば、ロックしていないことを示すロック判別信号Ｌ＿ＩＮＤをπ／２位相シフタ１８へ送出してから所定期間経過後）、ロックしたか否かを判別する。その結果、まだロックしていないと判別されれば、ロックインジケータ１６は、ロックしていないことを示すロック判別信号Ｌ＿ＩＮＤをπ／２位相シフタ１８へ送出する。そして、π／２位相シフタ１８は、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）の位相をさらにπ／２だけシフトさせる。このような方法で、ロックインジケータ１６においてロックしたと判別されるまで、π／２位相シフタ１８における位相シフトが行われる。

位相補正の初期動作において、ロックインジケータ１６によりロックされていないと判別されたとしても、π／２位相シフタ１８における位相シフトが１回行われるか、又は数回繰り返されると、最終的に、目標補正量（位相誤差Δφ）が位相シフタ１４のみで補正可能な範囲（ロックレンジ）に収まるようになる。そうすると、位相検出器１０及び位相シフタ１４の動作により位相補正がほぼ完全に行われて、ロックインジケータ１６においてロックしたと判別されるようになる。

以上説明したように、本実施形態の位相補正装置は、微細な量の位相シフトが可能であるがシフト可能な位相量が小さい位相シフタ１４と、粗い量（上記実施形態では、π／２単位）の位相シフトのみが可能であるがシフト可能な位相量が大きいπ／２位相シフタ１８とを組み合わせて位相補正を実現している。
ここで、図３に示したように、π／２位相シフタ１８は、減算器３８と直交変調器４０との間に配置されている。すなわち、図３に示すフィードバックループにおいて、π／２位相シフタ１８は、フィードバックラインではなくダイレクトライン（系の入出力間の直接のライン）に配置されている。ここで、既に式（５）で示したとおり、ダイレクトライン上に配置された伝達関数をＫ（ｓ）として、Ｋ（ｓ）>>１の場合（例えば高周波を扱う場合）には、そのダイレクトライン上の伝達関数が制御系全体の伝達関数においては無視しうる。このことは、図３に示した位相補正装置では、制御系の出力（すなわち、電力増幅器の出力）の特性が、π／２位相シフタ１８の非線形性や、歪特性に影響を受けにくいことを意味する。よって、本実施形態の位相補正装置では、位相補正動作が安定的に機能するようになる。

なお、第１実施形態において、ダイレクトラインに設けられる位相シフタ（本実施形態では、π／２位相シフタ１８）の位相シフト量はπ／２単位に限られない。すなわち、ダイレクトラインに設けられる位相シフタは、位相シフタ１４により位相誤差が除去できない場合に、補完的に送信用ベースバンド信号について位相シフトを行うためのものであればよい。π／２単位で行う位相シフタはその構成を簡単にしうる点（図５参照）で好ましいが、π／２単位で行うものに限られるわけではない。例えば、ダイレクトラインに設けられる位相シフタは、位相シフタ１４と同様、送信用ベースバンド信号に対して、制御電圧に応じた量の位相をシフトさせるものでもよい。位相シフタ１４に対して補完的な目的で設けられる位相シフタの構成とは無関係に、その補完的な位相シフタがダイレクトラインに配置される限り、その補完的な位相シフタによる伝達関数が制御系全体の伝達関数において無視しうることは前述のとおりである。

２．第２実施形態
以下、位相補正装置の別の実施形態を含む無線送信機について説明する。ここでは、第１実施形態における位相検出器１０の好ましい構成例について説明する。

