JP2007020192A - 伝送構造、伝送構造を有するトランシーバ、および、信号処理方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】出力信号におけるディストーションを簡単に決定することができる伝送構造を提供する。
【解決手段】伝送構造は、周波数変調信号(φ(k))を供給するための第1信号入力部(71)と、振幅変調信号(r(k))を供給するための第2信号入力部(72)と、位相ロックループ(6)と、増幅装置(2)とを備えている。増幅装置(2)は、制御接続部(23)を介して、第2信号入力部(72)に接続されている。増幅装置(2)の信号入力部(21)は、位相ロックループ(6)の出力部(61)に接続されている。フィードバックパスに、局部発振器入力部(31)を有する変換装置(3)が設けられている。この変換装置は、増幅装置(2)の出力部から引き出された信号を、局部発振器信号を用いて、第1成分(I’)と第2成分(Q’)とに分割するように構成されている。
【選択図】図1
【解決手段】伝送構造は、周波数変調信号(φ(k))を供給するための第1信号入力部(71)と、振幅変調信号(r(k))を供給するための第2信号入力部(72)と、位相ロックループ(6)と、増幅装置(2)とを備えている。増幅装置(2)は、制御接続部(23)を介して、第2信号入力部(72)に接続されている。増幅装置(2)の信号入力部(21)は、位相ロックループ(6)の出力部(61)に接続されている。フィードバックパスに、局部発振器入力部(31)を有する変換装置(3)が設けられている。この変換装置は、増幅装置(2)の出力部から引き出された信号を、局部発振器信号を用いて、第1成分(I’)と第2成分(Q’)とに分割するように構成されている。
【選択図】図1
Description
本発明は、伝送構造、および、伝送構造を有するトランシーバに関するものである。さらに、本発明は、信号処理方法に関するものである。
とりわけ、最新のトランシーバは、その伝送パス用に極性伝送器を使用している。この構想では、伝送されるデータは、その位相成分および振幅成分にそれぞれ分割される。振幅成分および位相成分は、非常に多くの場合、デジタル信号として提供される。位相成分(いわゆる位相変調ワード)は、周波数変調または位相変調された搬送波信号を生成する位相ロックループを駆動するために使用される。この位相成分は、電力増幅器へ供給される。電力増幅器の利得は、振幅成分(振幅変調ワード)に応じて変更される。その結果、搬送波信号の振幅変調と同時に、周波数変調または位相変調が生じる。
エラーを最小にしたデータ伝送を確実なものとするために、伝送パスの出力信号は、できるだけ線形に入力信号を再現している必要がある。しかしながら、実際の形態では、多くの場合、非線形の伝送特性を有している電力増幅器が、その電力消費の少なさのゆえに使用される。図6に、一般的な電力増幅器の、いわゆる振幅/振幅ディストーション(AM/AM)または振幅/位相ディストーション(AM/PM)をそれぞれ示す。したがって、部分図6Aは、電力増幅器の出力振幅AAMは電力増幅器への信号の入力振幅EAMに依存している、ということを示す。同様に、電力増幅器によって供給された増幅信号の出力位相も、部分図6Bに示すように、信号の入力振幅に応じて変化する。
AM/AMディストーションまたはAM/PMディストーションとそれぞれ呼ばれるこれらのディストーションを修正するために、最新の通信装置の伝送パスには、プレディストーションユニットが設けられている。プレディストーションユニットにおいて、入力振幅に応じて係数が選択され、これらの係数は、入力信号をプレディストーションするために使用される。その結果、できる限り理想的に増幅された信号が、電力増幅器の出力部に生成される。
WO 01/65684
WO 01/65682
DE 10029117
しかしながら、考慮されるパラメータによっては、使用されるプレディストーション係数の数は、非常に大きくなる。その結果、メモリーの使用率が高くなり、製造時における校正基準が複雑になる。
したがって、他の可能性としては、増幅器によって供給された信号をフィードバックし、伝送パスの個々の素子によって引き起こされるディストーションを決定することである。したがって、このことにより、プレディストーション係数を決定できる。図5に、伝送パスに設けられたこのような極性伝送器の一形態を示す。この形態では、電力増幅器2によって振幅変調された搬送波信号は、その出力部22に供給され、アンテナ5を介して発信される。出力信号の一部は、方向性結合器31によって引き出され、フィードバックパス3aへ供給される。フィードバックパス3aは、例えばトランシーバの受信パスによって形成することができる。フィードバックパスでは、復調と、同相成分I’および直交成分Q’への変換とが生じる。このプロセスの間に、信号を受信するために使用される局部発振器信号を図示したように使用する。
本願発明の目的は、出力信号におけるディストーションを簡単に決定することができる伝送構造を提供することにある。また、トランシーバは、線形増幅信号の供給のための手間が可能な限り少なくて済むように特定される。本願発明の他の目的は、信号におけるディストーションを簡単に決定して供給することができる信号処理方法を提供することにある。
これらの目的は、独立請求項1、13及び14の主題によって達成される。実施形態及び改変は、従属請求項の主題である。
