JP6046446B2 - ベクトル制御装置、およびそれを用いたモータ制御装置、空調機 - Google Patents
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Description
本発明は、モータ制御のベクトル制御装置、およびそれを用いたモータ制御装置、空調機に関するものである。
空調機などに搭載されるモータ（電動機）は、モータ制御装置によって制御・駆動される。このモータ制御装置は、ベクトル制御装置を備えて構成されるものがある。
空調機などに使用されているモータ制御装置は、小型化・部品点数削減、高効率・高出力化への要求が強く、これらの要求を実現する技術が多数、開発されている。
モータ制御装置の高効率化の要求に対しては、モータとして永久磁石モータの適用が一般的であるが、更なる高効率化のために、モータ制御装置に備えられたベクトル制御装置を工夫して、空調機の通常運転時（低速回転域）に高効率となるモータ設計が行われているものがある。
しかし、従来のモータ制御装置、あるいは、それに備えられたベクトル制御装置の制御方法では、モータを低速回転で高効率となる設計を行うと、高出力化が困難となることがある。例えば、モータには回転速度（単位時間の回転数）に比例した誘起電圧が発生するため、電力変換器出力電圧は、回転速度に比例して増加する（図１１（ａ）参照）。
しかし、後記するように、モータの回転速度が所定の値を超えると、電力変換器の出力電圧が、電力変換器の供給可能電圧を上回る領域、すなわち電圧飽和領域が発生する。このような電圧飽和領域では、これ以上、電力変換器の出力電圧の電圧振幅を大きくすることが出来なくなる（図１１（ａ）参照）。
このような、電圧飽和領域において駆動範囲を拡大する弱め界磁制御方式として、例えば、特許文献１では、「電力変換器の出力電圧値が制限された場合は、ｑ軸の電流指令値とｑ軸の電流検出値との偏差により、制御の基準軸とモータの磁束軸との偏差である位相誤差の指令値を作成すること」ことで弱め界磁制御を行う技術が開示されている。
空調機などに使用されているモータ制御装置は、小型化・部品点数削減、高効率・高出力化への要求が強く、これらの要求を実現する技術が多数、開発されている。
モータ制御装置の高効率化の要求に対しては、モータとして永久磁石モータの適用が一般的であるが、更なる高効率化のために、モータ制御装置に備えられたベクトル制御装置を工夫して、空調機の通常運転時（低速回転域）に高効率となるモータ設計が行われているものがある。
しかし、従来のモータ制御装置、あるいは、それに備えられたベクトル制御装置の制御方法では、モータを低速回転で高効率となる設計を行うと、高出力化が困難となることがある。例えば、モータには回転速度（単位時間の回転数）に比例した誘起電圧が発生するため、電力変換器出力電圧は、回転速度に比例して増加する（図１１（ａ）参照）。
しかし、後記するように、モータの回転速度が所定の値を超えると、電力変換器の出力電圧が、電力変換器の供給可能電圧を上回る領域、すなわち電圧飽和領域が発生する。このような電圧飽和領域では、これ以上、電力変換器の出力電圧の電圧振幅を大きくすることが出来なくなる（図１１（ａ）参照）。
このような、電圧飽和領域において駆動範囲を拡大する弱め界磁制御方式として、例えば、特許文献１では、「電力変換器の出力電圧値が制限された場合は、ｑ軸の電流指令値とｑ軸の電流検出値との偏差により、制御の基準軸とモータの磁束軸との偏差である位相誤差の指令値を作成すること」ことで弱め界磁制御を行う技術が開示されている。
前記特許文献１に開示された、ｑ軸の電流指令値とｑ軸の電流検出値との差分から位相誤差指令値を演算して弱め界磁制御する方式は、定常的に電力変換器が出力可能な電圧（電圧飽和状態）で電力変換器の出力電圧を制御可能である。しかし、後記するように、電力変換器の出力電圧位相とモータのｑ軸電流とにおいて、出力電圧位相が９０度を超えた範囲では非線形の関係となり、出力電圧位相が９０度を超えた領域では制御が困難となって、モータの出力可能な限界トルクまで駆動することが出来ないという問題がある（図７、図１２、図１３参照）。
そこで、本発明は、このような問題点を解決するもので、その目的とするところは、モータが出力可能な限界トルクまで駆動できるモータ制御のベクトル制御装置、およびそれを用いたモータ制御装置、空調機を提供することである。
前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。
すなわち、本発明のベクトル制御装置は、モータに電力を供給して駆動させる電力変換器の出力に基づき、当該出力が出力電圧飽和状態の際に、前記電力変換器の出力電圧を規定する弱め界磁出力電圧位相を前記モータの界磁磁極の主磁束方向に対して１８０度以上として制御するとともに前記電力変換器の出力の電圧位相を、トルク指令値と、トルク推定値との差分により制御するベクトル制御装置であって、トルク指令演算部、ｑ軸電流指令演算部、トルク推定演算部、トルク入力切替部、ｑ軸電流入力切替部、ｄ軸電流入力切替部、位相誤差指令演算部、第２のｑ軸電流指令演算部、第２のｄ軸電流指令演算部、電圧ベクトル演算部、出力電圧制限検出部、を備え、前記トルク指令演算部は、モータ回転速度指令値と推定されたモータ回転速度との差分からトルク指令値を演算し、前記ｑ軸電流指令演算部は、モータ回転速度指令値と推定されたモータ回転速度との差分からｑ軸電流指令値を演算し、前記トルク推定演算部は、モータの電気定数と再現電流値に基づいてトルク推定値を演算し、前記トルク入力切替部は、出力電圧制限検出部の出力する出力電圧制限フラグに基づいて、トルク指令値とトルク推定値との差分、あるいは０値を意味する０を信号として位相誤差指令演算部に出力し、前記ｑ軸電流入力切替部は、出力電圧制限フラグに基づいて、ｑ軸電流指令値とｑ軸再現電流値との差分、あるいは０を信号として、第２のｑ軸電流指令演算部に出力し、前記ｄ軸電流入力切替部は、出力電圧制限フラグに基づいて、ｄ軸電流指令値とｄ軸再現電流値との差分、あるいは０を信号として、第２のｄ軸電流指令演算部に出力し、前記位相誤差指令演算部は、トルク入力切替部の出力値から位相誤差の指令値を演算し、前記第２のｑ軸電流指令演算部は、ｑ軸電流入力切替部の出力値から第２のｑ軸電流指令値を演算し、前記第２のｄ軸電流指令演算部は、ｄ軸電流入力切替部の出力値から第２のｄ軸電流指令値を演算し、前記電圧ベクトル演算部は、第２のｄ軸電流指令値と第２のｑ軸電流指令値と位相誤差指令値とに基づいて弱め界磁出力電圧を演算し、モータの電気定数とモータ回転速度を参照して印加電圧指令値を演算し、前記出力電圧制限検出部は、電圧ベクトル演算部の出力から出力電圧振幅値を演算し、出力電圧振幅値が電力変換器の供給可能電圧より小さい場合は出力電圧制限フラグを０、出力電圧振幅値が電力変換器の供給可能電圧に到達した場合は出力電圧制限フラグを１に設定し、前記印加電圧指令値の出力電圧振幅値が電力変換器の供給可能電圧より大きい出力電圧飽和状態の場合、出力電圧振幅値が一定の状態でトルク指令値とトルク推定値の差分から位相誤差指令値を演算し、電力変換器の出力電圧位相を制御することで弱め界磁制御を行うことを特徴とする。
また、本発明のモータ制御装置は、前記ベクトル制御装置を備え、モータを駆動制御することを特徴とする。
また、本発明の空調機は、前記モータ制御装置を備えることを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
すなわち、本発明のベクトル制御装置は、モータに電力を供給して駆動させる電力変換器の出力に基づき、当該出力が出力電圧飽和状態の際に、前記電力変換器の出力電圧を規定する弱め界磁出力電圧位相を前記モータの界磁磁極の主磁束方向に対して１８０度以上として制御するとともに前記電力変換器の出力の電圧位相を、トルク指令値と、トルク推定値との差分により制御するベクトル制御装置であって、トルク指令演算部、ｑ軸電流指令演算部、トルク推定演算部、トルク入力切替部、ｑ軸電流入力切替部、ｄ軸電流入力切替部、位相誤差指令演算部、第２のｑ軸電流指令演算部、第２のｄ軸電流指令演算部、電圧ベクトル演算部、出力電圧制限検出部、を備え、前記トルク指令演算部は、モータ回転速度指令値と推定されたモータ回転速度との差分からトルク指令値を演算し、前記ｑ軸電流指令演算部は、モータ回転速度指令値と推定されたモータ回転速度との差分からｑ軸電流指令値を演算し、前記トルク推定演算部は、モータの電気定数と再現電流値に基づいてトルク推定値を演算し、前記トルク入力切替部は、出力電圧制限検出部の出力する出力電圧制限フラグに基づいて、トルク指令値とトルク推定値との差分、あるいは０値を意味する０を信号として位相誤差指令演算部に出力し、前記ｑ軸電流入力切替部は、出力電圧制限フラグに基づいて、ｑ軸電流指令値とｑ軸再現電流値との差分、あるいは０を信号として、第２のｑ軸電流指令演算部に出力し、前記ｄ軸電流入力切替部は、出力電圧制限フラグに基づいて、ｄ軸電流指令値とｄ軸再現電流値との差分、あるいは０を信号として、第２のｄ軸電流指令演算部に出力し、前記位相誤差指令演算部は、トルク入力切替部の出力値から位相誤差の指令値を演算し、前記第２のｑ軸電流指令演算部は、ｑ軸電流入力切替部の出力値から第２のｑ軸電流指令値を演算し、前記第２のｄ軸電流指令演算部は、ｄ軸電流入力切替部の出力値から第２のｄ軸電流指令値を演算し、前記電圧ベクトル演算部は、第２のｄ軸電流指令値と第２のｑ軸電流指令値と位相誤差指令値とに基づいて弱め界磁出力電圧を演算し、モータの電気定数とモータ回転速度を参照して印加電圧指令値を演算し、前記出力電圧制限検出部は、電圧ベクトル演算部の出力から出力電圧振幅値を演算し、出力電圧振幅値が電力変換器の供給可能電圧より小さい場合は出力電圧制限フラグを０、出力電圧振幅値が電力変換器の供給可能電圧に到達した場合は出力電圧制限フラグを１に設定し、前記印加電圧指令値の出力電圧振幅値が電力変換器の供給可能電圧より大きい出力電圧飽和状態の場合、出力電圧振幅値が一定の状態でトルク指令値とトルク推定値の差分から位相誤差指令値を演算し、電力変換器の出力電圧位相を制御することで弱め界磁制御を行うことを特徴とする。
また、本発明のモータ制御装置は、前記ベクトル制御装置を備え、モータを駆動制御することを特徴とする。
また、本発明の空調機は、前記モータ制御装置を備えることを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
本発明によれば、モータが出力可能な限界トルクまで駆動できるモータ制御のベクトル制御装置、およびそれを用いたモータ制御装置、空調機を提供できる。
以下に本願の発明を実施するための形態（以下、「実施形態」と称す）を、図面を参照して説明する。
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態に係るベクトル制御装置１０を図１〜図４を参照して説明する。なお、当該ベクトル制御装置１０を備えたモータ制御装置２１の説明も兼ねる。
