JP6801514B2 - 帰還増幅装置及びこれを使用した送信機 - Google Patents

Description

本発明は、カルテシアンループ方式の帰還増幅装置及びこれを使用した送信機に関し、特に、非線形歪補償を行う際の入力信号と帰還信号との位相差演算に関する。

送信機などに使用される電力増幅器は、電力効率を高めるために非線形領域で動作させると非線形歪が生じ、この歪を補償するために電力増幅器に歪補償をする必要がある。

この歪補償の１つとして、カルテシアンループ歪補償がある。このカルテシアンループ歪補償は、入力ベースバンド信号（Ｉ、Ｑ）に電力増幅器の出力信号の一部を直交復調した帰還ベースバンド信号（Ｉ′、Ｑ′）を直交座標成分毎に負帰還させる。

具体的には、入力ベースバンド信号（Ｉ、Ｑ）から帰還ベースバンド信号（Ｉ′、Ｑ′）を減算し、その差分を入力ベースバンド信号（Ｉ、Ｑ）に加算することで、電力増幅器で生じる歪成分をキャンセルする。入力ベースバンド信号（Ｉ、Ｑ）から帰還ベースバンド信号（Ｉ′、Ｑ′）を減算する際、入力ベースバンド信号（Ｉ、Ｑ）の位相と帰還ベースバンド信号（Ｉ′、Ｑ′）の位相に位相差があるとカルテシアンループ方式の帰還増幅装置の動作が不安定となり、最悪の場合には電力増幅器が発振することがある。

この位相差が生じる原因として、帰還路のループ長や電力増幅器の位相特性、温度特性等がある。従って、入力ベースバンド信号（Ｉ、Ｑ）の位相と帰還ベースバンド信号（Ｉ′、Ｑ′）の位相を調整し、その位相差が生じないようにする必要がある。

従来の位相調整は、入力ベースバンド信号の位相θと帰還ベースバンド信号の位相θ′をそれぞれ算出して、その差分で位相差Δθを求め、求めた位相差Δθに基づいて位相調整を行っている（特許文献１参照）。

この入力ベースバンド信号の位相と帰還ベースバンド信号の位相とを検出する位相演算処理回路としては、逆三角関数ａｒｋｔａｎ（Ｑ／Ｉ）を求めるコルディック（ＣＯＲＤＩＣ）法が適用されている。このコルディック法によって逆三角関数を演算する装置として、特許文献２に記載されている逆三角関数演算装置が知られている。

この逆三角関数演算装置は、２^ｋ・ａｒｃｔａｎ（２^ｋ）又はａｒｃｔａｎ（２^ｋ）をｋ＝ｍ−１からｋ＝０まで逐次発生できる定数発生器と、第１のレジスタと、第２のレジスタと、第２のレジスタの内容を２ｋ桁だけ右シフトできる１個のバレル・シフタと、第１のレジスタの内容にバレル・シフタの内容か又は定数発生器の内容を加算又は減算し、第１のレジスタに出力する第１の加減算器と、第２のレジスタの内容に第１のレジスタの内容を加算又は減算する第２の加減算器と、第２のレジスタの符号を入力でき、且つ第１の加減算器と第２の加減算器の行う演算が、加算か減算かを制御できるｍ段のスタックとを備えている。

上記構成を有する逆三角関数演算装置を入力ベースバンド信号用と帰還ベースバンド信号用とに個別に設け、入力ベースバンド信号の位相と、帰還ベースバンド信号の位相との位相差Δθを算出する。

特開平６−６２０６６号公報 特許第２５０４１０２号公報

しかしながら、上記先行技術では、位相差を演算するために、複雑な構成とルックアップテーブルを備えた逆三角関数演算装置を、入力ベースバンド信号用と、帰還ベースバンド信号用との２組設ける必要があり、位相演算処理部の回路規模が大きくなるとともに、演算処理の負荷も大きくなるという課題がある。

そこで、本発明は上記先行技術の課題に着目してなされたものであり、入力ベースバンド信号の位相と帰還ベースバンド信号の位相との位相差を演算するための回路を簡素化できるカルテシアンループ方式の帰還増幅装置及びこれを使用した送信機を提供することを目的としている。

本発明の一態様に係る帰還増幅装置は、ベースバンド信号とローカル信号から直交変調信号を生成する直交変調部と、この直交変調部から出力される直交変調信号を増幅して送信信号として出力する電力増幅器と、送信信号の一部を帰還信号としこの帰還信号とローカル信号から直交復調信号を生成する直交復調部とを備え、直交復調信号をベースバンド信号に負帰還させて非線形歪みを補償する帰還増幅装置であって、ベースバンド信号の位相と直交復調信号の位相との位相差を演算する位相差演算部と、この位相差演算部で演算された位相差が零になるように直交変調部または直交復調部に入力されるローカル信号の位相を調整する位相調整部と、をさらに備え、位相差演算部は、ベースバンド信号及び直交復調信号の何れか一方の信号の直交成分が零となったことを検出する演算開始タイミング判定部と、この演算開始タイミング判定部が直交成分の零を検出した時に、他方の信号の同相成分及び直交成分に基づいて他方の信号の位相を演算し、演算した他方の信号の位相を入力ベースバンド信号の位相と直交復調信号の位相との位相差として出力とする位相演算処理部と、を備えている。

また、本発明に係る送信機の一態様は、送信データからベースバンド信号を生成するベースバンド信号生成部と、このベースバンド信号生成部で生成されたベースバンド信号が入力される上述した帰還増幅装置と、帰還増幅装置から出力される送信信号を送信する送信アンテナとを備えている。

