JP2005151755A - コンバータ制御装置及びモジュール。 - Google Patents

Abstract

【課題】
電源電圧位相を検出する方法としては（１）零クロス信号を用いる方法や（２）コンバータの数式モデルを用いて推定する方法がある。（１）では周波数変動の追従性に限界があり、瞬時停電等により電源電圧が変動した場合、誤った零クロス信号を検出する可能性がある。また（２）ではコンバータ起動時の初期位相の検出が出来ないため、コンバータを適当な位相でスイッチング動作を行う必要がある。
【解決手段】
ＰＷＭコンバータの数式モデルを用いて算出した電源電圧位相誤差（第１の位相誤差）と、交流電源の零クロス信号から得られる交流電源位相誤差（第２の位相誤差）のどちらか一方を選択してＰＬＬ手法を用いて制御手段の制御位相（電源電圧位相）を作成すればよい。
【選択図】図１

Description

本発明は、コンバータ制御装置及びモジュールに関する。

電力変換器から発生する高調波電流を非常に小さくできる電力変換器として正弦波PWMコンバータ装置が広く普及している。

ＰＷＭコンバータ装置は入力側の交流電源との間にリアクトルやトランスを接続し、出力側の直流端子間に平滑コンデンサと負荷が接続されている。そこで、電源側から負荷側へ電力供給する場合、電源電圧と同位相で正弦波状の入力電流が流れるようにＰＷＭコンバータを制御する。また、負荷側から電源側に電力を回生する場合、電源電圧と逆位相で正弦波状の入力電流が流れるようにＰＷＭコンバータを制御する。

具体的には、平滑コンデンサの直流電圧が所定値になるように入力電流の振幅指令を与え、電源電圧位相に同期した電流指令値として、この指令値に入力電流検出値が一致するようにＰＷＭコンバータの交流入力電圧を制御している。

このようにＰＷＭコンバータを制御するには、電源電圧位相及びコンバータへの入力電流の検出が不可欠である。

上記正弦波ＰＷＭコンバータの開発は古くから行われており、多数の方式が提案されている。

電源電圧位相の検出方法としては、例えば特開平１１−３５６０５０号公報記載のように電源の零クロス信号よりＰＬＬ手法を用いて電源電圧位相を算出する方式が開示されている。

また、入力電流の検出方法としては、例えば特開平７−２１３０６７号公報記載のように電流センサ２個を用いる方式や、特開２００２−３１５３４３号公報のように直流出力電流から入力電流を再現する方式が開示されている。

更に、ＰＷＭコンバータの数式モデル（電圧方程式）を用いてデジタル制御する方式として、平成２年電気学会半導体電力変換研究会発表論文記載の「全デジタル式電圧形コンバータ制御方式の検討」や、平成６年電気学会論文誌Ｄ部門１１４巻１２号記載の「電源電圧センサレス三相ＰＷＭコンバータの一方式」などが提案されている。中でも、「電源電圧センサレス三相ＰＷＭコンバータの一方式」は電源電圧位相を検出することなく電源電圧位相に同期した正弦波電流を流すことが可能である。

特開平１１−３５６０５０号公報 特開平７−２１３０６７号公報 特開２００２−３１５３４３号公報 平成２年電気学会半導体電力変換研究会発表論文記載の「全デジタル式電圧形コンバータ制御方式の検討」 平成６年電気学会論文誌Ｄ部門１１４巻１２号記載の「電源電圧センサレス三相ＰＷＭコンバータの一方式」

上記のように背景技術では様々な方式が提案されているが、ＰＷＭコンバータを制御する場合、電源電圧位相の検出が重要である。

上述した特開平１１−３５６０５０号公報記載の電源電圧位相検出方法は、交流電源の周波数変動に対応し早期に追従する手法が記載されているが、電源の零クロス信号に基づいてＰＬＬ処理を行っているため、周波数変動の追従性に限界がある。言い換えると、電源の零クロス信号は電気角で６０度毎（三相電源の場合）にしか得ることができないため、その間の変化には対応できない。