第１実施形態は、本発明のベクトル制御装置１０による制御方法をモータ制御装置２１に適用し、モータトルク指令値とトルク推定値の差分より位相誤差指令値を演算して弱め界磁制御を行うものである。
本発明の第１実施形態に係るベクトル制御装置１０を図１〜図４を参照して説明する。なお、当該ベクトル制御装置１０を備えたモータ制御装置２１の説明も兼ねる。
第１実施形態は、本発明のベクトル制御装置１０による制御方法をモータ制御装置２１に適用し、モータトルク指令値とトルク推定値の差分より位相誤差指令値を演算して弱め界磁制御を行うものである。
［ベクトル制御装置：その１］
図１は、本発明の第１実施形態に係るベクトル制御装置１０の内部の構成を示したものである。ただし、ベクトル制御装置１０は、モータ制御装置２１（図２）の構成要素として備えられたものであり、相互に信号が行き交うこともあって、まずモータ制御装置２１を先に説明し、その後に、詳細にベクトル制御装置１０について説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係るベクトル制御装置１０の内部の構成を示したものである。ただし、ベクトル制御装置１０は、モータ制御装置２１（図２）の構成要素として備えられたものであり、相互に信号が行き交うこともあって、まずモータ制御装置２１を先に説明し、その後に、詳細にベクトル制御装置１０について説明する。
＜モータ制御装置と直流電源、モータとの関連＞
図２は、本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置２１の構成と、このモータ制御装置２１と直流電源２２とモータ２３との関連を示す図である。
図２において、モータ制御装置２１は、直流電源２２から直流電力を受けて、３相交流電力に変換する。また、モータ（永久磁石同期モータ）２３は、モータ制御装置２１から３相交流電力を供給され、駆動制御されて回転し、負荷（不図示）を回転駆動させる。
次に、モータ制御装置２１の、詳細について説明する。
図２は、本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置２１の構成と、このモータ制御装置２１と直流電源２２とモータ２３との関連を示す図である。
図２において、モータ制御装置２１は、直流電源２２から直流電力を受けて、３相交流電力に変換する。また、モータ（永久磁石同期モータ）２３は、モータ制御装置２１から３相交流電力を供給され、駆動制御されて回転し、負荷（不図示）を回転駆動させる。
次に、モータ制御装置２１の、詳細について説明する。
＜モータ制御装置＞
図２において、前記したように、モータ制御装置２１は、直流電源２２から供給される直流電力を可変電圧可変周波数の３相交流電力に変換する電力変換器２４と、電力変換器２４に流れる直流母線電流を検出する直流母線電流検出回路２５と、直流母線電流検出回路２５で検出された直流母線電流情報２５Ａを基にベクトル制御を行う制御装置２６とを備えて構成されている。
図２において、前記したように、モータ制御装置２１は、直流電源２２から供給される直流電力を可変電圧可変周波数の３相交流電力に変換する電力変換器２４と、電力変換器２４に流れる直流母線電流を検出する直流母線電流検出回路２５と、直流母線電流検出回路２５で検出された直流母線電流情報２５Ａを基にベクトル制御を行う制御装置２６とを備えて構成されている。
《電力変換器》
また、電力変換器２４は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオード素子から構成された電力変換主回路４１と、後記するＰＷＭ（Ｐulse Ｗidth Ｍodulation）パルス生成部３５からのＰＷＭパルス信号３５Ａに基づいて電力変換主回路４１のＩＧＢＴ（Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎ）へのゲート信号を発生するゲート・ドライバ４２とを備えて構成されている。
ＩＧＢＴが直列に接続されてレッグを構成するＩＧＢＴ（Ｓｕｐ、Ｓｕｎ）は、直流電源２２間に接続され、それぞれの上アーム（Ｓｕｐ）と下アーム（Ｓｕｎ）の接続点は、Ｕ相の交流出力端子となっている。
また、電力変換器２４は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオード素子から構成された電力変換主回路４１と、後記するＰＷＭ（Ｐulse Ｗidth Ｍodulation）パルス生成部３５からのＰＷＭパルス信号３５Ａに基づいて電力変換主回路４１のＩＧＢＴ（Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎ）へのゲート信号を発生するゲート・ドライバ４２とを備えて構成されている。
ＩＧＢＴが直列に接続されてレッグを構成するＩＧＢＴ（Ｓｕｐ、Ｓｕｎ）は、直流電源２２間に接続され、それぞれの上アーム（Ｓｕｐ）と下アーム（Ｓｕｎ）の接続点は、Ｕ相の交流出力端子となっている。
同様に直列に接続されてレッグを構成するＩＧＢＴ（Ｓｖｐ、Ｓｖｎ）は、直流電源２２間に接続され、それぞれの上アーム（Ｓｖｐ）と下アーム（Ｓｖｎ）の接続点は、Ｖ相の交流出力端子となっている。
また、直列に接続されてレッグを構成するＩＧＢＴ（Ｓｗｐ、Ｓｗｎ）は、直流電源２２間に接続され、それぞれの上アーム（Ｓｗｐ）と下アーム（Ｓｗｎ）の接続点は、Ｗ相の交流出力端子となっている。
以上のＩＧＢＴ（Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎ）を制御装置２６がゲート・ドライバ４２を介して、適切に制御をすることにより、直流電源２２の直流電力は、可変電圧可変周波数の３相交流電力（３相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、３相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）が前記のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流出力端子から出力される。
また、直列に接続されてレッグを構成するＩＧＢＴ（Ｓｗｐ、Ｓｗｎ）は、直流電源２２間に接続され、それぞれの上アーム（Ｓｗｐ）と下アーム（Ｓｗｎ）の接続点は、Ｗ相の交流出力端子となっている。
以上のＩＧＢＴ（Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎ）を制御装置２６がゲート・ドライバ４２を介して、適切に制御をすることにより、直流電源２２の直流電力は、可変電圧可変周波数の３相交流電力（３相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、３相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）が前記のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流出力端子から出力される。
《制御装置》
また、制御装置２６は、ベクトル制御部（ベクトル制御装置）１０と電流再現部３１と位置センサレス制御部３２と速度指令発生部３３と座標変換部３４とＰＷＭパルス生成部３５とを備えて構成されている。
なお、ベクトル制御部１０は、前記のようにベクトル制御装置１０でもある。また、後記するように比較例１のベクトル制御部１０Ａ（図５）の構成が用いられるときには、図２において、ベクトル制御部１０のブロックがベクトル制御部１０Ａに相当する。
また、制御装置２６は、ベクトル制御部（ベクトル制御装置）１０と電流再現部３１と位置センサレス制御部３２と速度指令発生部３３と座標変換部３４とＰＷＭパルス生成部３５とを備えて構成されている。
なお、ベクトル制御部１０は、前記のようにベクトル制御装置１０でもある。また、後記するように比較例１のベクトル制御部１０Ａ（図５）の構成が用いられるときには、図２において、ベクトル制御部１０のブロックがベクトル制御部１０Ａに相当する。
電流再現部３１は、直流母線電流検出回路２５で検出された直流母線電流情報（ＩＤＣ）２５Ａを基に前記の永久磁石同期モータ（モータ）２３に流れる相電流情報を再現電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）として再現する。そして、その再現電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）３１Ａ、３１Ｂをベクトル制御部１０と位置センサレス制御部３２とに出力する。
なお、電流再現部３１における、後記する直流母線電流検出回路２５からの相電流情報の取得は、特開２００４−４８８８６号公報に開示されている方式や、電流センサを用いる方式など一般的な方式を用いることで可能であり、相電流情報の検出方式を特定するものではない。
なお、電流再現部３１における、後記する直流母線電流検出回路２５からの相電流情報の取得は、特開２００４−４８８８６号公報に開示されている方式や、電流センサを用いる方式など一般的な方式を用いることで可能であり、相電流情報の検出方式を特定するものではない。
位置センサレス制御部３２は、前記再現電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）（３１Ａ、３１Ｂ）と印加電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）とを用いて、モータ回転速度ωｃ（３２Ａ）と回転位相θｄｃ（３２Ｂ）を推定する。そして、モータ回転速度ωｃ（３２Ａ）の信号をベクトル制御部１０に出力する。また、回転位相θｄｃ（３２Ｂ）の信号を電流再現部３１と座標変換部３４とに出力する。
なお、位置センサレス制御部３２によるモータ回転速度ωｃと回転位相θｄｃの推定は、位置センサを用いる方式など、一般的な方式を用いることで可能であり、回転速度および回転位相の検出方式を特定するものではない。
なお、位置センサレス制御部３２によるモータ回転速度ωｃと回転位相θｄｃの推定は、位置センサを用いる方式など、一般的な方式を用いることで可能であり、回転速度および回転位相の検出方式を特定するものではない。
速度指令発生部３３は、モータ回転速度指令値ω１ ＊（３３Ａ）を発生して、その信号をベクトル制御部１０に出力する。
ベクトル制御部１０は、再現電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）（３１Ａ、３１Ｂ）と、モータ回転速度ωｃ（３２Ａ）と、速度指令発生部３３からのモータ回転速度指令値ω１ ＊とを用いて、モータ２３への印加電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）を算出する。そして、印加電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）を座標変換部３４と位置センサレス制御部３２とに出力する。
なお、ベクトル制御部１０の詳細については後記する。
なお、ベクトル制御部１０の詳細については後記する。
