JP5051226B2 - 擬似電流形１２０度通流インバータ - Google Patents

Description

本発明は、モータを高速駆動するインバータの制御装置に係り、特に擬似電流形１２０度通流インバータに関する。

本発明は、「擬似電流形１２０度通流インバータ」構成でモータを高速駆動するための制御装置を提案するものである。

一般に、モータの駆動装置としては電圧形ＰＷＭインバータを使用するのが主流である。しかし、数ｋＷクラスのモータを毎分１０万回転以上で高速駆動する用途では、基本波周波数が数ｋＨｚ以上と非常に高くなる。そのため、ＰＷＭ制御を行うには基本波周波数よりも更に高いキャリア周波数が必要となり、制御的な困難がつきまとう。また、電圧形１２０度通流インバータは高速駆動時の電流波形が悪化する。

以上の事情から、モータを高速駆動する装置として、出力電流の振幅をＰＡＭ制御（パルス振幅変調制御）し、出力位相は１２０度通流制御する「擬似電流形１２０度通流インバータ」が検討され、ＰＭモータを「擬似電流形１２０度通流インバータ」で制御するシステムが報告されている（例えば、非特許文献１参照）。

このシステムでは、図１５に回路構成例を示すように、直流電圧制御を行う降圧チョッパ１と、１２０度通流インバータ２で主回路を構成し、交流モータ３を高速駆動できるよう、制御回路４で降圧チョッパ１およびインバータ２を制御する。

制御回路４では、直流電圧を入力とする降圧チョッパ１のリアクトルＬの検出電流をフィードバックし、半導体スイッチＳ１、Ｓ２のスイッチングで導通率を制御することによりインバータの直流電圧を制御する。ダイオード５は、インバータ２の半導体スイッチが１２０度毎に転流するときの、モータの巻線インダクタンスで発生する高電圧を直流回路側に還流させる。

また、制御回路４は、モータの磁束位相を基にモータの３相電圧を検出し、その電圧波形を時定数の大きい積分回路によって積分することにより磁束位相（内部誘起電圧位相）情報に変換し、これをコンパレータにより零クロス検出し、ロジック回路を介することによりモータの内部誘起電圧位相と同期した１２０度通流パターンを生成する。

図１５の別形態として、図１６や図１７に示す主回路構成の「擬似電流形１２０度通流インバータ」が提案されている。図１６では昇圧回路６によりコンデンサ７に昇圧直流電源を得、これを降圧回路８で直流電流を制御してインバータ２に供給する。この構成により、車載用バッテリなど低圧の直流電源を使ったインバータを実現する。図１７では三相交流電源から整流回路９で高圧直流電源を得、これを降圧チョッパ１０で直流電流を制御する。
日本国の刊行物である「ターボチャージャ用２２００００ｒ／ｍｉｎ−２ｋＷ ＰＭモータ駆動システム、電気学会論文誌Ｄ．Ｖｏｌ．１２５（２００５年）、Ｎｏ．９、ｐｐ．８５４−８６１」

前記のように、非特許文献１等では、インバータ端子電圧（モータ端子電圧）の３相電圧波形を十分に時定数の大きい積分回路によって積分して磁束位相情報を得、この零クロス点を磁束位相パルス信号とした擬似電流形１２０度通流インバータで、この方式ではモータ端子電圧にはモータの漏れインダクタンスや漏れ抵抗の影響による位相誤差が含まれる。この位相誤差の影響を回避するため、非特許文献１では、直流電流と回転数情報をパラメータとした計算結果を基に出力電流位相を少し遅らせることで、効率・力率向上とモータ出力範囲の拡大を実現できるとしたシミュレーション結果を得ている。

ここで、ＰＭモータでは、モータの高速回転時には誘起電圧が上昇して電圧飽和を起こして駆動トルクが不足し、高回転領域では十分なトルクが得られない問題がある。この誘起電圧飽和の問題を解消する方式として、電圧形インバータでは電流位相を誘起電圧に対して進み位相とすることで弱め界磁制御すること、または回転座標変換して、その座標（ｄ軸）上の直流量を制御することで弱め界磁制御することが知られている。