また、瞬時停電等により電源電圧が変動した場合、誤った零クロス信号を検出したり、反対に零クロス信号が出力できなくなる場合が発生する。この場合、ＰＬＬ回路の安定動作は望めなくなる。

更に、電源電圧位相の精度向上のためには複数相の零クロス検出センサ（三相の電源の場合３個）が必要であり、コスト高になる。

しかし、この方式はＰＷＭコンバータが動作する以前、言い換えると、電源投入直後から電源電圧位相の検出が簡単に行える。

反対に、平成６年電気学会論文誌Ｄ部門１１４巻１２号記載の「電源電圧センサレス三相ＰＷＭコンバータの一方式」はＰＷＭコンバータの数式モデル（電圧方程式）を用いて電源電圧及び位相を推定できるため、交流電源の周波数変動や電源電圧変動に対しても精度良く追従できる。

しかし、ＰＷＭコンバータの起動時の初期位相の検出にはＰＷＭコンバータを適当な位相でスイッチング動作を行い、そこで得られる電圧，電流情報を用いて電源電圧位相を推定する必要がある。

このため、上記スイッチング動作時に過電流にならないような配慮が必要であり、使用する用途（製品）によっては、上記方法が適用できない場合が有る。

本発明の目的は、起動時にスイッチング動作を行わないで短時間で安定した起動をできるコンバータ装置およびモジュールを提供することである。

本発明の一つの特徴は、交流を直流に変換するコンバータを制御するコンバータ制御装置において、電流検出回路で検出されたコンバータ入力電流に基づいて前記コンバータへの入力電圧指令を演算する電圧演算部と、制御位相と前記交流電源の電圧位相との第１の位相誤差を演算する第１の位相誤差演算部と、電源電圧位相検出回路で検出された交流電源の位相信号と前記制御位相との第２の位相誤差を算出する第２の位相誤差演算部と、前記第１の位相誤差と前記第２の位相誤差の一方を選択する位相誤差選択部を備え、選択された位相誤差により制御位相を作成する制御位相作成部とを有することである。

本発明によれば、起動時にスイッチング動作を行わないで短時間で安定した起動をできるコンバータ制御装置およびモジュールを提供することができる。

＜第１の実施例＞
以下、本発明の第１の実施例を図１から図６を用いて説明する。図２は本発明の実施例のＰＷＭコンバータ装置とインバータ装置を組み合わせたモータ制御装置である。本発明のＰＷＭコンバータ装置の最終的な利用形態の一例を示している。

図２に示す通り、モータ制御装置は、三相の交流電源１にリアクトル２を介して接続されたコンバータ回路３と、前記コンバータ回路３の直流出力端子に接続された平滑コンデンサ４およびモータ６を駆動するインバータ回路５と、前記コンバータ回路３および前記インバータ回路５を制御する制御回路１０と、前記交流電源１の電圧位相を検出する電源位相検出回路９と、前記コンバータ回路３の出力直流電流を検出する出力直流電流検出回路７と、前記インバータ回路５に流入する入力直流電流を検出する入力直流電流検出回路８から構成されている。

前記電源位相検出回路９は、前記交流電源１の線間電圧より各相の零クロス信号９Ｓを出力する。以上に関連する事項は図４を用いて後述でさらに説明する。

前記制御回路１０は前記各直流電流検出回路７，８から検出される直流電流値７Ｓ，
８Ｓを基に前記コンバータ回路３への入力電流および前記モータ６のモータ電流を再現し、前記零クロス信号９Ｓおよび直流電圧値４Ｓを基に、各ＰＷＭ信号３Ｓ，５Ｓを用いて前記コンバータ回路３およびインバータ回路５を制御している。言い換えると、制御回路１０はコンバータ回路３を制御するコンバータ制御手段とインバータ回路５を制御するインバータ制御手段から構成され、お互いに必要な情報を交換しながらモータの制御を行っている。尚、制御回路１０はマイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の半導体演算素子を用いている。