提案した原理に従えば、伝送構造の実施形態は、周波数変調信号を供給するための第1信号入力部と、振幅変調信号を供給するための第2信号入力部と、出力部と修正入力部とを有する位相ロックループとを備える。修正入力部は、第1信号入力部に結合されている。位相ロックループの出力部は、増幅装置に接続されている。増幅装置は、第2信号入力部に結合された制御接続部を有している。さらに、増幅装置の出力部に入力部が接続され、増幅装置によって供給される信号の比率をフィードバックするフィードバックパスが設けられている。フィードバックパスは、局部発振入力部を有する変換装置を備えている。変換装置は、局部発振入力部における信号を使用して、入力部に現れた信号を第1成分と第2成分とに分割するように構成されている。本発明の実施形態において、局部発振入力部は、位相ロックループの出力部に結合されている。
本発明の他の実施形態において、伝送構造は、第1信号入力部と、第2信号入力部と、周波数変調部分信号と、周波数変調部分信号から振幅変調された出力信号を生成する極性伝送器とを備えている。極性伝送器は、伝送構造の第1及び第2信号入力部に接続されている。出力結合ユニットは、極性伝送器の出力部に接続されている。伝送構造は、また、出力結合ユニットに接続された復号装置を備えている。復号装置は、周波数変調局所発振信号によって、供給された信号を第1及び第2成分変換するように構成されており、周波数変調局所発振信号は、極性伝送器の周波数変調部分信号に基づいている。
本発明では、周波数変調局所発振信号が供給される変換装置は、従って、ディストーションを決定するために使用される。この局所発振信号は、極性伝送器、または、極性伝送器の位相ロックループによって供給される。本発明では、変換装置の局所発振接続部は、増幅装置の入力部に結合されている。増幅装置及び局所発振入力部は、このように、同じ周波数変調信号が供給される。
周波数変調信号、及び増幅器の入力信号の使用により、周波数変調が考慮され、フィードバック信号の変換の間、局所発振信号に基づいて、変換装置によって補償される。従って、変換信号は、後段の増幅装置によって引き起こされる直接的エラー及びディストーションを反映する。電力増幅器によって引き起こされるAM/AMディストーションまたは、AM/PMディストーションが、復調されて決定される。この追加の情報を使用して、入力信号のさらなるディストーションが実行され、簡単に修正される。
本発明の実施形態によれば、電力増幅器の特性において、予め予測できない、ゆっくりとした変更が可能になり、適切なプレディストーションによって決定され修正される。これらの変更は、とりわけ、温度変動、電力増幅器の出力部における定常波比率の変更、エージング現象及び電力増幅器の供給電圧の変更を含む。
本発明のある実施形態では、伝送構造は、第1成分及び第2成分から周波数変調ワード及び振幅変調ワードを供給する変換装置を備える。この実施形態の1つの改変では、変換装置は、同相成分と直交成分とを振幅成分及び位相成分に変換するように構成されている。本発明の他の実施形態では、増幅装置によって供給される信号の一部を引き出すための方向性結合器がフィードバックパス内に設けられる。この結合器は、変換装置に結合される。ある改変において、方向性結合器は、出力部分をあるレベルに減衰させるためにも使用される。この目的のために、ある実施形態では、方向性結合器は、追加の減衰要素を有する。
本発明の改変では、入力部において伝送されるべき信号が供給されるディストーションユニットが設けられる。出力部において、ディストーション装置は、伝送構造の第1及び第2信号入力部に接続されている。ディストーションユニットは、調整可能な係数に応じて供給された信号をディストーションして、出力部に供給するように構成されている。
ある実施形態では、ディストーションユニットは、プレディストーション係数が格納されたメモリを有している。これらのプレディストーション係数は、入力部に供給された信号の振幅に応じて選択される。プレディストーション係数は、少なくとも1個の増幅装置の非線形伝送特性を少なくとも部分的に修正するように構成される。
本発明の改変では、ディストーションユニットは、変換装置に接続されて復調信号を供給する第2制御入力部を有している。この実施形態では、復調エラー信号がディストーションユニットに供給され、ディストーションの間考慮される。本発明の実施形態では、ディストーションユニットは、変換装置の前に接続される。ディストーションユニットは、このように、第1及び第2成分、そして好ましくは同相及び直交成分をディストーションするために使用される。
他の実施形態では、ディストーションユニットは、位相ロックループの修正入力部、及び/または、増幅装置の制御接続部の前に配置される。ディストーションユニットは、ここでは、調整可能な係数に応じて、振幅変調ワードまたは周波数変調ワードを変更するように構成される。
その出力信号が電力増幅器によって供給された信号の位相ディストーション、または、振幅ディストーションを有する変換装置によれば、振幅変調ワード及び位相変調ワードのために決定された追加の修正が可能になる。この目的のために、追加のディストーションユニットが、ある実施形態では、位相ロックループの修正入力部の前に設けられる。追加のディストーションユニットには、変換装置または変換装置からの信号によって生成された信号が供給される。
本発明に係る伝送構造は、とりわけ、トランシーバに使用され得る。この目的のために、トランシーバは、伝送構造と、信号を受信して復調するように構成された受信パスとを有する。受信パスは、変換装置を有している。変換装置は、局所発振入力部を有する伝送構造の位相ロックループの出力部に結合され得る。その結果、受信パスは、トランシーバにおけるエラー信号の復調にも使用される。この目的のために、受信パスにおける変換装置の局所発振入力部は、電力増幅器の入力部に結合されている。変換装置の局所発振入力部には、このように、周波数変調搬送信号が局所発振信号として供給される。