しかし、１２０度通流の電流形インバータでは、電流の流れている相から次の相に瞬時に転流させるため、転流時に急峻な傾きを持つ方形波状の電流波形になり、この電流を直接位相制御しても誘起電圧の調整ができず、結果的に高速回転時に誘起電圧が飽和して駆動トルクが不足する。すなわち、誘起電圧は磁束（電流）の微分で表現され、電流の傾きが理論的に０か無限大の方形波であると、その微分値として表される誘起電圧も０かクランプされた直流電圧となり、電流を位相制御しても誘起電圧の位相がずれるだけで、誘起電圧の飽和が解消されるものではない。

本発明の目的は、電流位相調整を確実、容易にして、モータの弱め界磁制御、またはモータの高速駆動時の端子電圧飽和を抑制できる疑似電流形１２０度通流インバータを提供することにある。

本発明は、前記の課題を解決するため、モータ端子電圧を基準位相としてインバータの１２０度通流パターンを得る磁束位相情報を位相進み補正するようにしたもので、以下の構成を特徴とする。

本発明の一つの観点によれば、（１）モータの端子電圧検出信号を積分することでモータの磁束位相情報に変換し、この磁束位相情報をコンバータによって零クロス検出し、モータの内部誘起電圧位相と同期した１２０度通流パターンからインバータのゲート信号を生成し、前記磁束位相を基にしたモータ速度の推定でインバータの出力電流の大きさを制御する擬似電流形１２０度通流インバータの位置センサレス制御装置において、
前記積分後のモータの端子電圧検出信号を微分器からなる位相進み補正手段に入力し、位相進み補正手段による微分することで検出した磁束位相を進み補正してモータの弱め界磁制御、またはモータの端子電圧飽和を抑制するよう構成すると共に、前記インバータの直流電流を検出し、この検出値が大きい場合は、前記位相進み補正手段の位相進み補正量が大きくなるように微分器のゲイン調整手段を備えたことを特徴とする。

また、本発明の別の観点によれば、（２）前記位相進み補正手段は、前記１２０度通流パターンのゲート信号パルスの立ち上がりタイミングまたは立ち下がりタイミングから遅延カウンタで速度推定値に応じて遅延させたタイミングを求め、この遅延したタイミングを次のゲート信号パルスの立ち上がりタイミングとする位相進み補正回路としたことを特徴とする。

また、本発明の別の観点によれば、（３）前記位相進み補正回路は、前記速度推定値の変動を検出して位相進み補正量を誤差補正する手段を備えたことを特徴とする。

また、本発明の別の観点によれば、（４）前記速度推定値の変動は、速度推定値の移動平均で検出する手段を備えたことを特徴とする

また、本発明の別の観点によれば、（５）前記位相進み補正回路は、前記速度推定値の変動の検出値とインバータの直流電流の検出値に応じて位相進み補正量を誤差補正する手段を備えたことを特徴とする。

また、本発明の別の観点によれば、（６）前記速度推定値の変動の検出値またはインバータの直流電流の検出値が急変したときに、前記位相進み補正回路の位相進み補正をパスする手段を備えたことを特徴とする。

また、本発明の別の観点によれば、（７）前記１２０度通流パターンの生成は、インバータのゲート信号のオーバーラップ時間を長くしてインバータの出力電流の転流時間を長くする手段を備えたことを特徴とする。

また、本発明の別の観点によれば、（８） 前記オーバーラップ時間は、モータの回転速度推定値および直流電流検出値を基に調整する手段を備えたことを特徴とする。

また、本発明の別の観点によれば、（９）前記位相進み補正手段による位相進み補正の前に、モータの端子電圧検出値に対して遅れ位相をもち、モータの内部誘起電圧位相とインバータの出力電流位相を合わせる手段を備えたことを特徴とする。