（２−１）位相検出のディジタル処理
本実施形態の位相補正装置において、位相検出器１０は、位相検出をディジタル処理により行う。このディジタル処理の方法について、図６を参照して説明する。
図６は、送信用ベースバンド信号（同相成分Ｉ，直交成分Ｑ）とフィードバックされるベースバンド信号（同相成分Ｉ^＊，直交成分Ｑ^＊）の各成分の信号の符号と、sin(Δφ)（Δφ：位相誤差）の符号との関係を示す図である。この両者の関係は、上記式（３）によって得ることができる。なお、図６において、sin(Δφ)の符号が「不定」とあるのは、Ｉ，Ｑ，Ｉ^＊，Ｑ^＊の符号のみでは、sin(Δφ)の符号が定まらないことを意味する。例えば、Ｉ，Ｑ，Ｉ^＊，Ｑ^＊がすべて負(-)の場合には、上記式（３）のうち（Ｉ・Ｑ−Ｉ^＊・Ｑ^＊）の項が正(+)、負(-)のいずれにもなる可能性があるため、この場合にはsin(Δφ)の符号は「不定」としている。
位相検出器１０は、図６に示すように、各成分Ｉ，Ｑ，Ｉ^＊，Ｑ^＊の符号を逐次検出し、sin(Δφ)の符号が正(+)の場合には、制御電圧ＣＶの値を所定量だけ増加させる。位相検出器１０は、sin(Δφ)の符号が負(-)の場合には、制御電圧ＣＶの値を所定量だけ減少させる。位相検出器１０は、sin(Δφ)の符号が「不定」の場合には、制御電圧ＣＶの値を保持させる。

（２−２）位相検出器１０の具体的な構成例
次に、位相検出器１０の具体的な構成例について図７〜９を参照して説明する。図７は、位相検出器１０の具体的な構成例を示すブロック図である。図８は、図７に示す位相検出器１０内のＲＯＭ(Read Only Memory)の設定例を示す図である。図９は、位相検出器１０内の積分器の入出力関係を示す図である。

図７に示す位相検出器１０は、ディジタル処理部５０と積分器６０を含む。ディジタル処理部５０は、比較器群５１（比較器５１−１〜５１−４）と、デコーダ５２(DECORDER)と、第１メモリとしてのＲＯＭ５３と、バッファ群（バッファ５４−１，５４−２）とを備える。積分器６０は、オペアンプＯＰ６１と、オペアンプＯＰ６１の入力端子又は出力端子に接続される抵抗素子及びキャパシタ（キャパシタＣ６２，Ｃ６３等）とを備える。

ディジタル処理部５０において、比較器群５１の各比較器は、入力信号を２値化する。
すなわち、比較器５１−１は、送信用ベースバンド信号の同相成分Ｉの信号レベル（例えば、電圧振幅レベル）を所定の閾値と比較し、Ｉの信号レベルが閾値よりも大きい場合には論理レベルとして「１」を出力し、閾値以下である場合には論理レベルとして「０」を出力する。比較器５１−２は、送信用ベースバンド信号の直交成分Ｑの信号レベルを所定の閾値と比較し、Ｑの信号レベルが閾値よりも大きい場合には論理レベルとして「１」を出力し、閾値以下である場合には論理レベルとして「０」を出力する。比較器５１−３は、フィードバックされるベースバンド信号の同相成分Ｉ^＊の信号レベルを所定の閾値と比較し、Ｉ^＊の信号レベルが閾値よりも大きい場合には論理レベルとして「１」を出力し、閾値以下である場合には論理レベルとして「０」を出力する。比較器５１−４は、フィードバックされるベースバンド信号の直交成分Ｑ^＊の信号レベルを所定の閾値と比較し、Ｑ^＊の信号レベルが閾値よりも大きい場合には論理レベルとして「１」を出力し、閾値以下である場合には論理レベルとして「０」を出力する。

なお、各比較器における閾値は好ましくは０（ゼロ）である。各比較器における閾値が０である場合、各比較器は、入力信号の符号に応じて、「１」（入力信号が正(+)のとき）、又は「０」（入力信号が負(-)のとき）を出力することになる。この場合、図８に示す、比較器出力とsin(Δφ)の符号との関係は、図６に示す関係と等価である。
しかしながら、各比較器における閾値は０に限られず、ベースバンド信号のオフセット量等を考慮しつつ他の値をとることもできる。この場合、図６に示した各成分の「符号」は、０に限られない所定の閾値を基準とした相対的な大小関係として捉えうる。０以外の閾値を設定した場合であっても、sin(Δφ)の変動、すなわち制御電圧ＣＶを増加させるか減少させるかの判定が可能な閾値であればよい。

デコーダ５２は、比較器５１−１〜５１−４の出力（４ビットのパラレル信号）をＲＯＭ５３のアドレスの値に変換する。図８を参照すると、各比較器の出力（「０」又は「１」）の組合せとＲＯＭアドレスとの関係が定義されている。デコーダ５２では、この関係に従ってＲＯＭアドレスが設定される。