本発明に係る信号処理方法は、位相変調信号を供給し、振幅変調信号を供給するステップと、位相変調信号に応じて位相変調搬送信号を生成するステップと、振幅変調信号に応じて位相変調搬送信号を増幅するステップと、増幅した搬送信号の一部を引き出すステップと、位相変調搬送信号からの局所発振信号に基づいて、引き出された増幅搬送信号の一部を周波数変換するステップとを包含する。
この周波数変換により、周波数変調が修正され、増幅によって引き起こされたディストーションのみが考慮される。周波数変換によるエラー信号は、このように、容易にプレディストーションに使用され得る。
本発明の改変によれば、方法は、また、周波数変換成分からプレディストーション係数を生成し、生成した係数で、位相変調信号、または振幅変調信号を修正するステップを包含する。
以下の文章では、複数の実施例を参考にして本発明を詳しく説明する。ただし、図に示す実施形態には全く制限されない。個々の特徴を互いに任意に組み合わせることができる。図示した極性伝送器とは別に、極性変調器を使用することもできる。図1は、本発明の原理を示すブロック図である。図2は、本発明の一実施形態を示す図である。図3は、伝送パスの他の一実施形態を示す図である。図4は、本発明のトランシーバの一実施形態を示す図である。図5は、発明者の知っているトランシーバを示す図である。図6Aおよび図6Bは、位相ディストーションと振幅ディストーションとをそれぞれ示すグラフである。
図1に本発明のブロック図を示す。この伝送構造は、集積回路として半導体基板に実施されている。この伝送構造は、デジタル同相成分I(k)とデジタル直交成分Q(k)とをそれぞれ供給するための第1入力部100と、第2入力部101とを備えている。これらの成分は、ベースバンドユニット(図示せず)によって提供される。この構造では、ベースバンドユニットは、選択されたモバイル通信標準に使用される変調の種類を考慮する。伝送される2値データは、組み合わされ、いわゆる符号が形成される。これらの符号には、個々のiおよびqの値が割り当てられている。これらの符号は、符号クロック重み付けkと共に、同相成分および直交成分として、本発明に係る伝送構造へ供給される。
入力部100・101は、それぞれ、変換装置7に接続されている。変換装置7は、デジタル位相変調ワードφ(k)および関連付けられたデジタル振幅変調ワードr(k)を、同相位相成分I(k)と直交位相成分Q(k)とから生成する。位相変調ワードφ(k)は、iQ平面上のx軸と伝送される符号との角度を表している。
位相変調ワードφ(k)を供給するための変換装置7の出力部71は、位相ロックループ6の修正入力部63に接続されている。位相変調ワードφ(k)から、位相ロックループ6は、それぞれ周波数変調され、および、位相変調された搬送波信号を生成し、その出力部61に供給する。出力部61は、電力増幅器2の信号入力部21に接続されている。位相ロックループ6と電力増幅器2とは、極性伝送器1の一部である。
電力増幅器2は、制御入力部23をさらに備えている。制御入力部23は、変換装置7の振幅変調ワードr(k)を供給するための第2出力部72に接続されている。変換装置7の2つの出力部71・72は、極性伝送器1のための第1および第2の信号入力部でもある。
修正入力部23に供給される振幅変調ワードr(k)により、電力増幅器2は、その供給電圧を変更する。その結果生じた供給電圧の変調は、利得も変更する。その結果、入力端に供給される、既に位相変調された搬送波信号は、その振幅が変調される。したがって、電力増幅器2の供給電圧は、供給された振幅変調ワードr(k)によって変調され、このようにして、振幅変調が搬送波信号に適用される。振幅および位相の変調された信号は、電力増幅器2の出力部22を介してアンテナ5へ供給される。
電力増幅器2によって構成される伝送線は非線形なので、図6Aおよび図6Bに示す振幅/振幅ディストーションまたは振幅/位相ディストーションが生じる可能性がある。これらのディストーションは、例えば、電力増幅器2の出力部22における定常波比率の変化によって引き起こされる可能性がある。その原因は、例えば、金属表面での付加屈折などによるアンテナの周囲環境の変化である。さらに、電力増幅器2の伝送特性は、温度の変動によって変化することもある。
上記で例に挙げた変化により、出力信号がディストーションされ、データにエラーが生じる。ディストーションの規模または発生を事前にはっきりと決定することができないので、ディストーションにより生じるエラーを決定するための変換装置3を有するフィードバックパスが、本発明の伝送構造に設けられている。フィードバックパスは、増幅器2によって供給された信号の一部を引き出すための方向性結合器31を備えている。
変換装置3は、この実施形態ではI/Q復調器として構成されている。I/Q復調器は、2つのパッシブミキサ32・33を備えている。2つのパッシブミキサ32・33の第1信号入力部は、方向性結合器31の出力部に接続されている。位相ロックループ6によって供給された周波数変調信号は、局部発振器信号としてミキサ32へ供給される。このため、パッシブミキサ32の局部発振器入力部は、増幅器2の入力部21と、位相ロックループ6の出力部61との間のノード40に接続されている。第2パッシブミキサ33の局部発振器入力部は、位相シフタ34に接続されている。位相シフタ34も、その入力部を介して、ノード40に接続されている。位相シフタ34は、周波数変調された信号を、90°の位相オフセット分だけ遅延する。このことは、例えば、ラインの長さを変化させることにより、または、遅延を変化させることにより行うことができる。しかしながら、特に周波数変調された搬送波信号の周波数について考慮する必要がある。2つのパッシブミキサ32・33の出力部は、端子35・36にそれぞれ接続されている。