本発明の一態様によれば、ベースバンド信号及び直交復調信号の少なくとも一方の信号の直交成分が零となったときに、他方の信号の同期成分及び直交成分に基づいて算出した位相を位相差とするので、逆三角関数を演算する位相演算処理部を１組設けるだけで済み、先行技術より回路が簡素化されるとともに、演算処理の負荷を軽減することができるカルテシアンループ方式の帰還増幅装置および送信機を提供することができる。

本発明の第１実施形態に係る帰還増幅装置を含む送信機の構成例を示すブロック図である。 図１の位相演算処理部の具体的構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態の動作の説明に供する入力ベースバンド信号及び帰還ベースバンド信号の同期成分及び直交成分で表される点の軌跡を示す特性線図である。 本発明の第２実施形態に係る帰還増幅装置の位相差演算部を示すブロック図である。 第２実施形態の位相差演算処理手順の一例を示すフローチャートである。

次に、図面を参照して、本発明の一実施形態について説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。但し、図面は模式的なものであり、現実のものとは異なることに留意すべきである。したがって、具体的な構成部品については以下の説明を参酌して判断すべきものである。

また、以下に示す実施形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。

以下に、本発明の一実施形態に係る帰還増幅装置を使用した送信機について説明する。

図１に示すように、送信機１０は、カルテシアンループ方式の帰還増幅装置を有する送信機として構成されている。この送信機１０は、送信データからベースバンド信号を生成するベースバンド信号生成部２０、ベースバンド信号生成部２０から出力されたベースバンド信号を直交変調して変調信号を増幅するカルテシアンループ方式の帰還増幅装置３０と、帰還増幅装置３０から出力される送信信号を送信する送信アンテナ５０とを備えている。

ベースバンド信号生成部２０は、入力される送信データからデジタル信号のベースバンド信号の同相成分Ｉｄと直交成分Ｑｄとを生成し、生成したベースバンド信号の同相成分Ｉｄ及び直交成分Ｑｄを帰還増幅装置３０に出力する。

帰還増幅装置３０は、Ｄ／Ａ変換器３１ａ，３１ｂ、ローパスフィルタ３２ａ，３２ｂ、歪補償部３３、直交変調部３４、局部発振器３５、アップコンバータ３６、電力増幅器３７、方向性結合器３８、アッテネータ３９、ダウンコンバータ４０、直交復調部４１、無限移相器４２及び位相差演算部４３を備えている。なお、無限移相器は、ローカル信号の位相を調整する位相調整部である。

Ｄ／Ａ変換器３１ａは、ベースバンド信号生成部２０から入力されるデジタル信号のベースバンド信号の同相成分Ｉｄをアナログ信号の同相成分Ｉａに変換してローパスフィルタ３２ａに出力する。

Ｄ／Ａ変換器３１ｂは、ベースバンド信号生成部２０から入力されるデジタル信号のベースバンド信号の直交成分Ｑｄをアナログ信号の直交成分Ｑａに変換してローパスフィルタ３２ｂに出力する。

ローパスフィルタ３２ａは、Ｄ／Ａ変換器３１ａから出力される同相成分Ｉａの高周波数帯域のノイズ成分を除去して歪補償部３３に出力する。

ローパスフィルタ３２ｂは、Ｄ／Ａ変換器３１ｂから出力される直交成分Ｑａの高周波数帯域のノイズ成分を除去して歪補償部３３に出力する。

歪補償部３３は、減算器３３ａ及び３３ｂと加算器３３ｃ及び３３ｄとを備えている。

減算器３３ａは、ローパスフィルタ３２ａから出力されるノイズ成分を除去したベースバンド信号の同相成分Ｉと、直交復調部４１から出力される帰還ベースバンド信号の帰還同相成分Ｉ′とが入力され、同相成分Ｉと帰還同相成分Ｉ′との同相成分差分δＩ（＝Ｉ−Ｉ′）を算出して加算器３３ｃに供給する。

減算器３３ｂは、ローパスフィルタ３２ｂから出力されるノイズ成分を除去したベースバンド信号の直交成分Ｑと、直交復調部４１から出力される帰還ベースバンド信号の帰還直交成分Ｑ′とが入力され、直交成分Ｑと帰還直交成分Ｑ′との直交成分差分δＱ（＝Ｑ−Ｑ′）を算出して加算器３３ｄに供給する。

加算器３３ｃは、ローパスフィルタ３２ａから出力されるノイズ除去されたベースバンド信号の同相成分Ｉに減算器３３ａから出力される同相成分差分δＩを加算して歪補償した同相成分Ｉ″を直交変調部３４に出力する。

加算器３３ｄは、ローパスフィルタ３２ｂから出力されるノイズ除去されたベースバンド信号の直交成分Ｑに減算器３３ｂから出力される直交成分差分δＱを加算して歪補償した直交成分Ｑ″を直交変調部３４に出力する。

直交変調部３４は、同相成分用変調器３４ａ、直交成分用変調器３４ｂ、９０°移相器３４ｃ及び加算器３４ｄを備えている。

同相成分用変調器３４ａは、歪補償部３３の加算器３３ｃから入力される同相成分Ｉ″で局部発振器３５から出力されるローカル信号を変調した同相成分変調信号Ｉｍを加算器３４ｄに出力する。

直交成分用変調器３４ｂは、歪補償部３３の加算器３３ｄから入力される直交成分Ｑ″で、局部発振器３５から出力された後、９０°移相器３４ｃで９０°移相されたローカル信号を変調した直交成分変調信号Ｑｍを加算器３４ｄに出力する。

加算器３４ｄは、同相成分用変調器３４ａから出力される同相成分変調信号Ｉｍ及び直交成分用変調器３４ｂから出力される直交成分変調信号Ｑｍを加算して変調信号ＳＩＦとして出力する。