また、本発明の別の観点によれば、（１０）前記遅れ位相の補正は、直流電流検出値とモータの速度推定値を用いて補正量を決定する手段を備えたことを特徴とする。

本発明の実施形態１を示す制御装置のブロック図。

擬似電流形１２０度通流インバータの電流と電圧波形。

ＰＭモータの内部誘起電圧Ｅ₀と電流Ｉ、端子電圧Ｖのベクトル図。

本発明の実施形態２を示す制御装置のブロック図。

本発明の実施形態３を示す制御装置のブロック図。

磁束位相パルスと１２０度通流パターンの例。

位相進み補正回路２１のブロック図。

進み位相補正されたゲート信号。

モータ駆動トルクによる実際の補正量の例。

本発明の実施形態４を示す制御装置のブロック図。

本発明の実施形態５を示す制御装置のブロック図。

本発明の実施形態６を示す制御装置のブロック図。

オーバーラップしたゲート信号の例。

本発明の実施形態８を示す誘起電圧に対する位相誤差補正の回路例。

擬似電流形１２０度通流インバータの回路構成例。

擬似電流形１２０度通流インバータの別形態。

擬似電流形１２０度通流インバータの別形態。

（実施形態１）
図１は、本実施形態を示す制御装置のブロック図であり、擬似電流形１２０度通流インバータである。なお、インバータの主回路構成は、前記の図１５に示す基本回路構成に限定されるものでなく、図１６のように低圧バッテリから昇圧回路などを介して得た直流電圧源をもつ構成、図１７のように三相交流電源から整流する構成のものなど、適宜変更したものでもよい。

図１において、インバータ（モータ）端子電圧検出値（３相波形）に対して、低速から高速域までの全速度領域で積分特性を持つように設計した積分回路１１を通すことで磁束位相情報に変換し、この磁束位相情報（３相波形）を零クロスコンパレータ１２によって零クロス比較し、磁束位相パルス（または磁束位相テジタル値）を得る。この磁束位相パルスから一般的な１２０度通流パターンを生成するロジック変換部１３を介して、電流形１２０度通流インバータのゲートドライブ回路１４のゲート信号を生成する。また、速度推定演算部１５は磁束位相パルスからカウンタ等を用いて、モータの回転速度推定値を得る。

図１５の降圧チョッパ１では、リアクトルＬに流れる電流を制御するもので、以下にこの電流制御を説明する。まず、上位速度コントローラ等から与えられる速度指令値と、演算部１５で推定した速度推定値とを速度制御部１６で比較する速度制御系によって電流指令値を生成する。もしくは、セレクタ１７で電流指令値を直接選択して電流指令値を生成する。これら電流指令値の１つを電流制御部１８の電流指令値とし、これと電流検出値との比較で電流制御量を得る。電流検出値は、リアクトルＬに流れる電流を電流センサ等の電流検出器から得る。ＰＷＭ生成部１９は、電流制御部１８の出力とキャリア波を用いて、キャリア比較によるＰＷＭ制御を行い、デッドタイム等を挿入したゲートドライブ回路１４で降圧チョッパ１のゲート信号を生成する。

以上までの構成により、モータ電流の大きさは降圧チョッパ１で制御し、電流位相は１２０度通流インバータ２で制御することができる。

ここで、本実施形態では、電流位相制御手段として、積分回路１１と零クロスコンパレータ１２との間に位相進み補正回路２０を介挿する。この位相進み補正回路２０による電流位相制御を以下に説明する。

図２は擬似電流形１２０度通流インバータにおける実際の電流ｉと、この電流による誘起電圧ｅの波形を示し、理論的には、点線で示すような波形となるが、実際には電流ｉはモータのインダクタンス成分や回路インダクタンス成分により傾きをもった波形になる。この傾きを持つ期間については、位相調整により弱め界磁制御を行うことができるため、図１に示す位置に微分器を用いた位相進み補正回路２０を挿入して、元の磁束位相パルスに対して進み位相に補正する。

この微分器は、アナログ回路であればオペアンプ等を用いた微分器で構成でき、制御装置がディジタル演算を行うためにＡ／Ｄ変換値として取り込む場合は、ディジタル微分器で構成できる。また、微分器は高周波になるとゲインが高くなり、位相進み補正量も大きくなる。一方、ＰＭモータは回転数上昇に伴い誘起電圧も高くなるので、弱め界磁を必要とする領域である。したがって、モータの最高周波数と最大進み位相補正量を合わせるように微分ゲインを決定しておけば良い。