図１に前記コンバータ回路３を制御する制御回路１０のコンバータ制御手段の構成を示す。図２と同様の部分は同一記号で示している。

本コンバータ制御手段は、前記インバータ制御手段から得られる直流電圧指令Ｅｄ^* に前記直流電圧値４Ｓ（Ｅｄとも表現している）を一致させるように有効電流指令値Ｉｑ^*を算出する直流電圧制御部１４と、前記有効電流指令値Ｉｑ^*と無効電流指令値Ｉｄ^*から入力電流（Ｉｑ，Ｉｄ）が前記電流指令値（Ｉｑ^*，Ｉｄ^*）に一致するように第２の電流指令値（Ｉｑ^**，Ｉｄ^**）を算出する電流制御部１９と、前記第２の電流指令値（Ｉｑ^**，Ｉｑ^**）から前記コンバータ回路３に与える電圧指令（Ｖｑ^*，Ｖｄ^*）および各相の
ＰＷＭ信号（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）を算出する電圧演算部１１と、前記出力直流電流７Ｓから前記コンバータ回路３への入力電流（Ｉｑ，Ｉｄ）を再現する電流再現部１５と、前記入力電流（Ｉｑ，Ｉｄ）と電圧指令（Ｖｑ^*，Ｖｄ^*）から第１の位相誤差Δθｄ１を演算する第１の位相誤差演算部１６と、前記零クロス信号９Ｓを基に第２の位相誤差Δθｄ２を演算する第２の位相誤差演算部１７と、前記第１の位相誤差Δθｄ１と前記第２の位相誤差Δθｄ２のどちらか一方の位相誤差Δθｄを用いて制御位相θｄを作成する制御位相作成部１２と、前記零クロス信号９Ｓから電源電圧周波数ωｒを演算する周波数演算部
１３と、前記第１の位相誤差Δθｄ１と前記第２の位相誤差Δθｄ２のどちらを使用するかを決定する切替判定部１８から構成されている。なお、前記出力直流電流７Ｓから前記コンバータ回路３への入力電流（Ｉｑ，Ｉｄ）を再現する電流再現部１５の変わりに、直接コンバータ入力電流を検出する入力電流検出器を設けても良い。

ここで、一致させるようにとは、一致させることが望ましいが、実際には完全に一致していなくとも近傍にあっても良い。

前記電圧演算部１１はＰＷＭコンバータの数式モデルを用いて回転座標系の前記電圧指令値（Ｖｑ^*，Ｖｄ^*）を演算するベクトル演算部１１Ａと、前記電圧指令値（Ｖｑ^*，
Ｖｄ^*）より三相のＰＷＭ信号（電圧値）（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）を作成する印加電圧作成部１１Ｂより構成されている。前記ベクトル演算部１１Ａで用いられている演算式を示す。

（数１）
Ｖｄ^*＝ｒ・Ｉｄ^**−ωｒ・Ｌ・Ｉｑ^**
Ｖｑ^*＝ωｒ・Ｌ・Ｉｄ^**＋ｒ・Ｉｑ^**＋Ｖ₀
ここで、Ｉｄ^**：第２の無効電流指令，Ｉｑ^**：第２の有効電流指令，Ｖ₀ ：交流電源電圧である。

ここで、本実施例では上記構成（電流制御部１９と電圧演算部１１）としているが、前記背景技術で述べた、平成２年電気学会半導体電力変換研究会発表論文記載の「全デジタル式電圧形コンバータ制御方式の検討」等で用いられている非干渉電流制御構成を用いても良い。

前記電流再現部１５は、前記背景技術で述べた特開２００２−３１５３４３号公報のような方式を用いることにより可能である。電流再現方法について図３を用いて簡単に説明する。

以下の説明にあたっては、コンバータ回路３が３相ブリッジ結線であって、上アーム側のスイッチング素子をＲ⁺，Ｓ⁺，Ｔ⁺、下アーム側のスイッチング素子をＲ^-，Ｓ^-，Ｔ^-の記号で表す。