アップコンバータ３６は、直交変調部３４からの変調信号ＳＩＦをＲＦ帯域（例えば２６０ＭＨｚ〜２７０ＭＨｚ帯域）の所定の周波数にアップコンバートしてＲＦ信号ＳＲＦに変換し、そのＲＦ信号ＳＲＦを後段の電力増幅器３７に出力する。

電力増幅器３７は、例えばＮチャネルの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を含んで構成され、ドレイン電極に電源ＶＤＣから直流電圧が印加される。この電力増幅器３７でアップコンバータ３６から出力されたＲＦ信号ＳＲＦを増幅して出力送信信号ＳＯＴを生成する。そして、電力増幅器３７は、この出力送信信号ＳＯＴを送信アンテナ５０に出力する。

方向性結合器３８は、電力増幅器３７から送信アンテナ５０に出力される出力送信信号ＳＯＴの一部を帰還送信信号ＳＯＴ′として取り出してアッテネータ３９に出力する。

アッテネータ３９は、帰還出力送信信号ＳＯＴ′のレベルを調整してレベル調整後の帰還ＲＦ信号ＳＲＦ′をダウンコンバータ４０に出力する。

ダウンコンバータ４０は、ＲＦ帯域の帰還ＲＦ信号ＳＲＦ′を所定の周波数にダウンコンバートし、ダウンコンバート後の帰還直交変調信号ＳＩＦ′を直交復調部４１に出力する。

直交復調部４１は、ダウンコンバータ４０から出力される帰還直交変調信号ＳＩＦ′を復調するものである。この直交復調部４１は、同相成分用復調器４１ａ及び直交成分用復調器４１ｂ、９０°移相器４１ｃを備えている。

同相成分用復調器４１ａは、局部発振器３５から出力され無限移相器４２で位相調整されたローカル信号によってダウンコンバータ４０から出力される帰還直交変調信号ＳＩＦ′を復調して得た帰還同相成分Ｉ′を歪補償部３３の減算器３３ａに出力する。

直交成分用復調器４１ｂは、局部発振器３５から出力され無限移相器４２で位相調整され、９０°移相器４１ｃで９０°移相されたローカル信号によってダウンコンバータ４０から出力される帰還直交変調信号ＳＩＦ′を復調して得た帰還直交成分Ｑ′を歪補償部３３の減算器３３ｂに出力する。

このように、帰還増幅装置３０では、帰還同相成分Ｉ′と帰還直交成分Ｑ′をそれぞれ歪補償部３３の減算器３３ａと、減算器３３ｂとに負帰還させてカルテシアンループ方式の歪補償を行っている。

位相差演算部４３は、Ａ／Ｄ変換器４４ａ〜４４ｄと、第１演算開始タイミング判定部４５と、位相演算処理部４６とを備えている。

Ａ／Ｄ変換器４４ａは、歪補償部３３の加算器３３ｃから出力されるベースバンド信号の同相成分Ｉをデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器４４ｃは、直交復調部４１から出力される帰還ベースバンド信号の帰還同相成分Ｉ′をデジタル信号に変換する。

Ａ／Ｄ変換器４４ｂは、歪補償部３３の加算器３３ｄから出力されるベースバンド信号の直交成分Ｑをデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器４４ｄは、直交復調部４１から出力される帰還ベースバンド信号の帰還直交成分Ｑ′をデジタル信号に変換する。

第１演算開始タイミング判定部４５は、Ａ／Ｄ変換器４４ｃ及び４４ｄから入力される帰還ベースバンド信号の帰還同相成分Ｉ′及び帰還直交成分Ｑ′に基づいて入力ベースバンド信号の位相を演算開始するタイミング判定基準（第１演算開始タイミング判定基準）を満たすか否かを判定し、この第１演算開始タイミング判定基準を満たすときに、位相演算処理部４６に対して演算開始指令ｔａを出力する。この第１演算開始タイミング判定基準は、同相成分Ｉ′が０より大きく、且つ直交成分Ｑ′が零となった状態であり、この第１演算開始タイミング判定基準を満たすと、演算開始指令ｔａを位相演算処理部４６に出力する。
第１演算開始タイミング判定部４５で行なう帰還ベースバンド信号（Ｉ′，Ｑ′）が第１演算開始タイミング判定基準を満たすか否かの判定は、送信開始時に行なってもよいし、送信中に所定時間毎に行なってもよいし、経年変化を考慮して一日又は週に一回行なうようにしてもよく、任意のタイミングで行なうことができる。

位相演算処理部４６は、第１演算開始タイミング判定部４５から演算開始指令ｔａが入力されたときに、Ａ／Ｄ変換器４４ａ及び４４ｂから入力される入力ベースバンド信号（Ｉ，Ｑ）の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑに基づいて入力ベースバンド信号の位相θを演算し、演算した位相θを位相差信号Δθとして出力する。この位相演算処理部４６は、図２に示すコルディック演算回路構成を有し、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑに基づいてコルディックアルゴリズムにしたがって位相θを算出し、算出した位相θを入力ベースバンド信号の位相と帰還ベースバンド信号の位相との位相差ΔθとしてＤ／Ａ変換器４７に出力する。

位相演算処理部４６は、図２に示すように、象限変換部５１ａ，５１ｂ、象限レジスタ５２、ビットシフト部５３ａ，５３ｂ、ビット単位演算部５４Ａ〜５４Ｊと、スタックフレームレジスタ５５と、テーブル参照部５６と、角度算出部５７と、位相演算部５８とを備えている。