図３（ａ）は、ＰＭモータ１相分の内部誘起電圧Ｅ０と電流Ｉ、モータ端子電圧Ｖの関係を示したベクトル図である。この図では、モータの漏れ抵抗値は非常に小さいと仮定して無視し、漏れインダクタンスＬの影響のみを考慮している。続いて、モータ電流Ｉの位相を進ませた場合のベクトル図を図３（ｂ）に示す。モータ端子電圧Ｖの絶対値は、位相を進ませない図３（ａ）の場合と比較して小さくすることができる。したがって、弱め界磁効果とは別に、モータの漏れインダクタンス成分と位相進み補正の関係によって、モータの端子電圧自体を抑制する効果もある。

以上より、本実施形態によれば、微分器を用いることにより、磁束位相パルスに対して位相を進めることができるため、モータ誘起電圧の弱め界磁や端子電圧を抑制することができる。したがって、特に高速回転で誘起電圧が上昇したときに発生し得る電圧飽和問題（駆動トルクを発生できない状態）を緩和し、高回転領域でもトルクが得られるようになる。

（実施形態２）
実施形態１では、モータ周波数（端子電圧の周波数）に応じて位相補正量が自動的に決定されるが、図３で示したとおり、端子電圧は実際の誘起電圧との位相差を持ち、高負荷になるにつれて位相差が大きくなって、端子電圧絶対値も大きくなる。つまり、トルク電流が必要な領域で直流電圧源との電位差が小さくなる傾向にある。

そこで、本実施形態では、擬似電流形１２０度通流インバータにおいて、図４に示すように、モータ負荷電流（モータの電機子電流）に相当する直流電流（降圧チョッパ１のコイルＬに流れる電流）の検出値をパラメータとして、補正回路２０の位相進み補正量を調整する。この調整は、直流電流検出値が大きい場合は位相進み補正量が大きくなるように、補正回路２０を構成する微分器のゲインを調整する。

本実施形態によれば、モータ回転数の推定値だけでなく、モータ負荷電流に相当する直流電流値を用いて、負荷に応じた微分特性を持たせることで、位相補正量を調整することが可能となり、高負荷電流時の端子電圧上昇を抑制することができる。

（実施形態３）
実施形態１では微分器を用いていたが、本実施形態では、図５に示すように、１２０度通流パターンを生成するロジック変換部１３の出力になる６ステップパルスに対して、現在の速度推定値を基にして位相補正する位相進み補正回路２１を設ける。

図６は磁束位相パルスと１２０度通流パターンの例を示す。位相進み補正回路２１は図６に示す１２０度通流パターンのゲート信号パルスの立ち上がりタイミングから遅延カウンタで速度推定値に応じて遅延させたタイミングを求め、この遅延したタイミングを次のゲート信号パルス（次のステップ移行時で出力予定となっていたゲート信号パルス）の立ち上がりタイミングとすることで位相進み補正したゲート信号を発生する。

図７は、位相進み補正回路２１のブロック図を示す。立ち上がりエッジ検出回路２１Ａは１２０度通流パターンの立ち上がりエッジを検出する。速度−カウンタ値変換テーブル２１Ｂは、速度推定値に基づいて予めテーブルデータとしてもつデフォルト値を遅延カウンタに設定しておき、立ち上がりエッジ検出回路２１Ａで検出する立ち上がりエッジで遅延カウンタをリセット（再セット）し、このデフォルト値に比例する時間後に遅延カウンタに「０」を得る。次ステップ移行判別および遅延処理部２１Ｃは、１２０度通流パターンの次ステップ移行タイミングで出力するゲート信号を判別しておき、遅延カウンタが「０」となったタイミングで次のゲート信号を立ち上げて位相進み補正したゲートドライブ信号とする。

図８は、進み位相補正されたゲート信号の様子を示している。元の１２０度通流パターンから、パルスの立ち上がりエッジを検出して遅延カウンタ（ｄｅｌａｙ ｃｏｕｎｔｅｒ）がそのデフォルト値（速度推定値情報に基づいた値）からカウントダウンを開始し、遅延カウンタの値が「０」となった瞬間に、次のゲート信号を立ち上げる。遅延カウンタ値のデフォルト値は、速度推定値情報を用いて、そのときのインバータ周期の１／６の値より小さい値とすれば良い。この結果、図８で示すように進み位相に補正することができる。