座標変換部３４は、前記の印加電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）を交流印加電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）へ変換し、その信号３４ＡをＰＷＭパルス生成部３５へ出力する。
ＰＷＭパルス生成部３５は、前記交流印加電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）とキャリア信号（ＰＷＭパルス生成部３５内部で発生）を基にしてＰＷＭパルス信号３５Ａを生成し、その信号３５Ａを電力変換器２４に備えられたゲート・ドライバ４２に出力する。
《直流母線電流検出回路》
直流母線電流検出回路２５は、直流電源２２の負側の直流母線に接続され、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の脈流が混在した電流ＩＤＣから相電流情報を取得する。取得された相電流情報は、直流母線電流情報（相電流の情報）２５Ａとして、電流再現部３１へ出力される。
また、直流母線電流検出回路２５からの相電流情報の取得は、前記した特開２００４−４８８８６号公報に開示されている方式や、電流センサを用いる方式など一般的な方式を用いることで可能であり、相電流情報の検出方式を特定するものではない。
直流母線電流検出回路２５は、直流電源２２の負側の直流母線に接続され、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の脈流が混在した電流ＩＤＣから相電流情報を取得する。取得された相電流情報は、直流母線電流情報（相電流の情報）２５Ａとして、電流再現部３１へ出力される。
また、直流母線電流検出回路２５からの相電流情報の取得は、前記した特開２００４−４８８８６号公報に開示されている方式や、電流センサを用いる方式など一般的な方式を用いることで可能であり、相電流情報の検出方式を特定するものではない。
［ベクトル制御装置：その２］
再び図１を参照して、ベクトル制御装置１０について詳細に説明する。
前記したように、図１は、本発明の第１実施形態に係るベクトル制御装置１０の内部の構成を詳細に示したものである。
図１において、ベクトル制御装置１０は、トルク指令演算部１０１、ｑ軸電流指令演算部１０２、トルク推定演算部１０３、位相誤差指令演算部１１１、第２のｑ軸電流指令演算部１１２、第２のｄ軸電流指令演算部１１３、電圧ベクトル演算部１００、出力電圧制限検出部１０７を備えている。
また、ベクトル制御装置１０は、比較器１２１〜１２４を備えている。
また、ベクトル制御装置１０は、トルク入力切替部１０４、ｑ軸電流入力切替部１０５、ｄ軸電流入力切替部１０６をさらに備えて構成される。
なお、ｄ軸とは、モータ回転子の磁石の主磁束方向の座標軸であり、ｑ軸とは、前記ｄ軸と直角方向の回転座標軸である。
再び図１を参照して、ベクトル制御装置１０について詳細に説明する。
前記したように、図１は、本発明の第１実施形態に係るベクトル制御装置１０の内部の構成を詳細に示したものである。
図１において、ベクトル制御装置１０は、トルク指令演算部１０１、ｑ軸電流指令演算部１０２、トルク推定演算部１０３、位相誤差指令演算部１１１、第２のｑ軸電流指令演算部１１２、第２のｄ軸電流指令演算部１１３、電圧ベクトル演算部１００、出力電圧制限検出部１０７を備えている。
また、ベクトル制御装置１０は、比較器１２１〜１２４を備えている。
また、ベクトル制御装置１０は、トルク入力切替部１０４、ｑ軸電流入力切替部１０５、ｄ軸電流入力切替部１０６をさらに備えて構成される。
なお、ｄ軸とは、モータ回転子の磁石の主磁束方向の座標軸であり、ｑ軸とは、前記ｄ軸と直角方向の回転座標軸である。
ベクトル制御装置１０には、図２に示したモータ制御装置２１における各信号のモータ回転速度指令値ω１ ＊、推定されたモータ回転速度ωｃ、ｄ軸、ｑ軸のそれぞれの再現電流であるＩｄｃ、Ｉｑｃがそれぞれ入力される。
また、ベクトル制御装置１０から印加電圧指令値Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊が出力される。なお、印加電圧指令値Ｖｄ ＊は、ｄ軸に関する印加電圧指令であり、印加電圧指令値Ｖｑ ＊は、ｑ軸に関する印加電圧指令である。
また、ベクトル制御装置１０から印加電圧指令値Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊が出力される。なお、印加電圧指令値Ｖｄ ＊は、ｄ軸に関する印加電圧指令であり、印加電圧指令値Ｖｑ ＊は、ｑ軸に関する印加電圧指令である。
図１において、比較器１２１にモータ回転速度指令値ω１ ＊と推定されたモータ回転速度ωｃとが入力されて、その差分がトルク指令演算部１０１とｑ軸電流指令演算部１０２とに出力する。
《トルク指令演算部》
トルク指令演算部１０１は、モータ回転速度指令値ω１ ＊と推定されたモータ回転速度ωｃとの差分からトルク指令値τ＊を演算する。
トルク指令演算部１０１は、モータ回転速度指令値ω１ ＊と推定されたモータ回転速度ωｃとの差分からトルク指令値τ＊を演算する。
《ｑ軸電流指令演算部》
ｑ軸電流指令演算部１０２は、モータ回転速度指令値ω１ ＊と推定されたモータ回転速度ωｃとの差分からｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊を演算する。
ｑ軸電流指令演算部１０２は、モータ回転速度指令値ω１ ＊と推定されたモータ回転速度ωｃとの差分からｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊を演算する。
《トルク推定演算部》
トルク推定演算部１０３は、モータ２３（図２）の電気定数と再現電流値（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）に基づいてトルク推定値τｃを演算する。
なお、トルク推定演算部１０３によるトルクの推定は、印加電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）と再現電流値（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）を基にした電力変換器出力電力とモータ回転速度推定値（推定されたモータ回転速度）ωｃからトルクを推定する方式や、トルクセンサを用いる方式など、一般的な方式を用いることで可能であり、トルクの検出方式を特定するものではない。
トルク推定演算部１０３は、モータ２３（図２）の電気定数と再現電流値（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）に基づいてトルク推定値τｃを演算する。
なお、トルク推定演算部１０３によるトルクの推定は、印加電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）と再現電流値（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）を基にした電力変換器出力電力とモータ回転速度推定値（推定されたモータ回転速度）ωｃからトルクを推定する方式や、トルクセンサを用いる方式など、一般的な方式を用いることで可能であり、トルクの検出方式を特定するものではない。
《各種の比較器》
比較器１２２にトルク指令値τ＊とトルク推定値τｃとが入力されて、その差分Δτをトルク入力切替部１０４に出力する。
比較器１２２にトルク指令値τ＊とトルク推定値τｃとが入力されて、その差分Δτをトルク入力切替部１０４に出力する。
比較器１２３にｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊とｑ軸再現電流値Ｉｑｃとが入力されて、その差分ΔＩｑをｑ軸電流入力切替部１０５に出力する。
比較器１２４にｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊とｄ軸再現電流値Ｉｄｃとが入力されて、その差分ΔＩｄをｄ軸電流入力切替部１０６に出力する。
なお、比較器１２４の入力における「０」は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊が０であることを意味する。
なお、比較器１２４の入力における「０」は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊が０であることを意味する。
《各種の入力切替部》
トルク入力切替部１０４は、出力電圧制限検出部１０７の出力する出力電圧制限フラグＶ１ｌｉｍ−ｆｌｇに基づいて、トルク指令値τ＊とトルク推定値τｃとの差分Δτ、あるいは０値を意味する「０」を、信号Δτ１として位相誤差指令演算部１１１に出力する。
なお、出力電圧制限フラグＶ１ｌｉｍ−ｆｌｇについては、後記する。
トルク入力切替部１０４は、出力電圧制限検出部１０７の出力する出力電圧制限フラグＶ１ｌｉｍ−ｆｌｇに基づいて、トルク指令値τ＊とトルク推定値τｃとの差分Δτ、あるいは０値を意味する「０」を、信号Δτ１として位相誤差指令演算部１１１に出力する。
なお、出力電圧制限フラグＶ１ｌｉｍ−ｆｌｇについては、後記する。
ｑ軸電流入力切替部１０５は、出力電圧制限フラグＶ１ｌｉｍ−ｆｌｇに基づいて、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊とｑ軸再現電流値Ｉｑｃとの差分ΔＩｑ、あるいは「０」を、信号ΔＩｑ１として第２のｑ軸電流指令演算部１１２に出力する。
ｄ軸電流入力切替部１０６は、出力電圧制限フラグＶ１ｌｉｍ−ｆｌｇに基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊とｄ軸再現電流値Ｉｄｃとの差分ΔＩｄ、あるいは「０」を、信号ΔＩｄ１として第２のｄ軸電流指令演算部１１３に出力する。
《位相誤差指令演算部》
位相誤差指令演算部１１１は、トルク入力切替部１０４の出力値Δτ１から、位相誤差の指令値（位相誤差指令値）Δθｃ ＊を出力する。
位相誤差指令演算部１１１は、トルク入力切替部１０４の出力値Δτ１から、位相誤差の指令値（位相誤差指令値）Δθｃ ＊を出力する。
《第２のｑ軸電流指令演算部》
第２のｑ軸電流指令演算部１１２は、ｑ軸電流入力切替部１０５の出力値ΔＩｑ１から第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊＊を出力する。
第２のｑ軸電流指令演算部１１２は、ｑ軸電流入力切替部１０５の出力値ΔＩｑ１から第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊＊を出力する。
《第２のｄ軸電流指令演算部》
第２のｄ軸電流指令演算部１１３は、ｄ軸電流入力切替部１０６の出力値ΔＩｄ１から第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊＊を出力する。
第２のｄ軸電流指令演算部１１３は、ｄ軸電流入力切替部１０６の出力値ΔＩｄ１から第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊＊を出力する。