図３は前記印加電圧作成部１１Ｂで行われているＰＷＭ信号作成方法と前記コンバータ回路３の上アームのスイッチング素子Ｒ⁺，Ｓ⁺，Ｔ⁺ に入力されるゲート信号及び図示した期間でのコンバータ回路３とリアクトル２の接続図を示している。なお、コンバータ回路３のスイッチング動作は相補ＰＷＭ動作を行っている。交流電源１は省略している。

ＰＷＭ信号作成には各相の電圧指令(Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*）と三角波（搬送波）を比較して作成している。図３の例ではＲ相が最大電圧相、Ｓ相が中間電圧相、Ｔ相が最小電圧相の部分を示している。

このような場合、インバータのスイッチング素子がオンしている組み合わせは（Ｒ⁺，Ｓ⁺，Ｔ^-），（Ｒ⁺，Ｓ^-，Ｔ^-），（Ｒ^-，Ｓ^-，Ｔ^-）,（Ｒ⁺，Ｓ⁺，Ｔ⁺）の４つである。ここで、（Ｒ⁺，Ｓ⁺，Ｗ⁺）及び（Ｒ^-，Ｓ^-，Ｔ^-）の組み合わせは上アームもしくは下アームのスイッチング素子が全てオンしている状態であり、直流電流は０であり、入力電流は現れない。

そこで、（Ｒ⁺，Ｓ⁺，Ｔ^-）と（Ｒ⁺，Ｓ^-，Ｔ^-）の状態に着目すると、（Ｒ⁺，Ｓ⁺，
Ｔ^-）では図３（ａ）に示す通りＴ相の入力電流が直流電流として流れ、(Ｒ⁺，Ｓ^-，Ｔ^-)では図３（ｂ）に示す通りＲ相の入力電流が直流電流として観測できることがわかる。言い換えると、最大電圧相と最小電圧相の２相分の入力電流が直流電流から観測可能である。

しかしながら、各相間の電圧指令の差が小さいと検出可能時間が短くなり検出不可能となる。この場合、過去に検出した情報を用いる。図４を用いて簡単に説明する。図４は前記電流再現部１５の内部構成図である。前記電流再現部１５は、上述したようにＰＷＭ信号に同期して直流電流から各相電流（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）を検出する相電流検出部１５Ａと、前記各相電流（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）から前記入力電流（Ｉｑ，Ｉｄ）に変換する３相／ｄｑ変換部１５Ｂと、前記入力電流(Ｉｑ，Ｉｄ)をフィルタ処理するフィルタ部１５Ｃと、前記フィルタ部１５Ｃの出力から推定各相電流

を算出するｄｑ／３相変換部１５Ｄから構成されている。

上記構成において、各相電流（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）が検出できる場合は、その電流情報を用いて電流再現を行う。しかし、上述したように検出可能時間が短くなり各相電流
（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）が検出できない場合は、上記推定各相電流

を用いて電流再現を行う。ここで、各相電流はそれぞれ２相分の電流情報があれば再現可能である。また、１相分だけ検出できたときは、残りの相を推定電流で補うことも可能である。ここで、前記相電流検出部１５Ａは、入力電流が再現できているかを示す再現情報信号１５Ｓも出力している。

本実施例ではマイクロコンピュータを用いて全ての制御を実現しており、上記構成は全てソフトウエアで実現している。ここで、上記再現情報信号１５Ｓは、入力電流が再現できているかを図１の切替判定部１８に知らせる情報信号である。

次に第１の位相誤差演算部１６について簡単に説明する。本演算部は特開２００１−
２５１８８９号公報記載のような制御位相と実位相の位相ズレ（誤差）をモデル式を用いて直接演算する方式を用いる。本背景技術は永久磁石同期モータの制御装置（インバータ装置）について書かれたものであるが、中間回路（平滑コンデンサ）から見たコンバータ装置とインバータ装置は対象の関係にあり、同様の考え方で第１の位相誤差Δθｄ１を演算できる。