象限変換部５１ａは、例えば７ビットの同相成分Ｉの符号が正値であるときに“０”、符号が負値であるときに“１”の象限情報ビットｂ１１を象限レジスタ５２に出力するとともに、同相成分Ｉの絶対値をビットシフト部５３ａに出力する。

象限変換部５１ｂは、例えば７ビットの直交成分Ｑの符号が正値であるときに“０”、符号が負値であるときに“１”の象限情報ビットｂ１０を象限レジスタ５２に出力するとともに、直交成分Ｑの絶対値をビットシフト部５３ｂに出力する。

象限レジスタ５２は、象限変換部５１ａ及び象限変換部５１ｂから出力される象限情報ビットｂ１１及びｂ１０を格納する。

ビットシフト部５３ａ及び５３ｂは、入力される象限変換部５１ａ及び５１ｂからの絶対値で表される同相成分Ｉ及び直交成分Ｑに対して左に３ビットシフトさせて、８倍の１０ビットの信号とし、ビット単位演算部５４Ａに供給する。

ビット単位演算部５４Ａは、符号判定部５４ａと２つの加算部５４ｂ及び５４ｃとを備えている。符号判定部５４ａは、ビットシフト部５３ａから出力される１０ビットの同相成分Ｉとビットシフト部５３ｂから出力される１０ビットの直交成分Ｑから直交成分Ｑの符号を判定し、同相成分Ｉと直交成分Ｑが少なくともいずれか一方が正値であるときには“０”、 同相成分Ｉと直交成分Ｑがともに零であるときには原点を表す“１”となる最上位ビットｂ９をスタックフレームレジスタ５５に格納する。

加算部５４ｂは、ビットシフト部５３ａから出力される１０ビットの同相成分Ｉとビットシフト部５３ｂから出力される１０ビットの直交成分Ｑとを加算し、加算値を同相成分Ｉとして次段のビット単位演算部５４Ｂに出力する。

加算部５４ｃは、ビットシフト部５３ｂから出力される直交成分Ｑとビットシフト部５３ａから出力される同相成分Ｉの符号反転した値を加算し、加算値を直交成分Ｑとして次段のビット単位演算部５４Ｂに出力する。

ビット単位演算部５４Ｂは、上述したビット単位演算部５４Ａの加算部５４ｂ及び５４ｃを備えている他、符号判定部５４ｆと１ビットシフト部５４ｄ及び５４ｅを備えている。

符号判定部５４ｆは、ビット単位演算部５４Ａの加算部５４ｃから出力される直交成分Ｑの正負の符号を判定する。ただし、零の場合は正値とする。

１ビットシフト部５４ｄは、ビット単位演算部５４Ａの加算部５４ｂから出力される同相成分Ｉを１ビット右にシフトして１／２倍するとともに、符号判定部５４ｆの判定結果が正値であるときには＋１倍（×１）し、符号が負値であるときに−１倍（×−１）した値を加算部５４ｃの反転入力端子に出力する。

１ビットシフト部５４ｅは、ビット単位演算部５４Ａの加算部５４ｃから出力される直交成分Ｑを１ビット右にシフトして１／２倍するとともに、符号判定部５４ｆの判定結果が正値であるときには＋１倍（×＋１）し、負値であるときには−１倍（×−１）してから加算部５４ｂの非反転入力端子に供給する。

ビット単位演算部５４Ｃは、ビット単位演算部５４Ｂと同一の構成を有するが、１ビットシフト部５４ｄ及び５４ｅに代えて２ビットシフト部５４ｄ及び５４ｅが適用されている。

以下、ビット単位演算部５４Ｄ〜５４Ｉは、ビット単位演算部５４Ｃと同様に、下位のビット単位演算部に行くに従い、順次ビットシフト量が＋１ずつ増加されたビットシフト部５４ｄ及び５４ｅとされ、したがって、ビット単位演算部５４Ｉでは、８ビット右にシフトして１／２^８すなわち１／２５６倍する８ビットシフト部５４ｄ及び５４ｅとされている。

さらに、最終段のビット単位演算部５４Ｊには、ビット単位演算部５４Ｉの加算器５４ｃから出力される直交成分Ｑの符号を判定する符号判定部５４ｆのみが設けられている。

スタックフレームレジスタ５５は、ビット単位演算部５４Ａの符号判定部５４ａから出力されるビットｂ９とビット単位演算部５４Ｂ〜５４Ｊの符号判定部５４ｆから出力されるビットｂ８〜ｂ０とを最上位ビット格納領域から最下位ビット格納領域までの各ビット格納領域に格納する。

テーブル参照部５６は、スタックフレームレジスタ５５に格納された各ビットｂ９〜ｂ０を最上位ビットｂ９から順に読出し、各ビットに対応する位相情報を格納するルックアップテーブル５６ａを参照して、各ビットｂ９〜ｂ０に対応する位置の位相情報を角度算出部５７に順次出力する。

ここで、ルックアップテーブル５６ａは、コルディック法に使用する角度情報が格納されており、図２に示すように、ビットｂ９が“０”であるときに「＋４５度」、ビットｂ９が“１”であるときに「原点０度」、ビットｂ８が“０”であるときに「＋２６．６７度」、ビットｂ８が“１”であるときに「−２６．６７度」、ビットｂ７が“０”であるときに「＋１４．０４度」、ビットｂ７が“１”であるときに「−１４．０４度」、・・・、ビットｂ１が“０”であるときに、「＋０．２２度」、ビットｂ１が“１”であるときに「−０．２２度」、ビットｂ０が“０”であるときに、「＋０．１１度」、ビットｂ０が“１”であるときに、「−０．１１」が設定されている。