図に示す位相シフタの代わりに、局部発信器信号に供給される信号と同じ周波数を有する信号を生成し、相互に位相がシフトされた2つの成分を提供する他の素子も可能である。例えば、局部発振器入力部に接続された周波数2倍器を使用することができる。その代わり、周波数2倍器の下段には、例えばマスター−スレーブフリップフロップの形式の分周器が備えられている。このことにより、局部発振器周波数と、相互に90°オフセットされた位相とを有する2つの信号を簡単に生成することができる。
事前に周波数変調した搬送波信号を局部発振器信号として使用することにより、フィードバックされた成分を復調する時に、周波数変調と、特に増幅器の前に生じるディストーションとを考慮する。したがって、端子35・36に提供された、成分I’・Q’を有する変換された信号は、電力増幅器2によって引き起こされるディストーションのみを含んでいる。したがって、これらのディストーションをさらに処理し、伝送パスおよび極性伝送器1に供給された例えば成分I(k)・Q(k)のプレディストーションを行うことができる。
図2に、位相ロックループ6のための一設計形態を有する本発明の一実施形態を示す。動作および機能の同じ部材には同じ参照符号が付されている。
位相ロックループ6は、位相検出器66と、これに接続されたチャージポンプ65と、ループフィルター64と、電圧制御発振器62とを含む順方向パスを備えている。電圧制御発振器62に調整信号を供給するための制御入力部621は、ループフィルター64の出力部に接続されている。位相検出器66には、基準入力部661を介して周波数frefを有する基準信号が供給される。さらに、位相検出器66は、フィードバック入力662を受け取る。位相検出器66は、基準入力部661における信号の位相とフィードバック入力部662における信号の位相とを比較し、これらの位相から、電圧制御発振器62を調整するための修正信号を生成する。
電圧制御発振器62の出力部61は、位相ロックループ6の出力部でもある。この出力部61は、フィードバック入力部に接続されており、フィードバック入力部に、可変分周比率を有する分周器67が配置されている。この分周器67に、周波数調整ワードφ(k)から導出された連続時間周波数調整ワードφ(t)が供給されてもよい。このため、分周器67の調整入力部671は、デジタル/アナログ変換器68に結合されている。デジタルアナログ変換器68には、周波数変調ワードφ(k)が供給される。デジタルアナログ変換器68は、周波数変調ワードφ(k)から、周波数分周器の分周比率を調整するための連続時間調整ワードを生成する。調整比率の変化により、電圧制御発振器の出力周波数が変更され、出力信号に周波数変調が生じる。
ここに示す実施形態では、周波数変調ワードは、分周器にのみ供給される。一実施形態では、位相ロックループは、2点変調器を有するように設計されている。この実施形態では、周波数調整ワードは、一方では、その分周比率を調整するための分周器67へ供給され、他方では、電圧制御発振器62に印加されるように条件付けられる。2点変調器により、周波数をよりいっそう迅速に変調できる。
電圧制御発振器62の出力部61は、制限増幅器602に接続されている。制限増幅器602はは、キャパシタ601を介して、電力増幅器2の信号入力部21に結合されている。キャパシタ601は、DC信号成分を抑制するために使用され、ハイパスフィルタの機能を果たす。さらに、局部発振器信号を、復調装置3bへ供給するためのノード40が、分周器67と制限増幅器602との間に設けられている。したがって、一定のエンベロープを有する信号が、局部発振器信号として使用される。この局部発振器信号は、他の振幅情報を全く含んでいない。図2に示すように、電圧制御発振器62によって供給された信号を、直接使用することができる。他の一実施形態では、復調装置3bの入力部31は、制限増幅器602の後段のノードに結合されている。したがって、供給された局部発振器信号は、パルス形クロック信号に類似している。
本発明の伝送構造は、電力増幅器によって供給された信号の振幅および位相におけるディストーションを修正するために使用することができる。極性伝送器を有する最新の通信装置における電力増幅器は、多くの場合、その特性の非線形域において動作しているので、伝送パスにプレディストーションユニットが設けられている。プレディストーションユニットには、伝送される情報をディストーションするプレディストーション係数が供給される。そして、プレディストーションされた信号は、電力増幅器において増幅され、その結果、非線形伝送特性は修正される。
図3に、変換装置7の2つの出力部の後段にそれぞれ1つずつプレディストーションユニット77・78が備えられている伝送構造の一実施形態を示す。
ディストーションユニット77・78は、メモリー76に接続されている制御入力部751をそれぞれ備えている。メモリー76には、伝送パスおよび極性伝送器の異なる動作モード用のプレディストーション係数が、様々な表に格納されている。表は、設定された動作モードに応じて選択され、係数は、プレディストーションユニット77・78へ転送される。その後、係数は、供給された振幅変調ワードr(k)と位相変調ワードφ(k)とに応じて選択され、プレディストーションが実施される。このとき、プレディストーションは、振幅変調ワードr(k)を考慮しながら、双方のユニット77・78において実施される。なぜなら、振幅変調ワードr(k)は、増幅器2でのディストーションのために特別に重要なものだからである。