次に第２の位相誤差演算部１７について図５を用いて簡単に説明する。図５は交流電源１の各線間電圧（Ｖｒｓ，Ｖｓｔ，Ｖｔｒ）と前記線間電圧（Ｖｒｓ，Ｖｓｔ，Ｖｔｒ）の零クロス時に変化する零クロス信号（９ａＳ，９ｂＳ，９ｃＳ）および制御位相信号
θｄの関係を示している。図５に示す通り、零クロス信号（９ａＳ，９ｂＳ，９ｃＳ）は電気角で６０度毎に変化するため、電気角で６０度毎に電源の電圧位相が検出できる。前記第２の位相誤差演算部１７は、前記零クロス信号（９ａＳ，９ｂＳ，９ｃＳ）が変化した時点の制御位相信号θｄと予め設定されている前記零クロス信号（９ａＳ，９ｂＳ，
９ｃＳ）に対応した基準位相値θｄｐｓから第２の位相誤差Δθｄ２を演算している。

ここで、前記電源位相検出回路９の具体的な回路構成について述べる。図２では交流電源１の線間電圧より各相の零クロス信号（９ａＳ，９ｂＳ，９ｃＳ）を検出しているが、図６に示す通り、コンバータ回路３の下アーム電圧を比較して作成しても良い。図６は６個のスイッチング素子（ここではトランジスタ）を３相ブリッジ結線したコンバータ回路とコンパレータ回路で構成している。図６のように、コンバータスイッチング素子の下アーム−Ｎライン間の各相の電圧をそれぞれ比較すると、隣り合う相の電圧クロス点で変化する電源位相信号が作成することができる。

次に図１に示す制御位相作成部１２および切替判定部１８について説明する。制御位相作成部１２は位相誤差選択部１２Ｃ、ＰＬＬ手法を用いた位相補正部１２Ｂおよび位相更新部１２Ａから構成されており、前記位相誤差選択部１２Ｃは、切替判定部１８から出力される切替信号１８Ｓに応じて前記第１の位相誤差Δθｄ１と前記第２の位相誤差Δθd2のどちらかを選択し前記位相補正部１２Ｂに入力している。位相補正部１２Ｂは選択された位相誤差Δθｄを用いて位相補正値Δωｐｌｌを算出し、前記周波数ωｒと位相補正値Δωｐｌｌの和で得られるコンバータ周波数ω１を位相更新部１２Ａに入力して、ω１を積分演算することで制御位相θｄを算出している。

ここで、切替判定部１８にて作成される切替信号１８Ｓの出力方法として、位相誤差の選択方法について示す。

第２の位相誤差Δθｄ２は前述した通り零クロス信号９Ｓに基づいた位相誤差でありコンバータが停止中でも電圧位相を（電気角６０度間隔で）検出することができるが検出精度が悪い。また、電源周波数が高い場合やマイクロコンピュータの処理スピードが遅い場合、単位時間当たりの零クロス信号の入力回数が増加して演算処理が間に合わなくなるため、位相誤差演算処理を電気角６０度毎から例えば電気角３６０度毎などに間引く処理を行うため、位相誤差の演算回数が低下する。

これに対して、第１の位相誤差Δθｄ１は前述したとおりコンバータが停止中は入力電流が流れないために算出できないが動作中は精度良く算出が可能である。また、本処理は予め決まった処理周期毎に位相誤差演算処理を行っており電源周波数に依存しない。

よって、停止中は前記第２の位相誤差Δθｄ２、起動後は第１の位相誤差Δθｄ１を使用するように設定する。このため、切替判定部１８にはコンバータ停止信号ｃｎｖ−sotpが入力されている。

また、何らかの理由で前記電流再現部１５で入力電流が再現できない状態の時は、前記第１の位相誤差は算出できなくなるが、このような場合には前記第２の位相誤差に切り替える。このために切替判定部１８には電流再現部１５から再現状態信号１５Ｓが入力されている。

反対に瞬時停電等で零クロス信号が検出できなくなった場合（零クロス信号に異常が生じた場合）には前記第１の位相誤差に切り替えることができる。このため、周波数演算部１３から電源異常信号１３Ｓが切替判定部１８に入力されている。