ＲＯＭ５３は、図８に示すように、ＲＯＭアドレス毎に２ビットのデータＤ_０，Ｄ_１を記憶している。デコーダ５２によって設定されるＲＯＭアドレスに応じた２ビットのデータＤ_０，Ｄ_１（論理レベル）がＲＯＭ５３から出力される。
ＲＯＭ５３のデータは、以下の基準に従って設定されている。すなわち、図８に示すように、各比較器の出力に応じて、制御電圧ＣＶ(sin(Δφ)の値を所定量だけ増加させるか、所定量だけ減少させるか、又は値を保持するか定められている。そして、sin(Δφ)の符号が正(+)となる場合には、Ｄ_０＝１かつＤ_１＝０がＲＯＭ５３の出力データとなるように設定されている。sin(Δφ)の符号が負(-)となる場合には、Ｄ_０＝０かつＤ_１＝１がＲＯＭ５３の出力データとなるように設定されている。sin(Δφ)の符号が不定となる場合には、Ｄ_０＝ＸかつＤ_１＝Ｘ（ともにハイインピーダンス）となるように設定されている。

バッファ５４−１，５４−２はそれぞれ、ＲＯＭ５３のデータＤ_０，Ｄ_１を積分器６０へ出力するための出力バッファである。各バッファは、外部のイネーブル信号ＥＮによって、ＲＯＭ５３のデータをそのままの論理レベルで出力するか、又は出力をハイインピーダンスとするか制御される。各バッファは、例えば、イネーブル信号ＥＮがローレベルのときにデータＤ_０，Ｄ_１をそのまま信号ＳＵ，ＳＤとして積分器６０へ出力し、イネーブル信号ＥＮがハイレベルのときにデータＤ_０，Ｄ_１、すなわち信号ＳＵ，ＳＤをハイインピーダンスとする。

図７に示すように、積分器６０では、オペアンプＯＰ６１の出力端子と反転入力端子とを接続する帰還ループ上にキャパシタＣ６２が設けられる。このキャパシタＣ６２とオペアンプＯＰ６１の入力端子に接続される抵抗素子とにより、積分回路が形成されている。オペアンプＯＰ６１の出力端子には抵抗素子を介して、制御電圧ＣＶを保持するためのキャパシタＣ６３が接続されている。積分器６０では、入力信号に対して積分結果の極性が反転するため、ディジタル処理部５０からの信号ＳＵ，ＳＤはそれぞれ、オペアンプＯＰ６１の非反転入力端子、反転入力端子に入力される。なお、この位相補正装置の実際のシステムへの適用に当たっては、積分器６０内の抵抗素子、キャパシタによって、制御電圧ＣＶのゲイン、周波数特性を調整しうる。

図９を参照すると、積分器６０は、入力信号ＳＵ，ＳＤの値に応じて以下のとおり動作する。すなわち、積分器６０では、ＳＵ＝１（Ｄ_０＝１）かつＳＤ＝０（Ｄ_１＝０）のときに制御電圧ＣＶが所定量だけ増加する。積分器６０では、ＳＵ＝０（Ｄ_０＝０）かつＳＤ＝１（Ｄ_１＝１）のときに制御電圧ＣＶが所定量だけ減少する。積分器６０では、入力がハイインピーダンス（Ｄ_０＝ＸかつＤ_１＝Ｘ）のときに制御電圧ＣＶの値が保持される。

本実施形態における位相検出器１０の動作は以下のとおりである。
すなわち、位相検出器１０では先ず、ディジタル処理部５０において、入力した各成分の信号（Ｉ，Ｑ，Ｉ^＊，Ｑ^＊）を所定の閾値と比較することにより、２値化（ディジタル化）する。各成分の２値化信号の組合せに基づき、位相誤差をΔφとしたときのsin(Δφ)の値を増加させるべきか、減少させるべきか、又は値を保持すべきかについてのデータが予め、ディジタル処理部５０内のＲＯＭ５３に記憶されている（図６参照）。ディジタル処理部５０では、各成分（Ｉ，Ｑ，Ｉ^＊，Ｑ^＊）の信号が逐次取り込まれ、対応するＲＯＭ５３から２ビットのデータ（Ｄ_０，Ｄ_１）が取り出される。このＲＯＭのデータは、バッファを介して所定の振幅レベルの信号（ＲＯＭのデータと同一の論理レベルの信号）として積分器６０へ供給される。積分器６０では、バッファからの信号に基づいて、位相シフタ１４に対する出力電圧（制御電圧ＣＶ）を増加、減少、又は保持する（逐次更新する）。このようにして、位相誤差をΔφとしたときのsin(Δφ)の値に応じた制御電圧ＣＶが位相シフタ１４に与えられることになる。