プレディストーションユニットおよびメモリー76における係数を有する表は、電力増幅器2の静的伝送特性を考慮する。さらに、メモリー76における異なる表を適切に選択するときに、温度の変動も考慮に入れることができる。ディストーション装置77・78は、さらに、例えばアンテナ5における定常波比率の変化による事前に予測できない他のディストーションを修正するためにも設けられている。
上記装置77は、振幅変調ワードr(k)を、復調装置3によって決定されるエラー信号に応じてディストーションするように設計されている。ディストーションユニット78も、同様に動作する。ディストーションユニット78は、復調装置3によって決定されたエラー信号に応答して、変換装置7によって供給される位相変調ワードを変更する。
エラーを決定するために、復調装置3の後段に、コンピュータユニット320aが接続されている。コンピュータユニット320aは、復調装置3によって変換された2つの成分から、エラー成分を計算する。エラーは、残留ディストーションから決定され、例えば伝送される信号成分との比較により得ることができる。同時に、コンピュータユニット320aは、カルテシアン形で現れる変換後の成分I’・Q’を、振幅成分(ここには図示せず)と、位相成分とに変換する。コンピュータユニット320aは、これらの成分およびエラーから、エラーを修正するために必要な係数を決定し、これらの係数を2つのプレディストーション装置78・77へ供給する。
図4に、伝送パスと受信パスとを有するトランシーバの形式の本発明の他の一実施形態を示す。
伝送パスは、極性伝送器として設計されており、循環器52を介して、アンテナ5に接続されている。循環器52は、伝送信号成分が受信パスに混信するのを防止する。受信パスには、2つのスイッチ38・39が入力端に設けられている。これらのスイッチ38・39は、制御入力部301における制御信号によってそれぞれ開放または閉鎖される。スイッチ38・39は、第1動作モード中に、アンテナを介して受信した信号を復調することを目的として、受信経路をアンテナ5に結合するために使用される。
第2動作モードでは、受信パスは、伝送パスの極性伝送器において電力増幅器2の非線形の特性を修正することを目的として、電力増幅器2を復調およびディストーションするために設けられている。受信パスは、スイッチ39を介して、方向性結合器31に結合されている。さらに、受信パスの復調装置3は、その局部発振器入力部を介して、スイッチ31aに結合されている。スイッチ31aは、その都度、動作モードに応じて、復調器構造3の局部発振器入力部を、ノード40に接続するか、または、定周波局部発振器信号によって他の局部発振器に接続する。
さらに、受信パスは、2つのアナログ/デジタル変換器310・311を備えている。アナログ/デジタル変換器310・311は、変換後の成分I’・Q’をデジタル化し、復調ユニット320へ供給する。受信パスがアンテナ5に結合されているトランシーバの動作の受信モード中は、復調装置は、選択されたモバイル無線標準に応じてデータシーケンスを生成し、その出力部322に出力する。受信パスがスイッチ39を介して方向性結合器31に結合されている第2動作モードでは、変換装置3には、ノード40を介して、および、スイッチ31aへ、周波数変調された搬送波信号が供給される。したがって、受信パスにおける復調構造320は、電力増幅器のディストーションにより引き起こされるエラー信号を示す変換後の成分I’・Q’から係数を決定する。これらの係数は、第2出力部323を介して、制御入力部755からプレディストーションユニット75へ供給される。プレディストーションユニット75は、同相成分Iと直交成分Qとを振幅変調ワードr(k)と位相変調ワードφ(k)とに変換するための変換装置7の前段にある。この目的のために、プレディストーションユニット75は、制御入力部751を介して、プレディストーション係数を供給するためのメモリー76に接続されている。装置320によって生成された他の係数を使用することにより、メモリー76におけるプレディストーション係数によって考慮されないディストーションが修正される。
変換装置7の前段にプレディストーションユニット75が設けられているここに示す実施形態の他に、メモリーにプレディストーション係数を有する異なる表を提供し、これらの係数を、振幅変調ワードおよび位相変調ワードを修正するためのディストーションユニットへ結合することも可能である。この場合は、プレディストーションユニットは、変換装置7の後段に設けられている。伝送される情報が既に位相または変調ワードに存在している場合は、他の変換装置は不要である。
1 伝送構造
2 電力増幅器
3 変換装置
5 アンテナ
6 位相ロックループ
7 変換装置
21 信号入力部
22 信号出力部
23 修正入力部
31 方向性結合器
32,22 パッシブミキサ
34 位相シフタ
35a スイッチ
35,36 信号出力部
38,39 スイッチ
51 マッチングネットワーク
52 循環器
61 信号出力部
62 電圧制御発振器
63 修正入力部
64 ループフィルター
65 チャージポンプ
66 位相検出器
67 分周器
68 デジタル/アナログ変換器
75 プレディストーションユニット