角度算出部５７は、テーブル参照部５６から出力される角度情報を順次加算して第１象限（０度〜９０度）の角度θｐを算出し、算出した角度θｐを位相演算部５８に出力する。

位相演算部５８は、象限レジスタ５２からの象限情報と角度算出部５７との角度θｐから同相成分Ｉ及び直交成分Ｑの位相角θを算出する。すなわち、象限情報が第１象限である場合には、角度θｐをそのまま位相角θとし、第２象限である場合には、位相角θをθ＝１８０°−θｐで算出し、第３象限であるときには、位相角θをθ＝１８０°＋θｐで算出し、第４象限であるときには、位相角θをθ＝３６０°−θｐで算出する。そして、位相演算部５８は、算出した位相角θを位相差Δθとして無限移相器４２に出力する。すなわち、位相演算処理部４６での位相演算は、帰還同相成分Ｉ′が“０”より大きく、且つ帰還直交成分Ｑ′が“０”であるときに入力される演算開始指令によって開始されるので、入力ベースバンド信号の位相θがそのまま入力ベースバンド信号の位相と帰還ベースバンド信号の位相との位相差Δθとなる。なお、上記の説明は、入力ベースバンド信号の位相を演算するものだが、帰還ベースバンド信号の位相θ′を演算するときも同様の演算処理を行い、演算で求めた帰還ベースバンド信号の位相θ′がそのまま入力ベースバンド信号の位相と帰還ベースバンド信号の位相との位相差Δθとなる。従って、いずれの場合でも位相を演算する位相演算処理部４６は１系統ですむ。

Ｄ／Ａ変換器４７は、位相演算処理部４６から出力されるデジタル信号の位相差Δθをアナログ信号に変換して無限移相器４２に位相調整信号ＳΔθとして出力し、この無限移相器４２で、位相差Δθが“０”となるように局部発振器３５からのローカル信号の位相を調整する。

なお、無限移相器４２は、図１の直交復調部４１側に配置する代わりに、直交変調部３４側に配置して、直交変調部３４に入力されるローカル信号の位相を調整するようにしてもよい。

この位相調整について図３を用いて説明する。

入力ベースバンド信号（Ｉ，Ｑ）と帰還ベースバンド信号（Ｉ′、Ｑ′）は図３で特性線Ｌ１及びＬ２で示すように、絶えず変化している。このため、ある時点での入力ベースバンド信号（Ｉ，Ｑ）と帰還ベースバンド信号（Ｉ′，Ｑ′）の位相を同時に検出して位相差を算出するには、図２に示す位相演算処理部４６を入力ベースバンド信号用と帰還ベースバンド信号用との２組が必要とになり、位相差演算部の回路規模が大きくなるとともに、演算処理の負担も２倍になる。

本実施形態では、第１演算開始タイミング判定部４５で、帰還ベースバンド信号（Ｉ′，Ｑ′）に基づいて位相差演算を開始するタイミングを判定している。すなわち、図３に示すように、入力ベースバンド信号（Ｉ，Ｑ）及び帰還ベースバンド信号（Ｉ′，Ｑ′）が絶えず変化している状態の中で、帰還ベースバンド信号の帰還同相成分Ｉ′が０より大きく、且つ帰還直交成分Ｑ′が“０”を検出したときに、演算開始指令を位相演算処理部４６に出力する。

すなわち、図３のＰ′点で帰還ベースバンド信号の帰還同相成分Ｉ′が零より大きく且つ直交成分Ｑ′が“０”となっており、この時点で、第１演算開始タイミング判定部４５から演算開始指令が位相演算処理部４６に出力される。このときの帰還ベースバンド信号（Ｉ′，Ｑ′）の位相は０°である。

このため、位相演算処理部４６では、Ａ／Ｄ変換器４４ａ及び４４ｂから入力ベースバンド信号（Ｉ，Ｑ）を読込み、図２に示すコルディック演算回路で、入力ベースバンド信号（Ｉ，Ｑ）の位相θの演算処理を開始する。

すなわち、位相演算処理部４６では、前述したように、入力ベースバンド信号の７ビットの同相成分Ｉ及び直交成分Ｑについて象限変換部５１ａ及び５１ｂで象限を検出する。この場合、帰還ベースバンド信号のＰ′点はＩ′＝＋１，Ｑ′＝０であり、入力ベースバンド信号のＰ点はＩ＝＋１，Ｑ＝＋２であり、Ｐ点及びＰ′点がともに第１象限に存在している。

このとき、直交成分Ｑを７ビットで表すと「０００００１０」となり、同相成分Ｉは７ビットで表すと「００００００１」となる。

このため、象限変換部５１ａ及び５１ｂからは入力ベースバンド信号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑがそのまま出力されるとともに、第１象限を表すともに“０”となるビットｂ１１及びビット１０が「００」として象限レジスタ５２に格納される。

象限変換部５１ａ及び５１ｂから出力される７ビット信号の入力ベースバンド信号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑは、ビットシフト部５３ａ及び５３ｂで、３ビット左にシフトして１０ビットのＱ＝「０００００００１００００」＝１６及びＩ＝「００００００００１０００」＝８となり、８倍の値となる。このように、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを３ビット左にシフトすることにより、例えばＩ＝１，Ｑ＝２で±０．２度以内の演算精度を確保することができる。

この１０ビットの同相成分Ｉ及び直交成分Ｑは、ビット単位演算部５４Ａに供給される。原点であるときのみ同相成分Ｉ及び直交成分Ｑの全てのビットｂ９〜ｂ０が“０”となる。このため、符号判定部５４ａでは、原点であるときには“１”のビットｂ９をスタックフレームレジスタ５５の最上位ビット領域に格納し、それ以外は“０”のビットｂ９をスタックフレームレジスタ５５の最上位ビット領域に格納する。