《電圧ベクトル演算部》
電圧ベクトル演算部１００は、図示していないベクトル制御出力電圧演算部と出力電圧制限部とを備えている。そして、前記ベクトル制御出力電圧演算部において、第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊＊と第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊＊とに基づいて、ベクトル制御出力電圧Ｖ１（図４（ｂ）、（ｃ））を演算する。
また、前記出力電圧制限部において、ベクトル制御出力電圧Ｖ１の振幅を電力変換器２４（図２）の供給可能な電圧（電力変換器供給可能電圧Ｖ０、図４（ｂ）、（ｃ））の振幅の範囲に制限して、ベクトル制御出力電圧Ｖ１をベクトル制御出力電圧Ｖ１ｌｉｍ（図４（ｂ）、（ｃ））に変換する。
電圧ベクトル演算部１００は、図示していないベクトル制御出力電圧演算部と出力電圧制限部とを備えている。そして、前記ベクトル制御出力電圧演算部において、第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊＊と第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊＊とに基づいて、ベクトル制御出力電圧Ｖ１（図４（ｂ）、（ｃ））を演算する。
また、前記出力電圧制限部において、ベクトル制御出力電圧Ｖ１の振幅を電力変換器２４（図２）の供給可能な電圧（電力変換器供給可能電圧Ｖ０、図４（ｂ）、（ｃ））の振幅の範囲に制限して、ベクトル制御出力電圧Ｖ１をベクトル制御出力電圧Ｖ１ｌｉｍ（図４（ｂ）、（ｃ））に変換する。
次に、電圧ベクトル演算部１００は、前記のベクトル制御出力電圧Ｖ１ｌｉｍと位相誤差指令値（弱め界磁位相）Δθｃ ＊とに基づいて、ベクトル制御出力電圧Ｖ１ｌｉｍの位相を変換して、弱め界磁出力電圧Ｖ１ｌθを演算する。
さらにモータ２３（図２）の電気定数と、モータ回転速度ωｃとを参照して、印加電圧指令値（Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊）を演算して出力する。
さらにモータ２３（図２）の電気定数と、モータ回転速度ωｃとを参照して、印加電圧指令値（Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊）を演算して出力する。
《出力電圧制限検出部》
出力電圧制限検出部１０７は、電圧ベクトル演算部１００の出力する印加電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）から出力電圧振幅値Ｖ１ ＊を演算し、出力電圧振幅値Ｖ１ ＊が電力変換器２４（図２）の供給可能電圧（電力変換器供給可能電圧Ｖ０）より小さい場合は、出力電圧制限フラグＶ１ｌｉｍ−ｆｌｇを「０」、出力電圧振幅値Ｖ１ ＊が電力変換器供給可能電圧Ｖ０に到達した場合は、出力電圧制限フラグＶ１ｌｉｍ−ｆｌｇを「１」、に設定する。
出力電圧制限検出部１０７は、電圧ベクトル演算部１００の出力する印加電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）から出力電圧振幅値Ｖ１ ＊を演算し、出力電圧振幅値Ｖ１ ＊が電力変換器２４（図２）の供給可能電圧（電力変換器供給可能電圧Ｖ０）より小さい場合は、出力電圧制限フラグＶ１ｌｉｍ−ｆｌｇを「０」、出力電圧振幅値Ｖ１ ＊が電力変換器供給可能電圧Ｖ０に到達した場合は、出力電圧制限フラグＶ１ｌｉｍ−ｆｌｇを「１」、に設定する。
以上の構成により、ベクトル制御部１０は、印加電圧指令値の出力電圧振幅値Ｖ１ ＊が電力変換器の供給可能電圧Ｖ０より大きい出力電圧飽和状態の場合、出力電圧振幅値Ｖ１ ＊が一定の状態で、トルク指令値τ＊とトルク推定値τｃの差分Δτより位相誤差指令値Δθｃ ＊を演算して、電力変換器の出力電圧位相（電圧位相）Ｖθを制御することで弱め界磁制御を行う。
この弱め界磁制御を行うことにより，出力電圧飽和状態で電圧位相を磁石磁束に対して１８０度以上で制御することが可能となる。
この弱め界磁制御を行うことにより，出力電圧飽和状態で電圧位相を磁石磁束に対して１８０度以上で制御することが可能となる。
＜シミュレーションによるトルク限界時の駆動説明＞
前記したベクトル制御部１０によって、モータ回転速度指令値ω１ ＊を一定とした状態でモータ負荷を一定の割合で増加させた場合の特性を、図３、図４を参照して説明する。
図３は、本発明の第１実施形態に係るベクトル制御部１０によって、モータ回転速度指令値ω１ ＊を一定とした状態で、モータ負荷を一定の割合で増加させた場合のデータの特性をシミュレーションで示す図であり、（ａ）は電圧位相［ｄｅｇ］、（ｂ）はトルク［Ｎｍ］、（ｃ）は回転速度［ｒｐｍ］を示している。なお、図３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の横軸は時間［ｓ］であり、電圧位相やトルクが応答する概ね数秒程度の現象を図示している。
図４は、本発明の第１実施形態に係るベクトル制御部１０によって、モータ出力限界トルクを向上させるための出力電圧のベクトル制御を説明する図であり、（ａ）は推定トルクと出力トルクの関係を示し、（ｂ）は電圧位相が９０度以下の場合の各電圧の電圧ベクトル図であり、（ｃ）は電圧位相が９０度を超す場合の各電圧の電圧ベクトル図である。
前記したベクトル制御部１０によって、モータ回転速度指令値ω１ ＊を一定とした状態でモータ負荷を一定の割合で増加させた場合の特性を、図３、図４を参照して説明する。
図３は、本発明の第１実施形態に係るベクトル制御部１０によって、モータ回転速度指令値ω１ ＊を一定とした状態で、モータ負荷を一定の割合で増加させた場合のデータの特性をシミュレーションで示す図であり、（ａ）は電圧位相［ｄｅｇ］、（ｂ）はトルク［Ｎｍ］、（ｃ）は回転速度［ｒｐｍ］を示している。なお、図３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の横軸は時間［ｓ］であり、電圧位相やトルクが応答する概ね数秒程度の現象を図示している。
図４は、本発明の第１実施形態に係るベクトル制御部１０によって、モータ出力限界トルクを向上させるための出力電圧のベクトル制御を説明する図であり、（ａ）は推定トルクと出力トルクの関係を示し、（ｂ）は電圧位相が９０度以下の場合の各電圧の電圧ベクトル図であり、（ｃ）は電圧位相が９０度を超す場合の各電圧の電圧ベクトル図である。
《電圧位相が９０度以下におけるモータ特性》
まず、電圧位相が９０度以下のモータ特性について説明する。
モータの回転速度（モータ回転速度、回転数／分）を所定の値ω１ ＊に指令しながら（図３（ｃ）の実線）、モータトルクを一定の割合で増加させる（図３（ｂ））。なお、この回転速度を増加させる過程において、モータ回転速度推定値ωｃは、正確には、モータ回転速度指令値ω１ ＊と一致しないこともあるが、概ね追従していく。
このモータトルクを一定の割合で増加させる過程において、図３（ａ）に示すように、電圧位相Ｖθが増加することで弱め界磁制御を行う。
なお、電圧位相Ｖθは、トルク指令値τ＊とトルク推定値τｃの差分を基に演算した位相誤差指令値Δθｃ ＊により演算される印加電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）の電圧位相に相当する。
まず、電圧位相が９０度以下のモータ特性について説明する。
モータの回転速度（モータ回転速度、回転数／分）を所定の値ω１ ＊に指令しながら（図３（ｃ）の実線）、モータトルクを一定の割合で増加させる（図３（ｂ））。なお、この回転速度を増加させる過程において、モータ回転速度推定値ωｃは、正確には、モータ回転速度指令値ω１ ＊と一致しないこともあるが、概ね追従していく。
このモータトルクを一定の割合で増加させる過程において、図３（ａ）に示すように、電圧位相Ｖθが増加することで弱め界磁制御を行う。
なお、電圧位相Ｖθは、トルク指令値τ＊とトルク推定値τｃの差分を基に演算した位相誤差指令値Δθｃ ＊により演算される印加電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）の電圧位相に相当する。
なお、図４（ｂ）、（ｃ）において、ｄｃ軸（ｄ軸）は、回転子の磁石の主磁束方向であり、ｑｃ軸（ｑ軸）は、前記ｄｃ軸（ｄ軸）と直角方向である。そして、前記の電圧位相９０度とは、ｑｃ軸（ｑ軸）を基準としている。したがって、磁石の主磁束方向を基準にとれば、１８０度に相当する。
また、ｑｃ軸およびｄｃ軸は、ベクトル制御部（ベクトル制御装置）１０の中の概念であるために、モータにおけるｑ軸およびｄ軸とは区別する符号を用いているが、各要素のベクトル関係は概ね同一である。
また、弱め界磁出力電圧Ｖ１ｌθの電圧位相Ｖθを「弱め界磁出力電圧位相」あるいは「電圧位相」と、適宜、簡略化して称す。
また、ｑｃ軸およびｄｃ軸は、ベクトル制御部（ベクトル制御装置）１０の中の概念であるために、モータにおけるｑ軸およびｄ軸とは区別する符号を用いているが、各要素のベクトル関係は概ね同一である。
また、弱め界磁出力電圧Ｖ１ｌθの電圧位相Ｖθを「弱め界磁出力電圧位相」あるいは「電圧位相」と、適宜、簡略化して称す。
また、このときの各電圧のベクトル図を示しているのが図４（ｂ）である。図４（ｂ）において、ベクトル制御出力電圧Ｖ１は、前記したように、図１の第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊＊と第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊＊とに基づいて演算されたものである。このベクトル制御出力電圧Ｖ１に対して、電力変換器供給可能電圧Ｖ０の振幅の範囲に制限して変換したものがベクトル制御出力電圧Ｖ１ｌｉｍである。
さらに、位相誤差の指令値である弱め界磁位相Δθｃ＊とに基づいて、ベクトル制御出力電圧Ｖ１ｌｉｍの位相（電圧位相Ｖθ）を変換して、弱め界磁出力電圧Ｖ１ｌθを演算する。
なお、弱め界磁出力電圧Ｖ１ｌθには、ｄｃ軸方向である磁石の主磁束方向とは逆方向の電圧成分を含んでいるので、回転子による逆起電力を低減させる効果がある。
さらに、位相誤差の指令値である弱め界磁位相Δθｃ＊とに基づいて、ベクトル制御出力電圧Ｖ１ｌｉｍの位相（電圧位相Ｖθ）を変換して、弱め界磁出力電圧Ｖ１ｌθを演算する。
なお、弱め界磁出力電圧Ｖ１ｌθには、ｄｃ軸方向である磁石の主磁束方向とは逆方向の電圧成分を含んでいるので、回転子による逆起電力を低減させる効果がある。
《電圧位相が９０度以上（超）におけるモータ特性》
さらにモータトルクが増加し、弱め界磁出力電圧Ｖ１ｌθの電圧位相Ｖθがｑｃ軸から９０度を超す場合、言い換えると磁石磁束から１８０度を超す場合（図４（ｃ））でも、出力電圧位相限界（電圧位相制限値Ｖθｌｉｍ ＊、図３（ａ））に達しない限りは、安定して制御できる。