76 メモリー
77,78 ディストーションユニット
310,311 アナログ/デジタル変換器
320 復調構造
320a 復調構造
661 基準入力部
662 フィードバック入力部
r(k) 振幅変調ワード、信号
φ(k) 位相変調ワード、位相変調信号
I(k) 同相成分
Q(k) 直交成分
I’・Q’ 変換後の成分
2 電力増幅器
3 変換装置
5 アンテナ
6 位相ロックループ
7 変換装置
21 信号入力部
22 信号出力部
23 修正入力部
31 方向性結合器
32,22 パッシブミキサ
34 位相シフタ
35a スイッチ
35,36 信号出力部
38,39 スイッチ
51 マッチングネットワーク
52 循環器
61 信号出力部
62 電圧制御発振器
63 修正入力部
64 ループフィルター
65 チャージポンプ
66 位相検出器
67 分周器
68 デジタル/アナログ変換器
75 プレディストーションユニット
76 メモリー
77,78 ディストーションユニット
310,311 アナログ/デジタル変換器
320 復調構造
320a 復調構造
661 基準入力部
662 フィードバック入力部
r(k) 振幅変調ワード、信号
φ(k) 位相変調ワード、位相変調信号
I(k) 同相成分
Q(k) 直交成分
I’・Q’ 変換後の成分
Claims (19)
- 周波数変調信号(φ(k))を供給するための第1信号入力部(71)と、
振幅変調信号(r(k))を供給するための第2信号入力部(72)と、
出力部(61)と前記第1信号入力部に結合された修正入力部(63)とを有する位相ロックループ(6)と、
前記第2信号入力部(72)に結合された制御接続部(23)と、前記位相ロックループ(6)の前記出力部(61)に接続された信号入力部(21)と、増幅出力部(22)とを有する増幅装置(2)と、
前記増幅装置(2)の前記出力部(22)に入力部が接続され、前記増幅装置(2)によって供給される信号の比率をフィードバックするフィードバックパスと、
前記フィードバックパスにおいて、局部発振入力部(31)を有して、前記位相ロックループ(6)の前記出力部(61)に結合された前記局部発振入力部(31)における信号を使用して、入力部に現れた信号を第1成分(I‘)と第2成分(Q’)とに分割するように構成された変換装置(3)とを備えたことを特徴とする伝送構造。 - 前記増幅装置(2)は、前記制御接続部(23)に供給された信号に応じて、その供給電圧を変調するように構成されている請求項1記載の伝送構造。
- 前記位相ロックループ(6)の前記出力部(61)の後段に、制限増幅器(602)が設けられている請求項1〜2の何れかに記載の伝送構造。
- 前記位相ロックループ(6)は、フィードバックパス内に周波数分周器(67)を有しており、その分周比率は調整可能であり、その制御入力部(671)は前記位相ロックループ(6)の前記修正入力部(63)を形成する請求項1〜3の何れかに記載の伝送構造。
- 同相成分Iと直交成分Qとから周波数変調信号φ(k)と振幅変調信号r(k)とを供給する変換装置(7)をさらに備える請求項1〜4の何れかに記載の伝送構造。
- 前記増幅装置(2)によって供給される前記信号の一部を引き出すための方向性結合器(31)が前記フィードバックパス内に設けられ、前記方向性結合器(31)は、その出力端において、前記変換装置(3)に結合されている請求項1〜5の何れかに記載の伝送構造。
- 前記方向性結合器(31)は、引き出された比率の信号レベル減衰のための減衰要素を有している請求項6に記載の伝送構造。
- 前記変換装置の出力部(35、36)に結合され、前記出力部(35,36)においてピックアップされ得る信号から、少なくとも1個の係数を決定するように構成されたコンピュータユニット(320a、320)と、
前記コンピュータユニット(320a、320)に結合され、前記第1及び前記第2信号入力部(72、71)のうちの少なくとも1個を有するディストーションユニット(7、77、78)とをさらに備え、
前記ディストーションユニット(7、77、78)は、前記入力部に供給される信号を前記係数に応じて変更するように構成されている請求項1〜7の何れかに記載の伝送構造。 - 前記第1及び第2信号入力部(71、72)に結合され、メモリデバイス(76)に格納された係数に応じて、ディストーションするように構成されたプレディストーションユニット(7)をさらに備える請求項1〜8の何れかに記載の伝送構造。
- 前記変換装置(3)は、少なくとも1個のパッシブ周波数ミキサ(32、33)で構成されており、その局所発振接続部は、前記変換装置(3)の前記局所発振入力部(31)に結合されている請求項1〜9の何れかに記載の伝送構造。
- 前記変換装置(3)は、その入力部が前記局所発振入力部(31)に接続され、前記入力端に供給される信号から、90度の位相だけ遅延した信号を生成するように構成された位相シフタ(34)を有する請求項1〜10の何れかに記載の伝送構造。
- 前記変換装置(3)は、前記局所発振入力部に供給された前記信号から第1及び第2信号を生成するように構成されており、前記第1及び第2信号は、前記局所発振入力部に供給された前記信号と同じ周波数を有しており、前記第1信号は、前記第2信号に関して90度の位相オフセットを有している請求項1〜11の何れかに記載の伝送構造。
- 周波数変調信号(φ(k))を供給するための第1信号入力部(71)と、
振幅変調信号(r(k))を供給するための第2信号入力部(72)と、