上記の例では、Ｑ＝１６であるので、ビットｂ９が“０”にセットされる。

そして、直交成分Ｑ＝１６がそのまま加算部５４ｂ及び５４ｃに供給される。加算部５４ｂでは、同相成分Ｉ＝８に直交成分Ｑ＝１６が加算されるので、両者の加算値である同相成分Ｉ＝８＋１６＝２４となる。加算器５４ｃでは、ビットシフト部５３ｂから出力されるＱ＝１６から同相成分Ｉ＝８が減算されるので、両者の加算値でしる直交成分Ｑ＝１６−８＝８となる。

これら同相成分Ｉ＝２４及び直交成分Ｑ＝８が次段のビット単位演算部５４Ｂに供給される。このビット単位演算部５４では、符号判定部５４ｆで直交成分Ｑ＝８で正値であるので、ビットｂ８を“０”にセットし、スタックフレームレジスタ５５の最上位から２番目のビット格納領域に格納する。

このビット単位演算部５４Ｂでは、入力される同相成分Ｉ＝２４と符号判定部５４ｆから出力される直交成分Ｑ＝８が１ビットシフト部５４ｄ及び５４ｅでそれぞれ１ビット右にシフトされるので、１／２^１倍されて、同相成分Ｉ＝２４／２＝１２，直交成分Ｑ＝８／２＝４となる。このため、加算部５４ｂでは、同相成分Ｉ＝２４＋４＝２８となり、加算部５４ｃでは、直交成分Ｑ＝８−１２＝−４となる。これら同相成分Ｉ＝２８及び直交成分Ｑ＝−４が次段のビット単位演算部５４Ｃに入力される。

このビット単位演算部５４Ｃで、符号判定部５４ｆがＱ＝−４であるので、ビットｂ７が“１”にセットされてスタックフレームレジスタ５５の最上位ビットから３番目のビット格納領域に格納される。また、入力される同相成分Ｉ＝２８及び符号判定部５４ｆから出力される直交成分Ｑ＝−４が２ビットシフト部５４ｄ及び５４ｅでそれぞれ２ビット右にシフトされるので、１／２^２＝１／４倍されて、２８／４及び−１となり、符号判定部５４ｆの判定結果が負値であるので、両者がさらに−１倍されて−２８／４及び＋１となる。このため、加算部５４ｂでは同相成分Ｉ＝２８＋１＝２９となり、加算部５４ｃでは、直交成分Ｑ＝−４−１×（−２８／４）＝＋３となる。これら同相成分Ｉ＝２９及び直交成分Ｑ＝＋３が次段のビット単位演算部５４Ｄに供給される。

以後、同様の演算が行われて、ビットｂ６＝“０”、ビットｂ５＝“１”、ビットｂ４＝“０”、ビットｂ３＝“０”、ビットｂ２＝“１”、ビットｂ１＝“０”、ビットｂ０＝１にセットされ、これらがスタックフレームレジスタ５６の各ビット格納領域に格納され、最終的にスタックフレームレジスタ５５の各ビット領域に「００１０１００１０１」が格納される。

スタックフレームレジスタ５５に全てのビットｂ９〜ｂ０が格納されると、テーブル参照部５７で各ビットｂ９〜ｂ０を順に読出し、ルックアップテーブル５６ａを参照して、ビットｂ９〜ｂ０に対応する角度情報を読出し、角度算出部５７に供給する。

このとき、ビットｂ９〜ｂ０が「００１０１００１０１」であるので、ルックアップテーブル５６ａから「＋４５度」、「＋２６．５７度」、「−１４．０４度」、「＋７．１３度」、「−３．５８度」、「＋１．７９度」、「＋０．９０度」、「−０．４５度」、「＋０．２２度」及び「−０．１１度」が読出される。

これらが角度算出部５７で加算されるので、０度〜９０度の範囲の位相角θｐとしてθｐ＝６３．４３度が算出される。

そして、象限レジスタ５２に保持されている象限情報と位相θｐとを位相演算部５８に供給することにより、存在する象限を加味した位相角θを算出し、この位相角θを位相差Δθとして無限移相器４２に出力する。

このように、本実施形態では、帰還ベースバンド信号（Ｉ′，Ｑ′）の同相成分Ｉ′及び直交成分Ｑ′がＩ′＞０であり、Ｑ′が零となったとき、すなわち、帰還ベースバンド信号の位相が０°となったときに、入力ベースバンド信号の位相θを位相演算部４５ｂで算出することにより、入力ベースバンド信号の位相θがそのまま入力ベースバンド信号の位相と帰還ベースバンド信号の位相との位相差Δθとなる。

このため、逆三角関数ａｒｋｔａｎ（Ｑ／Ｉ）を演算する位相演算処理部４６を入力ベースバンド信号用に１組設けるだけで済み、前述した従来例のように入力ベースバンド信号用及び帰還ベースバンド信号用に２組設ける場合に比較して回路規模を縮小して簡素化が図ることができる。しかも、位相角の演算は入力ベースバンド信号に対してのみ行なうので、演算処理の負荷も軽減することができる。