したがって、弱め界磁出力電圧位相Ｖθと出力トルクの比例関係が続くので、図４（ａ）に示すように、推定トルクと出力トルクの比例関係が続き、非線形とはならない。
そのため、図３（ｂ）に示すように、トルク指令値τ＊にトルク推定値τｃが追随するとともに、定常的な差分が発生しない。
また、図３（ａ）に示すように、弱め界磁出力電圧位相Ｖθは、電圧位相制限値Ｖθｌｉｍ ＊に対して余裕も残している。
したがって、電圧位相Ｖθが９０度以上（超）の領域でも弱め界磁制御を行う事ができ、図３（ｃ）に示すように、所定の時間後においては、モータ回転速度指令値ω１ ＊にモータ回転速度ωｃが追随し、概ね一致した状態となる。
さらにモータトルクが増加し、弱め界磁出力電圧Ｖ１ｌθの電圧位相Ｖθがｑｃ軸から９０度を超す場合、言い換えると磁石磁束から１８０度を超す場合（図４（ｃ））でも、出力電圧位相限界（電圧位相制限値Ｖθｌｉｍ ＊、図３（ａ））に達しない限りは、安定して制御できる。
したがって、弱め界磁出力電圧位相Ｖθと出力トルクの比例関係が続くので、図４（ａ）に示すように、推定トルクと出力トルクの比例関係が続き、非線形とはならない。
そのため、図３（ｂ）に示すように、トルク指令値τ＊にトルク推定値τｃが追随するとともに、定常的な差分が発生しない。
また、図３（ａ）に示すように、弱め界磁出力電圧位相Ｖθは、電圧位相制限値Ｖθｌｉｍ ＊に対して余裕も残している。
したがって、電圧位相Ｖθが９０度以上（超）の領域でも弱め界磁制御を行う事ができ、図３（ｃ）に示すように、所定の時間後においては、モータ回転速度指令値ω１ ＊にモータ回転速度ωｃが追随し、概ね一致した状態となる。
なお、図４（ｃ）に示すように、弱め界磁出力電圧Ｖ１ｌθは、９０度以上（超）、つまり磁石の磁束方向に対しては、１８０度以上（超）でも駆動可能であるため、出力電圧位相限界（電圧位相制限値Ｖθｌｉｍ ＊）に到達せず、図４（ａ）のように出力トルクがモータ出力限界トルクに到達するまでは、推定トルクと出力トルクが線形の関係を保つ。
なお、９０以上（超）、つまり磁石の磁束方向に対しては、１８０度以上（超）の領域は、出力トルクτｃとｑ軸電流（ｑ軸再現電流値）Ｉｑｃとの関係においては、後記する図７に示すように非線形となる可能性がある領域である。
なお、９０以上（超）、つまり磁石の磁束方向に対しては、１８０度以上（超）の領域は、出力トルクτｃとｑ軸電流（ｑ軸再現電流値）Ｉｑｃとの関係においては、後記する図７に示すように非線形となる可能性がある領域である。
このように、本実施例のベクトル制御部１０（図２）の構成では、出力電圧飽和状態で弱め界磁出力電圧位相Ｖθが磁石の主磁束方向から１８０度以上（超）となる場合でも、弱め界磁制御を行うことが可能となる。言い換えるとモータが出力可能な限界トルクまで駆動することが可能となる。
＜本発明の顕現性＞
前記したように、図１で示した第１実施形態のベクトル制御部１０の構成により、電力変換器２４からは出力電圧飽和状態で，トルク指令値τ*とトルク推定値τcの差分に基づき演算された位相誤差指令値Δθｃ ＊により弱め界磁制御された印加電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）相当の電圧が出力される。言い換えると、電力変換器２４からは、出力電圧飽和状態で磁石磁束に対して１８０度以上の位相の電圧が出力される。
前記したように、図１で示した第１実施形態のベクトル制御部１０の構成により、電力変換器２４からは出力電圧飽和状態で，トルク指令値τ*とトルク推定値τcの差分に基づき演算された位相誤差指令値Δθｃ ＊により弱め界磁制御された印加電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）相当の電圧が出力される。言い換えると、電力変換器２４からは、出力電圧飽和状態で磁石磁束に対して１８０度以上の位相の電圧が出力される。
＜駆動時のトルクの向上例＞
次に、実機による駆動時のトルクの向上例について、図８を参照して説明する。なお、図５〜図７は比較例として後記する。
図８は、図１に示した本発明の第１実施形態のベクトル制御装置１０を用いた場合の弱め界磁制御のときと、後記する比較例１のベクトル制御装置１０Ａとにおける、モータ出力限界トルクを比較した一例を示す図である。
図８において、符号８００で示したグラフの頂点の値は、後記する比較例１の出力限界トルクの値であり、比較基準として１００％と表記している。また、符号８０１のグラフの頂点の値は、第１実施形態の出力限界トルクの百分率に換算した値を示すものであり、符号８００の比較基準としての１００％を上回った値を示している。
図８に示すように、第１実施形態の構成による弱め界磁制御を行うことで、モータ出力限界トルクを向上することが出来る。なお、図８に示したグラフは一例であって、モータの構造や特性などの条件が変われば、さらに向上した結果が得られる可能性がある。
次に、実機による駆動時のトルクの向上例について、図８を参照して説明する。なお、図５〜図７は比較例として後記する。
図８は、図１に示した本発明の第１実施形態のベクトル制御装置１０を用いた場合の弱め界磁制御のときと、後記する比較例１のベクトル制御装置１０Ａとにおける、モータ出力限界トルクを比較した一例を示す図である。
図８において、符号８００で示したグラフの頂点の値は、後記する比較例１の出力限界トルクの値であり、比較基準として１００％と表記している。また、符号８０１のグラフの頂点の値は、第１実施形態の出力限界トルクの百分率に換算した値を示すものであり、符号８００の比較基準としての１００％を上回った値を示している。
図８に示すように、第１実施形態の構成による弱め界磁制御を行うことで、モータ出力限界トルクを向上することが出来る。なお、図８に示したグラフは一例であって、モータの構造や特性などの条件が変われば、さらに向上した結果が得られる可能性がある。
＜第１実施形態の効果＞
図１に示す第１実施形態のベクトル制御部１０を用いることで、出力電圧飽和状態で電圧位相を磁石の主磁束方向に対して１８０度以上で制御することが可能となる。言い換えると、本実施形態の構成を用いることで、モータ出力限界トルクまで弱め界磁制御を行う事が可能となる。つまり、電力変換器を変更することなく、低速・高効率設計された永久磁石モータを駆動するモータ制御装置２１の高出力化を実現し、高効率化と高出力化の両立が可能となる。
図１に示す第１実施形態のベクトル制御部１０を用いることで、出力電圧飽和状態で電圧位相を磁石の主磁束方向に対して１８０度以上で制御することが可能となる。言い換えると、本実施形態の構成を用いることで、モータ出力限界トルクまで弱め界磁制御を行う事が可能となる。つまり、電力変換器を変更することなく、低速・高効率設計された永久磁石モータを駆動するモータ制御装置２１の高出力化を実現し、高効率化と高出力化の両立が可能となる。
（比較例１）
次に、前記した特許文献１などに開示されているｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊とｑ軸再現電流値Ｉｑｃの差分から電力変換器の出力電圧を制御する方式を比較例１として、図５、図６を参照して説明する。
次に、前記した特許文献１などに開示されているｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊とｑ軸再現電流値Ｉｑｃの差分から電力変換器の出力電圧を制御する方式を比較例１として、図５、図６を参照して説明する。
＜比較例１の構成＞
図５は、比較例１の方式におけるベクトル制御部１０Ａを示す図である。なお、ベクトル制御部１０Ａを備えたモータ制御装置２１（図２）は、図２に示したモータ制御装置２１の回路ブロック図と概ね同じ構成であって、図２において、ベクトル制御部１０をベクトル制御部１０Ａに置き換えたものである。
図５のベクトル制御部１０Ａが図１のベクトル制御部１０と異なるのは、図１におけるトルク指令演算部１０１とトルク推定演算部１０３と比較器１２２がなく、図５の比較器１２３からｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊とｑ軸再現電流Ｉｑｃとの差分ΔＩｑを、ｑ軸電流入力切替部Ａ５０５とｑ軸電流入力切替部Ｂ５０４とに出力していることである。
図５は、比較例１の方式におけるベクトル制御部１０Ａを示す図である。なお、ベクトル制御部１０Ａを備えたモータ制御装置２１（図２）は、図２に示したモータ制御装置２１の回路ブロック図と概ね同じ構成であって、図２において、ベクトル制御部１０をベクトル制御部１０Ａに置き換えたものである。
図５のベクトル制御部１０Ａが図１のベクトル制御部１０と異なるのは、図１におけるトルク指令演算部１０１とトルク推定演算部１０３と比較器１２２がなく、図５の比較器１２３からｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊とｑ軸再現電流Ｉｑｃとの差分ΔＩｑを、ｑ軸電流入力切替部Ａ５０５とｑ軸電流入力切替部Ｂ５０４とに出力していることである。
また、ｑ軸電流入力切替部Ｂ５０４は、出力電圧制限フラグＶ１ｌｉｍ−ｆｌｇに基づいて、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊とｑ軸再現電流値Ｉｑｃとの差分ΔＩｑ、あるいは「０」を位相誤差指令演算部５１１にΔＩｑ２として出力する。
また、位相誤差指令演算部５１１は、ｑ軸電流入力切替部Ｂ５０４の出力値ΔＩｑ２から位相誤差指令値Δθｃ ＊を出力する。
なお、図５において、ｑ軸電流入力切替部Ａ５０５は、図１におけるｑ軸電流入力切替部１０５と概ね同一の機能である。
図５におけるその他の構成は、図１の構成と概ね同じであり、同一の符号を付したものは同一の機能と動作をするので重複する説明は省略する。
また、位相誤差指令演算部５１１は、ｑ軸電流入力切替部Ｂ５０４の出力値ΔＩｑ２から位相誤差指令値Δθｃ ＊を出力する。
なお、図５において、ｑ軸電流入力切替部Ａ５０５は、図１におけるｑ軸電流入力切替部１０５と概ね同一の機能である。
図５におけるその他の構成は、図１の構成と概ね同じであり、同一の符号を付したものは同一の機能と動作をするので重複する説明は省略する。
＜比較例１の動作の説明＞
図５に示した、ベクトル制御部１０Ａは、図１のベクトル制御部１０のようにトルクによる制御ではなく、ｑ軸電流を主体とした制御で行われる。
すなわち、印加電圧指令値の電圧振幅値Ｖ１ ＊が電力変換器の供給可能電圧Ｖ０より小さい場合、指令電流値（Ｉｄ ＊，Ｉｑ ＊）と再現電流値（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）の差分（ΔＩｄ，ΔＩｑ）から第２の電流指令値（Ｉｄ ＊＊、Ｉｑ ＊＊）を演算し、モータ回転速度推定値ωｃを用いて印加電圧指令値（Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊）を出力し、ベクトル制御を行う。
図５に示した、ベクトル制御部１０Ａは、図１のベクトル制御部１０のようにトルクによる制御ではなく、ｑ軸電流を主体とした制御で行われる。