以上、本発明の実施形態について説明してきたが、本開示内容に基づき、当業者であれば実施形態に対して様々な変更が可能である。

例えば、上述した実施形態の歪補償装置では、位相検出器１０が直交変調器４０に与えられる搬送波信号（第１搬送波信号）の位相をシフトする例について示したが、位相シフトの対象はこれに限られない。位相検出器１０の位相シフトの対象は、送信用ベースバンド信号でもよいし、フィードバックされるベースバンド信号でもよいし、直交復調器３０に与えられる搬送波信号（第２搬送波信号）でもよい。

また、上記実施形態の説明で参照した具体的な回路構成は、本実施形態の説明のための例示に過ぎず、同様の機能を備えた他の回路構成で代替しうることは言うまでもない。例えば、図７に示す積分器は例示に過ぎず、同一の機能をディジタル回路で実現してもよい。この場合、当該ディジタル回路は、ディジタル処理部５０からの信号レベルに応じて加算又は減算するカウンタ、及びＤＡＣ(Digital/Analogue Converter)等を備えうる。なお、図７に示す積分器は、ディジタル処理部から出力される信号（論理レベルの電圧）をアナログレベルで加算又は減算するため、ＤＡＣを不要とする点で経済的である。

以上の実施形態に関し、さらに以下の付記を開示する。

（付記１）
第１信号を無線信号に変換し、当該無線信号を電力増幅器により増幅する無線送信機、における位相補正装置であって、
第１信号の同相成分及び直交成分により第１搬送波信号を変調する直交変調器と、
前記電力増幅器の出力から帰還した帰還信号を第２搬送波信号により復調して、同相成分及び直交成分を含む第２信号を生成する直交復調器と、
第１信号及び第２信号の同相成分及び直交成分に基づいて、第１信号と第２信号の位相誤差を検出する位相検出器と、
前記位相誤差を目標値として位相シフトを行う位相シフタ群であって、第１信号、第２信号、第１搬送波信号、又は第２搬送波信号のいずれかの位相シフトを行う第１位相シフタと、第１信号の位相をシフトさせる第２位相シフタと、を含む位相シフタ群と、
を備えた、位相補正装置。（１）

（付記２）
前記第２位相シフタは、第１信号の位相をπ／２単位でシフトさせる、
付記１に記載された位相補正装置。（２）

（付記３）
第１信号及び第２信号の同相成分及び直交成分に基づいて、前記位相誤差が補正されたか否かを判定する補正判定部、を備え、
前記補正判定部は、位相誤差が補正されていないと判定される度に第１信号の位相を順次π／２単位でシフトさせるように、前記第２位相シフタを制御する、
付記２に記載された位相補正装置。（３）

（付記４）
前記位相検出器は、第１信号及び第２信号の各成分の２値化信号の組合せに応じて、前記位相誤差の正弦値を増加、減少、又は保持させるべきかについての情報を記憶する第１メモリ、を備え、逐次２値化される第１信号及び第２信号の各成分に基づき前記第１メモリを参照して、前記位相誤差の正弦値を逐次更新する、
付記１〜３のいずれかに記載された位相補正装置。（４）

（付記５）
前記第１位相シフタは、位相シフト対象の信号について所定の第１範囲内の位相をシフトさせ、
前記第２位相シフタは、第１信号について前記第１範囲を超えた位相をシフトさせる、
付記１に記載された位相補正装置。
（付記６）
第１信号を無線信号に変換し、当該無線信号を電力増幅器により増幅する無線送信機、における位相補正方法であって、
第１信号の同相成分及び直交成分により第１搬送波信号を変調し、
前記電力増幅器の出力から帰還した帰還信号を第２搬送波信号により復調して、同相成分及び直交成分を含む第２信号を生成し、
第１信号及び第２信号の同相成分及び直交成分に基づいて、第１信号と第２信号の位相誤差を検出し、
前記位相誤差を目標値として、第１信号、第２信号、第１搬送波信号、又は第２搬送波信号のいずれかの位相シフトを行うとともに、第１信号の位相をπ／２単位でシフトさせる、
位相補正方法。（５）