前記第1及び第2信号入力部(71、72)に接続され、出力部(22)を有し、周波数変調部分信号と、前記周波数変調部分信号から振幅変調及び周波数変調された出力信号を生成するように構成された極性伝送器と、
前記極性伝送器の前記出力部(22)に接続された出力結合ユニット(31)と、
局所発振入力部(22)を有する復号装置(3b)とを備え、
前記復号装置(3b)は、出力結合ユニット(31)に接続され、周波数変調局所発振信号によって、供給された信号を第1及び第2成分(I‘、Q’)に変換するように構成されており、前記周波数変調局所発振信号は、前記極性伝送器の前記周波数変調部分信号に基づいていることを特徴とする伝送構造。 - 前記極性伝送器は、位相ロックループ(6)と、前記位相ロックループ(6)の後段に配置された増幅装置(2)とを有し、前記増幅装置(2)のゲインは、前記振幅変調信号(r(k))によって調整可能である請求項13記載の伝送構造。
- 前記極性伝送器に接続されたディストーションユニット(7、77、78)をさらに備え、
前記ディストーションユニット(7、77、78)は、前記第1及び第2成分(I‘、Q’)に基づく係数に応じて、入力端において供給される信号を変更するように構成されている請求項13〜14のいずれかに記載の伝送構造。 - 先行する請求項のうちの1項に記載の伝送構造を備えたトランシーバであって、信号を受信して復調するように構成された受信パスを有し、局部発振入力部(31)において、前記伝送構造の前記位相ロックループ(6)の前記出力部(61)に結合され得る変換装置(3)を備えることを特徴とするトランシーバ。
- 周波数変調信号(φ(k))と振幅変調信号(r(k))とを供給するステップと、
前記周波数変調信号(φ(k))に応じて、位相変調搬送信号を生成するステップと、
前記振幅変調信号(r(k))に応じて、前記位相変調搬送信号を増幅するステップと、
前記増幅された搬送信号の一部を引き出すステップと、
前記位相変調搬送信号に基づく局所発振信号に基づいて、前記増幅された搬送信号から引き出された一部を周波数変換するステップとを包含することを特徴とする信号処理方法。 - 前記周波数変換成分からディストーションを決定するステップと、
前記ディストーションから少なくとも1個のプレディストーション係数を決定するステップと、
決定されたディストーションを修正するための前記少なくとも1個のプレディストーション係数によって、前記周波数変調信号(φ(k))及び/または前記振幅変調信号をディストーションするステップとをさらに包含する請求項17記載の信号処理方法。 - 前記位相変調搬送信号は、前記周波数変換ステップにおいて局所発振信号として使用される請求項17〜18の何れかに記載の信号処理方法。
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE102005032060A DE102005032060A1 (de) | 2005-07-08 | 2005-07-08 | Sendeanordnung, Sende-Empfänger mit der Sendeanordnung und Verfahren zur Signalverarbeitung |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007020192A true JP2007020192A (ja) | 2007-01-25 |
Family
ID=37563393
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006189200A Pending JP2007020192A (ja) | 2005-07-08 | 2006-07-10 | 伝送構造、伝送構造を有するトランシーバ、および、信号処理方法 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7599669B2 (ja) |
JP (1) | JP2007020192A (ja) |
DE (1) | DE102005032060A1 (ja) |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7852970B2 (en) * | 2006-03-24 | 2010-12-14 | Broadcom Corporation | Programmable hybrid transmitter |
US8321489B2 (en) * | 2006-09-15 | 2012-11-27 | National Semiconductor Corporation | Software reconfigurable digital phase lock loop architecture |
US8200170B2 (en) * | 2008-04-07 | 2012-06-12 | Nxp B.V. | Cancellation of oscillator remodulation |
US9219554B2 (en) | 2012-01-20 | 2015-12-22 | Mediatek Inc. | Power detection method and related communication device |
US9042482B2 (en) | 2012-03-23 | 2015-05-26 | Intel Mobile Communications GmbH | FBR DC vector offset removal using LO phase switching |