すなわち、印加電圧指令値の電圧振幅値Ｖ１ ＊が電力変換器の供給可能電圧Ｖ０より小さい場合、指令電流値（Ｉｄ ＊，Ｉｑ ＊）と再現電流値（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）の差分（ΔＩｄ，ΔＩｑ）から第２の電流指令値（Ｉｄ ＊＊、Ｉｑ ＊＊）を演算し、モータ回転速度推定値ωｃを用いて印加電圧指令値（Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊）を出力し、ベクトル制御を行う。
また、印加電圧指令値の電圧振幅値Ｖ１ ＊が電力変換器の供給可能電圧Ｖ０より大きい出力電圧飽和状態の場合には、電圧振幅値Ｖ１ ＊が一定の状態で、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊とｑ軸再現電流値Ｉｑｃとの差分ΔＩｑより位相誤差指令値Δθｃ ＊を演算して電力変換器の電圧位相を制御することで弱め界磁制御を行う。
次に、シミュレーションによるトルク限界時の駆動について図６、図７を参照して説明する。
図６は、比較例１の方式におけるベクトル制御部１０Ａにより、モータ回転速度指令値ω１ ＊を一定とした状態で、モータ負荷を一定の割合で増加させた場合の特性を示す図であり、（ａ）は電圧位相［ｄｅｇ］、（ｂ）はｑ軸電流［Ａ］、（ｃ）は回転速度［ｒｐｍ］を示している。なお、図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の横軸は時間［ｓ］である。
図７は、比較例１の方式におけるベクトル制御部１０Ａにより、モータ出力限界トルクを向上させるための出力電圧のベクトル制御を説明する図であり、（ａ）はトルク電流と出力トルクの関係を示し、（ｂ）は電圧位相が９０度以下の場合の各電圧の電圧ベクトル図であり、（ｃ）は電圧位相が９０度を超す場合の各電圧の電圧ベクトル図である。
図６は、比較例１の方式におけるベクトル制御部１０Ａにより、モータ回転速度指令値ω１ ＊を一定とした状態で、モータ負荷を一定の割合で増加させた場合の特性を示す図であり、（ａ）は電圧位相［ｄｅｇ］、（ｂ）はｑ軸電流［Ａ］、（ｃ）は回転速度［ｒｐｍ］を示している。なお、図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の横軸は時間［ｓ］である。
図７は、比較例１の方式におけるベクトル制御部１０Ａにより、モータ出力限界トルクを向上させるための出力電圧のベクトル制御を説明する図であり、（ａ）はトルク電流と出力トルクの関係を示し、（ｂ）は電圧位相が９０度以下の場合の各電圧の電圧ベクトル図であり、（ｃ）は電圧位相が９０度を超す場合の各電圧の電圧ベクトル図である。
モータ負荷を一定の割合で増加させる場合に、図６（ｂ）に示すように、ｑ軸電流を一定の割合で増加させて対応している。つまり、図５の回路において、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊とｑ軸再現電流値Ｉｑｃの差分を基に演算した位相誤差指令値Δθｃ ＊により、印加電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）の電圧位相Ｖθが増加することで弱め界磁制御を行っている（電圧位相が９０度以下）。
このとき、図６（ａ）に示すように電圧位相は、モータ負荷の上昇とともに、増加している。
また、図６（ｃ）に示すようにモータ回転速度（回転速度）ωｃは、モータ回転速度指令値ω１ ＊に概ね追従している。
なお、このときの各電圧（弱め界磁出力電圧Ｖ１ｌθ、ベクトル制御出力電圧Ｖ１）のベクトル図を示しているのが図７（ｂ）である。
このとき、図６（ａ）に示すように電圧位相は、モータ負荷の上昇とともに、増加している。
また、図６（ｃ）に示すようにモータ回転速度（回転速度）ωｃは、モータ回転速度指令値ω１ ＊に概ね追従している。
なお、このときの各電圧（弱め界磁出力電圧Ｖ１ｌθ、ベクトル制御出力電圧Ｖ１）のベクトル図を示しているのが図７（ｂ）である。
さらにモータ負荷が増加し、電圧位相Ｖθがｑ軸から９０度以上、言い換えると磁石磁束から１８０度以上となると、図６（ｂ）に示すように、ｑ軸再現電流値Ｉｑｃが減少に転じる。
この領域においては、増加するｑ軸電流指令値に対してｑ軸再現電流値が減少することで、定常的な差分（Ｉｑ ＊−Ｉｑｃ）が発生する。
また、この領域においては、図６（ａ）に示すように、電圧位相Ｖθは、電圧位相制限値Ｖθｌｉｍ ＊まで増加してしまうので、さらなる弱め界磁ができなくなる。
このため、図７（ａ）に示したように、出力トルクが電流型の安定限界を超して、出力電圧位相とｑ軸電流の関係が非線形となり、トルク電流と出力トルクとの関係が非線形の領域に入る。
この領域においては、増加するｑ軸電流指令値に対してｑ軸再現電流値が減少することで、定常的な差分（Ｉｑ ＊−Ｉｑｃ）が発生する。
また、この領域においては、図６（ａ）に示すように、電圧位相Ｖθは、電圧位相制限値Ｖθｌｉｍ ＊まで増加してしまうので、さらなる弱め界磁ができなくなる。
このため、図７（ａ）に示したように、出力トルクが電流型の安定限界を超して、出力電圧位相とｑ軸電流の関係が非線形となり、トルク電流と出力トルクとの関係が非線形の領域に入る。
この非線形の領域においては、前記したように、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊とｑ軸再現電流値Ｉｑｃとの間に、定常的な差分が発生する（図６（ｂ））。
また、それとともに図６（ｃ）に示すように、モータ回転速度指令値ω１ ＊とモータ回転速度ωｃが乖離した状態となる。
このように、比較例１の構成であるベクトル制御部１０Ａの構成では、出力電圧飽和状態で電圧位相Ｖθが磁石磁束から１８０度以上となると、弱め界磁制御が困難となる。言い換えるとモータが出力可能な限界トルク（モータ出力限界トルク、図７（ａ））まで駆動することが困難となる。
なお、このときの各電圧のベクトル図が図７（ｃ）である。図７（ｃ）において、電圧位相Ｖθを出力電圧位相限界に到達させる前に不安定な領域に入ってしまう。
また、それとともに図６（ｃ）に示すように、モータ回転速度指令値ω１ ＊とモータ回転速度ωｃが乖離した状態となる。
このように、比較例１の構成であるベクトル制御部１０Ａの構成では、出力電圧飽和状態で電圧位相Ｖθが磁石磁束から１８０度以上となると、弱め界磁制御が困難となる。言い換えるとモータが出力可能な限界トルク（モータ出力限界トルク、図７（ａ））まで駆動することが困難となる。
なお、このときの各電圧のベクトル図が図７（ｃ）である。図７（ｃ）において、電圧位相Ｖθを出力電圧位相限界に到達させる前に不安定な領域に入ってしまう。
（比較例２）
次に、比較例２として、第１実施形態や比較例１で行っている弱め界磁方式などの対策を特に立てない場合の現象と問題点について説明する。
まず、比較例２におけるモータの回転速度と出力との間の一般的な特性について説明する。
次に、比較例２として、第１実施形態や比較例１で行っている弱め界磁方式などの対策を特に立てない場合の現象と問題点について説明する。
まず、比較例２におけるモータの回転速度と出力との間の一般的な特性について説明する。
図１１は、比較例２において、モータ出力トルクを所定値τ１として、モータ制御装置でモータを駆動した場合の特性を示す図であり、（ａ）はモータの回転速度と電力変換器の出力電圧および出力電流の関係を示し、（ｂ）はモータの回転速度とモータ出力トルクの関係を示している。
図１１（ａ）において、横軸は回転速度Ｎ［ｒｐｍ］であり、縦軸は出力電圧［Ｖ］と出力電流[Ａ]である。
モータ（２３、図２）には、回転速度に比例した誘起電圧が発生するため、電力変換器は、この誘起電圧を上回る電圧を出力する必要がある。そのため電力変換器の出力電圧は、図１１（ａ）の出力電圧に示すように回転速度に比例して増加する。
しかし、図１１（ａ）に示すように、モータの回転速度が所定の値である回転速度Ｎ１を超えると、電力変換器（２４、図２）の必要とされる出力電圧が、電力変換器の供給可能電圧（電力変換器供給可能電圧）Ｖ０を上回る領域に入る。
電力変換器は、限界である供給可能電圧Ｖ０を超すと、出力電圧が上昇しなくなる。この供給可能電圧Ｖ０に達した状態を電圧飽和領域と呼ぶ。
このような電圧飽和領域においては、それ以上、電力変換器の出力電圧の電圧振幅を大きくすることが出来ない。ただし、電力変換器の出力電流を増加させることはできるので、モータ出力トルクが所定値τ１のもとに回転速度をさらに上げることはできる。
モータ（２３、図２）には、回転速度に比例した誘起電圧が発生するため、電力変換器は、この誘起電圧を上回る電圧を出力する必要がある。そのため電力変換器の出力電圧は、図１１（ａ）の出力電圧に示すように回転速度に比例して増加する。
しかし、図１１（ａ）に示すように、モータの回転速度が所定の値である回転速度Ｎ１を超えると、電力変換器（２４、図２）の必要とされる出力電圧が、電力変換器の供給可能電圧（電力変換器供給可能電圧）Ｖ０を上回る領域に入る。
電力変換器は、限界である供給可能電圧Ｖ０を超すと、出力電圧が上昇しなくなる。この供給可能電圧Ｖ０に達した状態を電圧飽和領域と呼ぶ。
このような電圧飽和領域においては、それ以上、電力変換器の出力電圧の電圧振幅を大きくすることが出来ない。ただし、電力変換器の出力電流を増加させることはできるので、モータ出力トルクが所定値τ１のもとに回転速度をさらに上げることはできる。
また、図１１（ｂ）において、横軸は回転速度Ｎ［ｒｐｍ］であり、縦軸はモータ出力トルク［Ｎｍ］である。
図１１（ｂ）に示すように、モータ出力トルクが所定値τ１のもとに回転速度Ｎ１を超して、回転速度Ｎ２まで回転速度を上昇させることができる。ただし、回転速度Ｎ２が限界で、それ以上、回転速度を上げるとモータ出力トルクが所定値τ１より低下する。
そのため、回転速度Ｎ２以下の状態がモータ出力トルクの所定値τ１を出力することが可能な領域であり、回転速度Ｎ２を超えた領域は、モータ出力トルクが低下するのでモータ出力トルク限界領域である。
図１１（ｂ）に示すように、モータ出力トルクが所定値τ１のもとに回転速度Ｎ１を超して、回転速度Ｎ２まで回転速度を上昇させることができる。ただし、回転速度Ｎ２が限界で、それ以上、回転速度を上げるとモータ出力トルクが所定値τ１より低下する。
そのため、回転速度Ｎ２以下の状態がモータ出力トルクの所定値τ１を出力することが可能な領域であり、回転速度Ｎ２を超えた領域は、モータ出力トルクが低下するのでモータ出力トルク限界領域である。
なお、図１１（ａ）、（ｂ）において、比較例２のモータの回転速度と出力との間の一般的な特性としての注目点は、回転速度Ｎ１において、電圧飽和領域に入ることである。この電圧飽和領域に入るためモータの高出力の駆動、制御に限界が生ずる。
＜比較例１の補足：電圧飽和領域において駆動範囲を拡大する弱め界磁制御方式＞