ここで、詳細は述べないが、コンバータの負荷状態（負荷の大きさ，入力電流など）に応じて、第１の位相誤差と第２の位相誤差を切り替えることも可能である。例えば、入力電流が微小で、検出が難しく、軸誤差演算が不能もしくはできたりできなかったりする領域である軽負荷時には入力電流が小さいため、入力電流再現が難しい、そこで、軽負荷時は第２の位相誤差を使用し、電流が大きくなった状態で、第１の位相誤差に切り替える。反対に、最大入力電流時等の高負荷時は、入力電流の再現が容易である。そこで、入力電流がある程度大きく、検出が可能で、軸誤差演算が可能な領域である高負荷時には第１の位相誤差を使用するように切り替える。この様にコンバータの負荷状態を示す値を用いて位相誤差を切り替えることにより、予め入力電流の再現ができない範囲を検出でき、起動時に無用なスイッチング動作を行わないで短時間で起動できるＰＷＭコンバータ装置を提供することができる。

これにより、一方の位相誤差が得られなくても他方の位相誤差を使用することによりコンバータ制御を継続することができ、安全性の高いシステムにすることができる。

ここで、本実施例では零クロス信号９Ｓを３つ（９ａＳ，９ｂＳ，９ｃＳ）で説明したが、装置のコスト低減のために零クロス信号９Ｓを１つにすることも可能である。

以上、本実施例を用いることにより、電源周波数が変動するシステムや瞬時停電が発生しやすい電源環境においても起動時から安定したコンバータ制御が実現できる。

＜第２の実施例＞
次に本発明の第２の実施例を図７を用いて説明する。図７は本発明のＰＷＭコンバータ装置のコンバータ制御手段を示している。前記図１と同一符号は同一動作をするものである。図１と異なる部分は制御位相修正部２０が追加され、電流制御部１９が削除され、ベクトル演算部１１Ａが非干渉電流制御部１１Ｃに変更されただけである。非干渉電流制御部１１Ｃは先に述べた平成２年電気学会半導体電力変換研究会発表論文「全デジタル式電圧形コンバータ制御方式の検討」記載の方式を用いているので説明は省略する。

新たに追加された制御位相修正部２０について述べる。本制御位相修正部２０は前記零クロス信号９Ｓが変化するタイミングに従って、前記制御位相θｄを予め設定されている基準位相値θｄｐｓに書き換えるものである。ここで、制御位相θｄの書き換えは位相誤差Δθｄが大きくなった場合（例えば電気角で２度以上）に行われる。

この動作を行うことにより、制御位相作成部１２の追従性が悪くなった場合でも大幅な制御位相のズレが無くなり、安定した動作を確保できる。

ここで、上記実施例は位相誤差Δθｄに着目し位相誤差Δθｄを基に制御位相θｄの書き換えを行っているが、周波数に着目し周波数が大きく変化した場合に制御位相θｄの書き換えることも可能である。商用交流電源を用いる場合にはほとんど不要な機能であるが、自家発電機器等電源周波数がそれほど安定でない交流電源設備を使用する場合には重要な機能である。

＜第３の実施例＞
図８を用いて本発明をモジュールに適用した例について説明する。本実施例は、第１実施例の実施形態を示すものである。ここで、出力直流電流検出回路７，入力直流電流検出回路８，電源位相検出回路９，制御回路１０は１チップマイコンの一部として構成されている。ここで、電圧位相検出回路は１つでも良い。また、１チップマイコン，コンバータ回路３とインバータ回路５は、同一基板上で構成される１モジュール内に納められている形態となっている。図８に、破線でモジュール２１を構成する部分を破線で示してる。ここでいうモジュールとは「規格化された構成単位」という意味であり、分離可能なハードウエア／ソフトウエアの部品から構成されているものである。尚、製造上、同一基板上で構成されていることが好ましいが、同一基板に限定はされない。これより、同一筐体に内蔵された複数の回路基板上に構成されても良い。なお、他の実施例においても同様の形態構成をとることができる。