DE102013114409B4 (de) * | 2013-12-18 | 2022-01-20 | Intel Corporation | Vorrichtung und Verfahren zum Bestimmen von Informationen über eine Nichtlinearität eines Sendesignals |
CN110784215B (zh) * | 2019-11-27 | 2023-04-07 | 成都赛英科技有限公司 | 基于锁相环产生中心频率可变高速线性调频信号的*** |
Family Cites Families (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100251561B1 (ko) * | 1997-06-19 | 2000-04-15 | 윤종용 | 디지털통신시스템의송신기선형화장치및방법 |
FR2795280B1 (fr) * | 1999-06-15 | 2001-08-10 | Sagem | Telephone mobile comportant un dispositif d'emission d'un signal module en phase et en amplitude et son procede associe |
DE69933243T2 (de) | 1999-07-28 | 2007-04-12 | Fujitsu Ltd., Kawasaki | Funkgerät mit verzerrungskompensation |
GB2354649A (en) | 1999-09-22 | 2001-03-28 | Cadence Design Systems Inc | Method and apparatus for generating a modulated radio frequency output signal |
US6366177B1 (en) | 2000-02-02 | 2002-04-02 | Tropian Inc. | High-efficiency power modulators |
WO2001065722A2 (de) * | 2000-03-03 | 2001-09-07 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren und sendeschaltung zur erzeugung eines sendesignals |
US7346122B1 (en) * | 2002-08-21 | 2008-03-18 | Weixun Cao | Direct modulation of a power amplifier with adaptive digital predistortion |
JP4302436B2 (ja) | 2003-05-28 | 2009-07-29 | パナソニック株式会社 | 送信装置および受信装置 |
JP3874747B2 (ja) | 2003-08-08 | 2007-01-31 | 松下電器産業株式会社 | 送信装置、送信電力制御方法および無線通信装置 |
JP2005064663A (ja) | 2003-08-08 | 2005-03-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電圧制御発振器およびこれを用いたpll周波数シンセサイザ変調回路 |
US7421037B2 (en) * | 2003-11-20 | 2008-09-02 | Nokia Corporation | Reconfigurable transmitter with direct digital to RF modulator |
US7424064B2 (en) * | 2003-11-20 | 2008-09-09 | Nokia Corporation | Polar transmitter with digital to RF converter |
JP2006135422A (ja) * | 2004-11-02 | 2006-05-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 送信回路 |
-
2005
- 2005-07-08 DE DE102005032060A patent/DE102005032060A1/de not_active Withdrawn
-
2006
- 2006-07-07 US US11/482,559 patent/US7599669B2/en active Active
- 2006-07-10 JP JP2006189200A patent/JP2007020192A/ja active Pending
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US20070021078A1 (en) | 2007-01-25 |
DE102005032060A1 (de) | 2007-01-18 |
US7599669B2 (en) | 2009-10-06 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20090213 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090217 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20091013 |