電圧飽和領域において駆動範囲を拡大する弱め界磁制御方式として、特許文献１では、「電力変換器の出力電圧値が制限された場合は、ｑ軸の電流指令値とｑ軸の電流検出値との偏差により、制御の基準軸とモータの磁束軸との偏差である位相誤差の指令値を作成すること」ことで弱め界磁制御を行う技術が提案されているが、その問題点について、図１２、図１３を参照して、比較例１を補足して説明する。
なお、この方式では、定常的に電力変換器が出力可能な電圧（供給可能電圧）Ｖ０（以下では電圧飽和状態と呼ぶ）で電力変換器の出力電圧を制御可能である。ここで、電圧飽和領域で駆動する永久磁石モータは、埋め込み磁石形モータのようにリラクタンストルク成分が発生する場合がある。
電圧飽和領域において駆動範囲を拡大する弱め界磁制御方式として、特許文献１では、「電力変換器の出力電圧値が制限された場合は、ｑ軸の電流指令値とｑ軸の電流検出値との偏差により、制御の基準軸とモータの磁束軸との偏差である位相誤差の指令値を作成すること」ことで弱め界磁制御を行う技術が提案されているが、その問題点について、図１２、図１３を参照して、比較例１を補足して説明する。
なお、この方式では、定常的に電力変換器が出力可能な電圧（供給可能電圧）Ｖ０（以下では電圧飽和状態と呼ぶ）で電力変換器の出力電圧を制御可能である。ここで、電圧飽和領域で駆動する永久磁石モータは、埋め込み磁石形モータのようにリラクタンストルク成分が発生する場合がある。
図１２は、比較例１において、出力電圧位相と出力トルクおよびｑ軸電流との関係を示す図である。なお、横軸は出力電圧位相［ｄｅｇ］であり、縦軸には出力トルク［Ｎｍ］、およびｑ軸電流［Ａ］である。
図１２に示すように、出力電圧位相がｑ軸から９０度（ｄｅｇ）、つまり磁石磁束から１８０度を超えた位相でモータの出力トルクが最大となる。言い換えると、出力電圧位相が９０度を超えた出力電圧限界位相（電圧位相制限値Ｖθｌｉｍ ＊）でモータが最大出力限界トルクを出力する。
しかし、前記した図７（ａ）に示したように、電力変換器の出力電圧位相とモータのｑ軸電流とが、出力電圧位相が９０度を超えた範囲では線形の関係とはならず、非線形な関係となる。
したがって、前記特許文献１を含む比較例の方式では出力電圧位相が９０度を超えた領域では制御が困難となる。そのため、制御可能な出力の領域における実質的な出力電圧限界位相は、図１２に示した「比較例の出力電圧限界位相」であって、概ね９０度程度となる。
図１２に示すように、出力電圧位相がｑ軸から９０度（ｄｅｇ）、つまり磁石磁束から１８０度を超えた位相でモータの出力トルクが最大となる。言い換えると、出力電圧位相が９０度を超えた出力電圧限界位相（電圧位相制限値Ｖθｌｉｍ ＊）でモータが最大出力限界トルクを出力する。
しかし、前記した図７（ａ）に示したように、電力変換器の出力電圧位相とモータのｑ軸電流とが、出力電圧位相が９０度を超えた範囲では線形の関係とはならず、非線形な関係となる。
したがって、前記特許文献１を含む比較例の方式では出力電圧位相が９０度を超えた領域では制御が困難となる。そのため、制御可能な出力の領域における実質的な出力電圧限界位相は、図１２に示した「比較例の出力電圧限界位相」であって、概ね９０度程度となる。
図１３は、比較例１において、モータの回転速度Ｎとモータ出力トルクとの関係を示す図である。なお、横軸は回転速度Ｎ［ｒｐｍ］であり、縦軸にはモータ出力トルク［Ｎｍ］である。
図１３において、前記のように特許文献１を含む比較例１の方式では、出力電圧位相が９０度を超えた領域では制御が困難となる。そのため、モータがトルクτ１を出力する場合には、前記特許文献１の方式では電力変換器の出力電圧を出力限界位相（電圧位相制限値Ｖθｌｉｍ ＊）まで制御して、理想的な限界の回転速度Ｎ２まで駆動する事が出来ず、駆動可能な回転数が回転数Ｎ３まで低下してしまう。言い換えると、モータの出力可能な限界トルクまで駆動することが出来ない。
図１３において、前記のように特許文献１を含む比較例１の方式では、出力電圧位相が９０度を超えた領域では制御が困難となる。そのため、モータがトルクτ１を出力する場合には、前記特許文献１の方式では電力変換器の出力電圧を出力限界位相（電圧位相制限値Ｖθｌｉｍ ＊）まで制御して、理想的な限界の回転速度Ｎ２まで駆動する事が出来ず、駆動可能な回転数が回転数Ｎ３まで低下してしまう。言い換えると、モータの出力可能な限界トルクまで駆動することが出来ない。
＜第１実施形態の補足＞
以上の背景により、比較例１や比較例２の問題点を克服するために、本発明の第１実施形態の構成をとる。
すなわち、前記したように第１実施形態は、ベクトル制御部１０（図１）を用いることで、出力電圧飽和状態で電圧位相を磁石の主磁束方向に対して１８０度以上で制御することが可能となり、モータ出力限界トルクまで弱め界磁制御を行う事ができる。
つまり、電力変換器を変更することなく、低速・高効率設計された永久磁石モータを駆動するモータ制御装置２１（図１）の高出力化を実現し、高効率化と高出力化の両立が可能となる。
以上の背景により、比較例１や比較例２の問題点を克服するために、本発明の第１実施形態の構成をとる。
すなわち、前記したように第１実施形態は、ベクトル制御部１０（図１）を用いることで、出力電圧飽和状態で電圧位相を磁石の主磁束方向に対して１８０度以上で制御することが可能となり、モータ出力限界トルクまで弱め界磁制御を行う事ができる。
つまり、電力変換器を変更することなく、低速・高効率設計された永久磁石モータを駆動するモータ制御装置２１（図１）の高出力化を実現し、高効率化と高出力化の両立が可能となる。
（第２実施形態）
本発明の第１実施形態のベクトル制御装置１０を搭載したモータ制御装置２１を圧縮機駆動モータの制御に適用した空調機９００を第２実施形態として、図９、図１０を参照して説明する。
図９は、本発明の第２実施形態に係る空調機９００の内部の構成を示すものである。
また、図１０は、本発明の第２実施形態に係る空調機９００に搭載した圧縮機駆動モータの特性を示す図である。
本発明の第１実施形態のベクトル制御装置１０を搭載したモータ制御装置２１を圧縮機駆動モータの制御に適用した空調機９００を第２実施形態として、図９、図１０を参照して説明する。
図９は、本発明の第２実施形態に係る空調機９００の内部の構成を示すものである。
また、図１０は、本発明の第２実施形態に係る空調機９００に搭載した圧縮機駆動モータの特性を示す図である。
図９において、空調機９００は、外気と熱交換を行う室外機９０１、室内と熱交換を行う室内機９０２、両者をつなぐ配管９０３を備えて構成される。
室外機９０１は、冷媒を圧縮する圧縮機９０４と、圧縮機９０４を駆動する圧縮機駆動モータ９０５と、圧縮機駆動モータ９０５を制御するモータ制御装置９０６と、圧縮冷媒を用いて外気と熱交換する熱交換機９０７とを備えて構成される。
モータ制御装置９０６には、前記した本発明の第１実施形態のベクトル制御装置１０（図１）を搭載したモータ制御装置２１（図２）が適用される。
モータ制御装置９０６には、前記した本発明の第１実施形態のベクトル制御装置１０（図１）を搭載したモータ制御装置２１（図２）が適用される。
また、室内機９０２は、室内と熱交換を行う熱交換機９０８と、室内に送風する送風機９０９とを備えて構成される。
次に、圧縮機駆動モータ９０５の特性について図１０を参照して説明する。
図１０は、圧縮機駆動モータ９０５の回転速度とモータ効率の関係を示す図である。なお、横軸は圧縮機の駆動モータの回転速度（圧縮機駆動モータ回転速度）［ｒｐｍ］を表し、縦軸は圧縮機の駆動モータの効率（圧縮機駆動モータ効率）［％］を表している。
図１０は、圧縮機駆動モータ９０５の回転速度とモータ効率の関係を示す図である。なお、横軸は圧縮機の駆動モータの回転速度（圧縮機駆動モータ回転速度）［ｒｐｍ］を表し、縦軸は圧縮機の駆動モータの効率（圧縮機駆動モータ効率）［％］を表している。
空調機の性能を表す指標として、近年、実使用時に近い状態での評価を行うための指標である通年エネルギー消費効率（ＡＰＦ：Annual Performance Factor）が用いられている。
ＡＰＦ指標では低速回転・低負荷での効率が重視される。そのため、空調機圧縮機駆動モータの設計では、図１０の実線の特性線１００１に示すモータ効率がピークとなる回転数Ｎ３を低い回転速度になるようにモータの低速度設計を行っている。
しかし、図６および図７で示した通り、比較例の弱め界磁制御方式では、モータが出力可能な限界トルクまで制御することが出来なかった。したがって、ＡＰＦ指標と圧縮機の最大出力の両立を図るために、さらなる低速度設計をすることが出来なかった。
ＡＰＦ指標では低速回転・低負荷での効率が重視される。そのため、空調機圧縮機駆動モータの設計では、図１０の実線の特性線１００１に示すモータ効率がピークとなる回転数Ｎ３を低い回転速度になるようにモータの低速度設計を行っている。
しかし、図６および図７で示した通り、比較例の弱め界磁制御方式では、モータが出力可能な限界トルクまで制御することが出来なかった。したがって、ＡＰＦ指標と圧縮機の最大出力の両立を図るために、さらなる低速度設計をすることが出来なかった。
第２実施形態の空調機９００では、第１実施形態のモータ制御装置２１を空調機９００に適用し、弱め界磁制御を行う。つまり、モータ制御装置９０６は、電力変換器２４（図２）の出力電圧飽和状態で電圧位相を磁石磁束に対して１８０度以上で制御することで，モータが出力可能な限界トルクを出力することが可能となる。
これによって、図１１の点線の特性線１００２に示すように、圧縮機駆動モータの最大出力を低下させること無く、効率がピークとなる回転速度をさらに低い回転速度Ｎ４に、モータを低速設計する事が可能となる。
これによって、図１１の点線の特性線１００２に示すように、圧縮機駆動モータの最大出力を低下させること無く、効率がピークとなる回転速度をさらに低い回転速度Ｎ４に、モータを低速設計する事が可能となる。
＜第２実施形態の効果＞
第２実施形態により、従来のモータ駆動装置と同じ電力変換器の構成で圧縮機駆動モータ９０５の最大出力を低下させること無く、モータ効率がピークとなる回転速度が低い低速度設計モータを適用することが可能となる。言い換えると、空調機の高出力化とＡＰＦ指標の向上の両立を図ることが可能となる。
第２実施形態により、従来のモータ駆動装置と同じ電力変換器の構成で圧縮機駆動モータ９０５の最大出力を低下させること無く、モータ効率がピークとなる回転速度が低い低速度設計モータを適用することが可能となる。言い換えると、空調機の高出力化とＡＰＦ指標の向上の両立を図ることが可能となる。
（その他の実施形態）
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、本発明はこれら実施形態およびその変形に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があってもよく、以下にその例をあげる。
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、本発明はこれら実施形態およびその変形に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があってもよく、以下にその例をあげる。
《各構成、機能の実現》