以上のように、本発明によると、安価な回路構成のＰＷＭコンバータ装置において、交流電源の周波数変動に対する電源電圧位相の追従性を向上させ、瞬時停電等の外乱に強く、起動時に無用なスイッチング動作を行わないで素早く（短時間で）起動できるＰＷＭコンバータ装置を提供することができる。

本発明の第１の実施例を示すモータ制御装置の構成図。 本発明の第１の実施例のコンバータ制御回路の構成図。 本発明の第１の実施例の入力電流再現方法の説明図。 本発明の第１の実施例の入力電流再現部の構成図。 本発明の第１の実施例の零クロス信号と位相信号の関係図。 本発明の第１の実施例の電圧位相検出回路の構成図。 本発明の第２の実施例のコンバータ制御回路の構成図。 本発明の制御装置を適用したモジュールの実施例の説明図。

符号の説明

１…交流電源、２…リアクトル、３…コンバータ回路、４…平滑コンデンサ、５…インバータ回路、６…モータ、７…出力直流電流検出回路、８…入力直流電流検出回路、９…電源位相検出回路、１０…制御回路、１１…電圧演算部、１２…制御位相作成部、１３…周波数演算部、１４…直流電圧制御部、１５…電流再現部、１６…第１の位相誤差演算部、１７…第２の位相誤差演算部、１８…切替判定部、１９…電流制御部、２０…制御位相修正部。

Claims (21)