（付記７）
第１信号及び第２信号の同相成分及び直交成分に基づいて、前記位相誤差が補正されたか否かを判定し、位相誤差が補正されていないと判定される度に第１信号の位相を順次π／２単位でシフトさせる、
付記４に記載された位相補正方法。

１０…位相検出器、１４…位相シフタ、１６…ロックインジケータ、１８…π／２位相シフタ、３０…直交復調器、３８…減算器、４０…直交変調器、９０…電力増幅器、９１…局部発振器、９３…方向性結合器

Claims (6)

1. 第１信号を無線信号に変換し、当該無線信号を電力増幅器により増幅する無線送信機、における位相補正装置であって、
   第１信号の同相成分及び直交成分に基づき第１搬送波信号を変調する直交変調器と、
   前記電力増幅器の出力から帰還した帰還信号を第２搬送波信号により復調して、同相成分及び直交成分を含む第２信号を生成する直交復調器と、
   前記第１信号の同相成分及び直交成分から前記第２信号の同相成分及び直交成分をそれぞれ減算し、その減算結果を前記直交変調器に供給する減算器と、
   前記第１信号ならびに前記第２信号の各同相成分ならびに各直交成分に基づいて、前記第１信号と前記第２信号との間の位相誤差を検出する位相検出器と、
   前記第１信号ならびに前記第２信号の各同相成分ならびに各直交成分に基づいて、前記位相誤差が補正されたか否かを判定する補正判定部と、
   前記位相誤差を目標値として、前記第１信号、前記第２信号、前記第１搬送波信号、又は前記第２搬送波信号のいずれかの位相を所定の第１範囲内の位相量だけシフトさせる第１位相シフタと、
   前記補正判定部における判定結果に基づいて、前記第１信号の位相を、前記第１範囲を超えた位相量だけシフトさせる第２位相シフタと、
   を備えた、位相補正装置。
2. 前記第２位相シフタは、前記第１信号の位相をπ／２単位でシフトさせる、
   請求項１に記載された位相補正装置。
3. 前記補正判定部は、位相誤差が補正されていないと判定される度に前記第１信号の位相を順次π／２単位でシフトさせるように、前記第２位相シフタを制御する、
   請求項２に記載された位相補正装置。
4. 前記位相検出器は、前記第１信号及び前記第２信号の各成分の２値化信号の組合せに応じて、前記位相誤差の正弦値を増加、減少、又は保持させるべきかについての情報を記憶する第１メモリ、を備え、逐次２値化される前記第１信号及び前記第２信号の各成分に基づき前記第１メモリを参照して、前記位相誤差の正弦値を逐次更新する、
   請求項１〜３のいずれかに記載された位相補正装置。
5. 第１信号を無線信号に変換し、当該無線信号を電力増幅器により増幅する無線送信機、における位相補正方法であって、
   第１信号の同相成分及び直交成分に基づき第１搬送波信号を変調し、
   前記電力増幅器の出力から帰還した帰還信号を第２搬送波信号により復調して、同相成分及び直交成分を含む第２信号を生成し、
   前記第１信号の同相成分及び直交成分から前記第２信号の同相成分及び直交成分をそれぞれ減算し、
   前記第１信号ならびに前記第２信号の各同相成分ならびに各直交成分に基づいて、前記第１信号と前記第２信号との間の位相誤差を検出し、
   前記第１信号ならびに前記第２信号の各同相成分ならびに各直交成分に基づいて、前記位相誤差が補正されたか否かを判定し、
   前記位相誤差を目標値として、前記第１信号、前記第２信号、前記第１搬送波信号、又は前記第２搬送波信号のいずれかの位相を所定の第１範囲内の位相量だけシフトさせるとともに、前記判定結果に基づいて、前記第１信号の位相を、前記第１範囲を超えた位相量だけシフトさせる、
   位相補正方法。
6. 前記判定結果に基づいて、前記第１信号の位相をπ／２単位でシフトさせる、請求項５に記載の位相補正方法。