前記の本実施形態の各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、プログラム変更可能なソフトウェアにより実現してもよい。また、ハードウェアとソフトウェアを混載してもよい。
例えばベクトル制御装置１０は、独立した装置ではなくともよい。例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）などにおいて、他の回路、機能とともにソフトウェアのプログラムに組み込まれていてもよい。
前記の本実施形態の各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、プログラム変更可能なソフトウェアにより実現してもよい。また、ハードウェアとソフトウェアを混載してもよい。
例えばベクトル制御装置１０は、独立した装置ではなくともよい。例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）などにおいて、他の回路、機能とともにソフトウェアのプログラムに組み込まれていてもよい。
また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
《電圧ベクトル演算部》
また、図１の第１実施形態における構成では，位相誤差指令演算部１１１からの位相誤差指令値Δθｃ ＊に基づいて電圧ベクトル演算部で印加電圧指令値（Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊）を演算しているが、図２の位置センサレス制御部３２の回転位相θｄｃへ位相誤差指令値Δθｃ ＊を加算する方式でも同様の駆動を行う事が可能である。
また、図１の第１実施形態における構成では，位相誤差指令演算部１１１からの位相誤差指令値Δθｃ ＊に基づいて電圧ベクトル演算部で印加電圧指令値（Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊）を演算しているが、図２の位置センサレス制御部３２の回転位相θｄｃへ位相誤差指令値Δθｃ ＊を加算する方式でも同様の駆動を行う事が可能である。
《モータ回転速度推定値、トルク推定値》
第１実施形態において、モータ回転速度推定値ωｃは、位置センサレス制御部３２による推定（演算）のみならず、前記したように、センサなどで検出した値、すなわちモータ回転速度検出値でもよい。
同様に、トルク推定値τｃは、トルク推定演算部１０３における再現電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）を基にした推定（演算）のみならず、センサなどで検出した値、すなわちトルク検出値でもよい。
第１実施形態において、モータ回転速度推定値ωｃは、位置センサレス制御部３２による推定（演算）のみならず、前記したように、センサなどで検出した値、すなわちモータ回転速度検出値でもよい。
同様に、トルク推定値τｃは、トルク推定演算部１０３における再現電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）を基にした推定（演算）のみならず、センサなどで検出した値、すなわちトルク検出値でもよい。
《スイッチング素子、半導体素子》
また電力変換器２４に備えた電力変換主回路４１のスイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた例を説明したが、他の半導体素子のスイッチング素子を用いてもよく、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）でもよい。
また電力変換器２４に備えた電力変換主回路４１のスイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた例を説明したが、他の半導体素子のスイッチング素子を用いてもよく、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）でもよい。
《モータの型》
第１実施形態においては駆動するモータとして永久磁石同期モータを例にあげたが、巻線界磁型同期モータでもよく、また、永久磁石と巻線の両方で界磁磁束を確保する方式でもみよい。
また、モータの回転子が固定子の内部の空洞を回転するインナーロータ型のみならず、固定子の外側を回転するアウターロータ型にも本実施形態は適用できる。
第１実施形態においては駆動するモータとして永久磁石同期モータを例にあげたが、巻線界磁型同期モータでもよく、また、永久磁石と巻線の両方で界磁磁束を確保する方式でもみよい。
また、モータの回転子が固定子の内部の空洞を回転するインナーロータ型のみならず、固定子の外側を回転するアウターロータ型にも本実施形態は適用できる。
《モータを搭載した各種の機器》
第２実施形態においては、第１実施形態のベクトル制御装置１０を搭載したモータ制御装置２１を圧縮機駆動に適用した空調機９００について説明したが、第１実施形態のベクトル制御装置１０を搭載したモータ制御装置２１で駆動するモータの応用例は、空調機に限定されるものではない。モータを搭載した各種の機器において、本発明の第１実施形態のベクトル制御装置、またはモータ制御装置を搭載すれば、モータ制御装置の高出力化と、高効率化と高出力化が両立するので、前記各種の機器としての性能向上や効率化に寄与する。
第２実施形態においては、第１実施形態のベクトル制御装置１０を搭載したモータ制御装置２１を圧縮機駆動に適用した空調機９００について説明したが、第１実施形態のベクトル制御装置１０を搭載したモータ制御装置２１で駆動するモータの応用例は、空調機に限定されるものではない。モータを搭載した各種の機器において、本発明の第１実施形態のベクトル制御装置、またはモータ制御装置を搭載すれば、モータ制御装置の高出力化と、高効率化と高出力化が両立するので、前記各種の機器としての性能向上や効率化に寄与する。
１０、１０Ａ ベクトル制御装置、ベクトル制御部
２１、９０６ モータ制御装置
２２ 直流電源
２３ モータ（永久磁石同期モータ）
２４ 電力変換器
２５ 直流母線電流検出回路
２６ 制御装置
３１ 電流再現部
３２ 位置センサレス制御部
３３ 速度指令発生部
３４ 座標変換部
３５ ＰＷＭパルス生成部
４１ 電力変換主回路
４２ ゲート・ドライバ
１００ 電圧ベクトル演算部
１０１ トルク指令演算部
１０２ ｑ軸電流指令演算部
１０３ トルク推定演算部
１０４ トルク入力切替部
１０５ ｑ軸電流入力切替部
１０６ ｄ軸電流入力切替部
１０７ 出力電圧制限検出部
１１１、５１１ 位相誤差指令演算部
１１２ 第２のｑ軸電流指令演算部
１１３ 第２のｄ軸電流指令演算部
１２１〜１２４ 比較器
５０４ ｑ軸電流入力切替部Ｂ
５０５ ｑ軸電流入力切替部Ａ
９００ 空調機
９０１ 室外機
９０２ 室内機
９０３ 配管
９０４ 圧縮機
９０５ 圧縮機駆動モータ
９０７、９０８ 熱交換機
９０９ 送風機
２１、９０６ モータ制御装置
２２ 直流電源
２３ モータ（永久磁石同期モータ）
２４ 電力変換器
２５ 直流母線電流検出回路
２６ 制御装置
３１ 電流再現部
３２ 位置センサレス制御部
３３ 速度指令発生部
３４ 座標変換部
３５ ＰＷＭパルス生成部
４１ 電力変換主回路
４２ ゲート・ドライバ
１００ 電圧ベクトル演算部
１０１ トルク指令演算部
１０２ ｑ軸電流指令演算部
１０３ トルク推定演算部
１０４ トルク入力切替部
１０５ ｑ軸電流入力切替部
１０６ ｄ軸電流入力切替部
１０７ 出力電圧制限検出部
１１１、５１１ 位相誤差指令演算部
１１２ 第２のｑ軸電流指令演算部
１１３ 第２のｄ軸電流指令演算部
１２１〜１２４ 比較器
５０４ ｑ軸電流入力切替部Ｂ
５０５ ｑ軸電流入力切替部Ａ
９００ 空調機
９０１ 室外機
９０２ 室内機
９０３ 配管
９０４ 圧縮機
９０５ 圧縮機駆動モータ
９０７、９０８ 熱交換機
９０９ 送風機
Claims (4)
- モータに電力を供給して駆動させる電力変換器の出力に基づき、当該出力が出力電圧飽和状態の際に、
前記電力変換器の出力電圧を規定する弱め界磁出力電圧位相を前記モータの界磁磁極の主磁束方向に対して１８０度以上として制御するとともに
前記電力変換器の出力の電圧位相を、トルク指令値と、トルク推定値との差分により制御する
ベクトル制御装置であって、
トルク指令演算部、ｑ軸電流指令演算部、トルク推定演算部、トルク入力切替部、ｑ軸電流入力切替部、ｄ軸電流入力切替部、位相誤差指令演算部、第２のｑ軸電流指令演算部、第２のｄ軸電流指令演算部、電圧ベクトル演算部、出力電圧制限検出部、を備え、
前記トルク指令演算部は、モータ回転速度指令値と推定されたモータ回転速度との差分からトルク指令値を演算し、
前記ｑ軸電流指令演算部は、モータ回転速度指令値と推定されたモータ回転速度との差分からｑ軸電流指令値を演算し、
前記トルク推定演算部は、モータの電気定数と再現電流値に基づいてトルク推定値を演算し、
前記トルク入力切替部は、出力電圧制限検出部の出力する出力電圧制限フラグに基づいて、トルク指令値とトルク推定値との差分、あるいは０値を意味する０を信号として位相誤差指令演算部に出力し、
前記ｑ軸電流入力切替部は、出力電圧制限フラグに基づいて、ｑ軸電流指令値とｑ軸再現電流値との差分、あるいは０を信号として、第２のｑ軸電流指令演算部に出力し、
前記ｄ軸電流入力切替部は、出力電圧制限フラグに基づいて、ｄ軸電流指令値とｄ軸再現電流値との差分、あるいは０を信号として、第２のｄ軸電流指令演算部に出力し、
前記位相誤差指令演算部は、トルク入力切替部の出力値から位相誤差の指令値を演算し、
前記第２のｑ軸電流指令演算部は、ｑ軸電流入力切替部の出力値から第２のｑ軸電流指令値を演算し、
前記第２のｄ軸電流指令演算部は、ｄ軸電流入力切替部の出力値から第２のｄ軸電流指令値を演算し、
前記電圧ベクトル演算部は、第２のｄ軸電流指令値と第２のｑ軸電流指令値と位相誤差指令値とに基づいて弱め界磁出力電圧を演算し、モータの電気定数とモータ回転速度を参照して印加電圧指令値を演算し、
前記出力電圧制限検出部は、電圧ベクトル演算部の出力から出力電圧振幅値を演算し、出力電圧振幅値が電力変換器の供給可能電圧より小さい場合は出力電圧制限フラグを０、出力電圧振幅値が電力変換器の供給可能電圧に到達した場合は出力電圧制限フラグを１に設定し、
前記印加電圧指令値の出力電圧振幅値が電力変換器の供給可能電圧より大きい出力電圧飽和状態の場合、出力電圧振幅値が一定の状態でトルク指令値とトルク推定値の差分から位相誤差指令値を演算し、電力変換器の出力電圧位相を制御することで弱め界磁制御を行う
ことを特徴とするベクトル制御装置。 - 請求項１において、
前記モータは、永久磁石同期モータであることを特徴とするベクトル制御装置。 - 請求項１または請求項２に記載のベクトル制御装置を備え、
前記モータを駆動制御することを特徴とするモータ制御装置。 - 請求項３に記載のモータ制御装置を備えることを特徴とする空調機。
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