なお、上記第１の実施形態では、帰還ベースバンド信号の同相成分Ｉ′が０より大きく、且つ直交成分Ｑ′が零となったときに、入力ベースバンド信号の位相を演算して入力ベースバンド信号の位相と帰還ベースバンド信号の位相との位相差Δθを算出する場合について説明した。しかしながら、本発明は上記構成に限定されるものではなく、入力ベースバンド信号の同相成分Ｉが０より大きく、且つ直交成分Ｑが零なったときに、帰還ベースバンド信号の位相θ′を演算して入力ベースバンド信号の位相と帰還ベースバンド信号の位相との位相差Δθを算出するようにしてもよい。また、本実施例では位相差Δθの算出を、コルディック法を用いて第一象限で行っているが、位相差Δθの算出は第２象限から第４象限で行うこともできる。

次に、本発明の第２の実施形態を図４及び図５について説明する。

第１の実施形態では演算開始タイミング判定部を１つしか備えていなかったが、この第２の実施形態は、入力ベースバンド信号と帰還ベースバンド信号のそれぞれに演算開始タイミング判定部を備えることにより、入力ベースバンド信号と帰還ベースバンド信号の両方で演算開始タイミングを検出できるようにし、何れか一方の信号が演算開始タイミングを検出すると、他方の信号で位相演算できるようにしたものである。

すなわち、第２の実施形態では、位相差演算部４３に、図４に示すように、第２判定部としての第２演算開始タイミング判定部６１及び入力ベースバンド信号と帰還ベースバンド信号の何れか一方の信号を位相演算するための選択部としてのセレクタ６２とが追加されている。

第２演算開始タイミング判定部６１は、第１演算開始タイミング判定部４５と同一の構成を有し、入力ベースバンド信号（Ｉ，Ｑ）の演算開始タイミングを判定する。この第２演算開始タイミングの判定は、同相成分Ｉが０より大きく、且つ直交成分Ｑが零となった場合に、第２演算開始タイミング基準を満たすものと判定し、演算開始指令ｔｂを位相演算処理部４６に出力するとともに、セレクタ６２に出力する。

セレクタ６２は、第１演算開始タイミング判定部４５から演算開始指令ｔａが入力されたときに、Ａ／Ｄ変換器４４ａ及び４４ｂから出力される入力ベースバンド信号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを選択して位相演算処理部４６に出力し、第２演算開始タイミング判定部６１から演算開始指令ｔｂが入力されたときに、Ａ／Ｄ変換器４４ｃ及び４４ｄから出力される帰還ベースバンド信号の帰還同相成分Ｉ′及び帰還直交成分Ｑ′を選択して位相演算処理部４６に出力する。

位相演算処理部４６では、演算開始指令ｔａ（又はｔｂ）が入力されたときに、セレクタ６２から同相成分Ｉ（又はＩ′）及び直交成分Ｑ（又はＱ′）を読込み、入力ベースバンド信号（又は帰還ベースバンド信号）の位相θ（又はθ′）を演算し、これを位相差Δθとして無限移相器４２に出力する。

その他の構成については前述した第１実施形態と同様の構成を有し、図１との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。

次に、上記第２実施形態の動作を、位相差演算部４３の位相演算処理手順を表す図５のフローチャートを用いて説明する。

先ず、ステップＳ１１で、入力ベースバンド信号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑと、帰還ベースバンド信号の帰還同相成分Ｉ′及び帰還直交成分Ｑ′をＡ／Ｄ変換器４４ａ〜４４ｄを介して取得する。

次いで、ステップＳ１２に移行して、入力ベースバンド信号の同相成分Ｉが０より大きく、且つ直交成分Ｑが０である第２演算開始タイミング判定基準を満たすか否かを判定する。この判定結果が、第２演算開始タイミング判定基準を満たす場合には、ステップＳ１３に移行して、帰還ベースバンド信号の帰還同相成分Ｉ′及び帰還直交成分Ｑ′に基づいて帰還ベースバンド信号の位相θ′を算出してからステップＳ１６に移行する。

ステップＳ１２の判定結果が、第２演算開始タイミング判定基準を満たさない場合には、ステップＳ１４に移行して、帰還ベースバンド信号の帰還同相成分Ｉ′が０より大きく、且つ帰還直交成分Ｑ′が０である第１演算開始タイミング判定基準を満たすか否かを判定する。この判定結果が、第１演算開始タイミング判定基準を満たさない場合には、前記ステップＳ１１に戻る。ステップＳ１４の判定結果が、第１演算開始タイミング判定基準を満たす場合には、ステップＳ１５に移行して、入力ベースバンド信号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑに基づいて入力ベースバンド信号の位相θを算出する。

ステップＳ１６では、ステップＳ１３で算出した帰還ベースバンド信号の位相θ′及びステップＳ１５で算出した入力ベースバンド信号の位相θを入力ベースバンド信号の位相と帰還ベースバンド信号の位相との位相差Δθとして無限移相器４２に出力し、無限移相器４２は入力ベースバンド信号の位相と帰還ベースバンド信号の位相が一致するように制御する。

次いで、ステップＳ１７に移行して、送信が停止したか否かを判定し、送信が継続している場合には、前記ステップＳ１１に戻り、送信が停止したときには送信処理を終了する。

したがって、第２実施形態によると、先ず、入力ベースバンド信号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑが第２演算開始タイミング判定部６１で第２演算開始タイミング判定基準を満たすか否かを判定し、第２演算開始タイミング判定基準を満たさない場合には、帰還ベースバンド信号の帰還同相成分Ｉ′及び帰還直交成分Ｑ′が第１演算開始タイミング判定部４５で第１演算開始タイミング判定基準を満たすか否かを判定し、第１演算開始タイミング判定基準を満たさない場合には、上記処理を繰り返す。そして、入力ベースバンド信号（又は帰還ベースバンド信号）が第２（又は第１）演算開始タイミング判定基準を満たしたときに、帰還ベースバンド信号（又は入力ベースバンド信号）の位相θ′（又はθ）を算出し、算出した位相θ′（又はθ）を入力ベースバンド信号の位相と帰還ベースバンド信号の位相との位相差Δθとして無限移相器４２に出力する。