1. 交流を直流に変換するコンバータを制御するコンバータ制御装置において、
   電流検出回路で検出されたコンバータ入力電流に基づいて前記コンバータへの入力電圧指令を演算する電圧演算部と、
   制御位相と前記交流電源の電圧位相との位相誤差を演算する位相誤差演算部と、
   前記位相誤差を基に制御位相を作成する制御位相作成部とを有することを特徴とするコンバータ制御装置。
2. 請求項１において
   電源電圧位相検出回路で検出された交流電源の位相信号を基に前記制御位相を修正する制御位相修正部を有することを特徴とするコンバータ制御装置。
3. 交流を直流に変換するコンバータを制御するコンバータ制御装置において、
   電流検出回路で検出されたコンバータの入力電流に基づいて前記コンバータへの入力電圧指令を演算する電圧演算部と、
   制御位相と前記交流の電圧位相との第１の位相誤差を演算する第１の位相誤差演算部と、
   電源電圧位相検出回路で検出された交流電源の位相信号と前記制御位相との第２の位相誤差を算出する第２の位相誤差演算部と、
   前記第１の位相誤差と前記第２の位相誤差の一方を選択する位相誤差選択部を備え、選択された位相誤差により制御位相を作成する制御位相作成部とを有することを特徴とするコンバータ制御装置。
4. 請求項３において、
   前記第１の位相誤差は前記入力電流に基づいて算出することを特徴とするコンバータ制御装置。
5. 請求項３および請求項４のいずれかにおいて、
   前記制御位相作成部は、選択された位相誤差により作成した制御位相に対して前記位相信号を基に修正を加える制御位相修正部有することを特徴とするコンバータ制御装置。
6. 請求項２及び請求項５のいずれかにおいて、
   前記入力電流が検出できないときに、前記制御位相修正部で制御位相を修正することを特徴とするコンバータ制御装置。
7. 請求項２及び請求項５のいずれかにおいて、
   前記位相誤差が所定値を越えたときに、前記制御位相修正部で制御位相を修正することを特徴とするコンバータ制御装置。
8. 請求項２及び請求項５のいずれかにおいて、
   前記交流の周波数の変化幅が所定値を超えたときに、前記制御位相修正部で制御位相を修正することを特徴とするコンバータ制御装置。
9. 請求項１乃至請求項８のいずれかにおいて、
   第１の入力電流指令値と前記電流検出回路から検出された入力電流とが近づくように第２の電流指令値を算出する電流制御部を有し、
   前記演算処理部は、少なくとも前記第２の電流指令値を用いて入力電圧指令を演算することを特徴とするコンバータ制御装置。
10. 請求項３乃至請求項５のいずれかにおいて、
    前記コンバータの出力側の直流端子間に接続された負荷もしくは前記入力電流の大きさに応じて前記第１の位相誤差と前記第２の位相誤差を切り替えることを特徴とするコンバータ制御装置。
11. 請求項３乃至請求項５のいずれかにおいて、
    コンバータ起動時には、前記第２の位相誤差を選択することを特徴とするコンバータ制御装置。
12. 請求項３乃至請求項５のいずれかにおいて、
    高負荷時には、前記第１の位相誤差を選択することを特徴とするコンバータ制御装置。
13. 請求項３乃至請求項５のいずれかにおいて、
    前記コンバータの動作が停止状態の場合、前記第２の位相誤差を選択することを特徴とするコンバータ制御装置。
14. 請求項３乃至請求項５のいずれかにおいて、
    前記交流の位相信号が検出できない場合、前記第１の位相誤差を選択することを特徴とするコンバータ制御装置。
15. 請求項１乃至請求項１４のいずれかにおいて、
    前記電流検出回路は、前記コンバータの出力直流電流から入力電流を再現させる電流再現部であることを特徴とするコンバータ制御装置。
16. 請求項１５において、
    前記入力電流が再現できないときには前記第２の位相誤差を選択することを特徴とするコンバータ制御装置。
17. 請求項１乃至請求項１４のいずれかにおいて、
    前記電流検出回路は、前記入力電流が検出できなかった場合、過去に検出できた入力電流値より現在の入力電流を推定する入力電流推定部を備えたことを特徴とするコンバータ制御装置。
18. 請求項１乃至請求項１４のいずれかにおいて、
    前記コンバータは６つのスイッチング素子を用いた３相ブリッジ結線の構成であって、前記交流電源の位相信号は前記コンバータの下アーム電圧もしくは上アーム電圧を比較して作成することを特徴とするコンバータ制御装置。
19. 直流を交流に変換するインバータと、交流を直流に変換するコンバータと、前記インバータと前記コンバータを制御する制御装置とを有するモジュールにおいて、
    前記コンバータの入力電流を検出する電流検出回路と、
    前記入力電流に基づいて前記コンバータへの入力電圧指令を演算する電圧演算部と、
    制御位相と前記交流電源の電圧位相との位相誤差を演算する位相誤差演算部と、
    前記位相誤差を基に制御位相を作成する制御位相作成部とを有することを特徴とするモジュール。
20. 直流を交流に変換するインバータと、交流を直流に変換するコンバータと、前記インバータと前記コンバータを制御する制御装置とを有するモジュールにおいて、
    前記コンバータの入力電流を検出する電流検出回路と、
    前記入力電流に基づいて前記コンバータへの入力電圧指令を演算する電圧演算部と、
    制御位相と前記交流電源の電圧位相との第１の位相誤差を演算する第１の位相誤差演算部と、
    前記交流電源の位相信号を検出する電源電圧位相検出回路と、
    前記位相信号と前記制御位相との第２の位相誤差を算出する第２の位相誤差演算部と、
    前記第１の位相誤差と前記第２の位相誤差の一方を選択する位相誤差選択部を備え、選択された位相誤差により制御位相を作成する制御位相作成部とを有することを特徴とするモジュール。
21. 交流を直流に変換するコンバータを制御するコンバータ制御装置において、
    電流検出回路で検出されたコンバータの入力電流に基づいて前記コンバータへの入力電圧指令を演算する電圧演算部と、
    前記入力電流に基づいて制御位相と前記交流の電圧位相との位相誤差を演算する位相誤差演算部と、
    前記位相誤差を基に制御位相を作成する制御位相作成部と、
    電源電圧位相検出回路で検出された交流電源の位相信号を基に、前記制御位相を修正する制御位相修正部を有し、前記制御位相修正部を用いて制御位相を修正することを特徴とするコンバータ制御装置。
    
    

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