このため、第２実施形態では、入力ベースバンド信号と帰還ベースバンド信号のそれぞれに演算開始タイミング判定部を備えることにより、第１実施形態より位相演算するタイミングを早期に検出できることで、カルテシアンループ方式の帰還増幅器の動作を早期に安定させることができる。

なお、上記第２の実施形態では、最初に入力ベースバンド信号が第２演算開始タイミング判定部６１で第２演算開始タイミング判定基準を満たすか否かを判定し、次いで帰還ベースバンド信号が第１演算開始タイミング判定部４５で第１演算開始タイミング判定基準を満たすか否かを判定する場合について説明した。しかしながら、本発明は、上記に限定されるものではなく、最初に帰還ベースバンド信号が第１演算開始タイミング判定部４５で第１演算開始タイミング判定基準を満たすか否かを判定し、次いで入力ベースバンド信号が第２演算開始タイミング判定部６１で第２演算開始タイミング判定基準を満たすか否かを判定するようにしてもよい。

また、上記第１及び第２の実施形態では、第１または第２演算開始タイミング判定基準として、同相成分ＩまたはＩ′が０より大きく、且つ直交成分ＱまたはＱ′が零である場合を設定したが、これに限定されるものではなく、少なくとも直交成分Ｑ′が零を含み例えば±０．２度程度の許容範囲内である場合を演算開始タイミング判定基準とするようにしてもよい。

以上、特定の実施形態を参照して本発明を説明したが、これらの説明によって発明を限定することを意図するものではない。本発明の説明を参照することにより、当業者には、開示された実施形態の種々の変形例とともに本発明の別の実施形態も明らかである。したがって、特許請求の範囲は、本発明の範囲及び要旨に含まれるこれらの変形例又は実施形態も網羅すると解すべきである。

１０…送信機、２０…ベースバンド信号生成部、３０…帰還増幅装置、３１ａ，３１ｂ…Ｄ／Ａ変換器、３２ａ，３２ｂ…ローパスフィルタ、３３…歪補償部、３３ａ，３３ｂ…減算器、３３ｃ，３３ｄ…加算器、３４…直交変調部、３４ａ…同相成分用変調器、３４ｂ…直交成分用変調器、３４ｃ…９０°移相器、３４ｄ…加算器、３５…局部発振器、３６…アップコンバータ、３７…電力増幅器、３８…方向性結合器、３９…アッテネータ、４０…ダウンコンバータ、４１…直交復調部、４１ａ…同相成分用復調器、４１ｂ…直交成分用復調器、４１ｃ…９０°移相器、４２…無限移相器、４３…位相差演算部、４４ａ〜４４ｄ…Ａ／Ｄ変換器、４５…第１演算開始タイミング判定部、４６…位相演算処理部、４７…Ｄ／Ａ変換器、５１ａ，５１ｂ…象限変換部、５２…象限レジスタ、５３ａ，５３ｂ…ビットシフト部、５４Ａ〜５４Ｊ…ビット単位演算部、５４ａ，５４ｆ…符号判定部、５４ｂ，５４ｃ…加算部、５４ｄ，５４ｅ…ビットシフト部、５５…スタックフレームレジスタ、５６…テーブル参照部、５６ａ…ルックアップテーブル、５７…角度算出部、５８…位相演算部、６１…第２演算開始タイミング判定部、６２…セレクタ

Claims (4)

1. ベースバンド信号とローカル信号から直交変調信号を生成する直交変調部と、
   該直交変調部から出力される直交変調信号を増幅して送信信号として出力する電力増幅器と、
   前記送信信号の一部を帰還信号とし該帰還信号と前記ローカル信号から直交復調信号を生成する直交復調部とを備え、
   前記直交復調信号を前記ベースバンド信号に負帰還させて非線形歪みを補償する帰還増幅装置であって、
   前記ベースバンド信号の位相と前記直交復調信号の位相との位相差を演算する位相差演算部と、
   該位相差演算部で演算された位相差が零になるように前記直交変調部または前記直交復調部に入力される前記ローカル信号の位相を調整する位相調整部と、をさらに備え、
   前記位相差演算部は、
   前記ベースバンド信号及び前記直交復調信号の何れか一方の信号の直交成分が零となったことを検出する演算開始タイミング判定部と、
   該演算開始タイミング判定部が直交成分の零を検出した時に、他方の信号の同相成分及び直交成分に基づいて他方の信号位相を演算し、演算した他方の信号の位相を前記位相差として出力する位相演算処理部と、
   を備えていることを特徴とする帰還増幅装置。
2. 前記演算開始タイミング判定部が直交成分の零、且つ同相成分の正を検出した時に、前記位相演算処理部は位相差を演算することを特徴とする請求項１に記載の帰還増幅装置。
3. 前記演算開始タイミング判定部は、
   前記ベースバンド信号の直交成分が零となったことを検出する第１判定部と、
   前記直交復調信号の直交成分が零となったことを検出する第２判定部と、
   該第１判定部及び該第２判定部の何れか一方がそれぞれの直交成分が零となったことを検出した時に、他方の信号を選択して前記位相演算処理部に供給する選択部とをさらに備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載の帰還増幅装置。
4. ベースバンド信号を生成するベースバンド信号生成部と、
   該ベースバンド信号生成部で生成されたベースバンド信号が入力される前記請求項１から３の何れか１項に記載の帰還増幅装置と、
   前記帰還増幅装置から出力される送信信号を送信する送信アンテナと
   を備えたことを特徴とする送信機。

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