上記のカウンタ生成手段は、１／６周期で発生するゲート信号の次の立ち上がりに対して、元のゲート信号パルスの立ち上がりよりも進み位相とする手段を例にしたものであるが、ゲート信号パルスの立ち下がりタイミングを基にして進み位相補正することでもよい。

本実施形態によれば、アナログ微分器などを挿入することなく、ディジタル素子内部の遅延カウンタでより簡易に進み位相調整することが可能となる。

（実施形態４）
実施形態３は、１／６周期のタイミングで速度情報を読み取り、次のゲート信号の立ち上がりを予測・位相調整するため、速度情報を読み取る間のモータの速度変化が大きい場合は予測値と補正量が大きく異なる可能性がある。そこで、本実施形態では速度推定値から、その変動を読み取り、位相調整量に反映するものである。

例えば、モータ駆動トルク指令が与えられた場合、速度上昇に伴い１／６周期の時間は徐々に短くなる。したがって、ひとつ前のゲート信号の立ち上がり時に読み取った速度情報よりも、現在の速度情報、すなわち１／６周期が短くなっており、位相進み補正値の１／６周期に対する割合が小さくなる。速度変化量が大きければ遅れ位相となるおそれもある。図９は、その様子を示したものである。想定していた進み位相量に対して誤差があり、実際の進み位相量が少なくなっていることが分かる。

そこで、本実施形態では、図１０のブロック図に示すように、変動値検出回路２２によりモータ速度推定値の変化の傾向を移動平均処理から読み取り、上記の進み位相誤差に対してさらに補正をかける。例えば、図１０の例であれば、駆動時（回転数上昇時）は進み位相量が不足するので、移動平均処理による速度変化値をパラメータとして、位相補正量を増加するようにさらなる補正を与える。その補正量は経験値からテーブル化しておくこともできる。

本実施形態によれば、実施形態３の効果に加え、速度変化時の位相調整にも対応することができる。

（実施形態５）
実施形態３，４では、速度推定値の情報だけから位相調整を行っているが、実施形態２と同様に、端子電圧の絶対値は直流電流にも依存する。

したがって、図１１に示すように、位相進み補正テーブル２１では、直流電流検出値と速度推定値をパラメータとした２次元テーブルで位相補正量を決定することができ、実施形態３、４の効果に加え、負荷電流に応じた位相調整を行うことができる。

（実施形態６）
実施形態３，４，５の手法は、速度変化が非常に大きい場合やトルク変動（直流電流量）が大きい場合の誤差を補正するが、誤差補償量を誤ると想定外の動作（例えばＰＭモータの脱調など）を引き起こす可能性がある。

そこで、本実施形態では、図１２に示すように、上位コントローラから与えられる速度指令値と直流電流指令値の情報を変動値検出部２３によって検出し、この変動が非常に大きい場合などには、実施形態３〜５の進み位相補正処理をセレクタ（選択回路）２４でパスすることができるようにしておく。

本実施形態によれば、速度・負荷急変時にモータの脱調等の想定外の動作を引き起こす可能性を回避することができる。

（実施形態７）
擬似電流形１２０度通流インバータの場合、電流を流すインバータの相が転流する時間（転流時間）に、電流に傾きが生じる。電流が傾きを持つ期間については、わずかであるが位相制御により誘起電圧を制御することができる。

そこで、本実施形態では、電流の傾き効果を顕著とするために、敢えて転流時間を長くする、すなわちインバータのゲート信号のオーバーラップタイムを長くする。

図１３は、オーバーラップしたゲート信号の例である。１２０度通流パターンロジック変換部１３にて、ゲート信号の立ち下がりを任意に設定した時間だけ遅延させる。

本実施形態によれば、インバータの出力電流の転流時間を敢えて長く設定することで、電流の傾きを調整するとともに、位相調整による端子電圧抑制効果も得られる。

（実施形態８）
本実施形態は、実施形態７のオーバーラップ時間設定時に、モータの回転速度推定値および直流電流検出値をパラメータとしたテーブルを用いて、オーバーラップ時間を調整するものである。

擬似電流形インバータの場合、基本波周期に対するオーバーラップ時間の割合があまりに大きいと、転流時のスパイク電圧出力時間も長くなり、端子電圧を検出して位相を判別する位置センサレス系の動作を不安定にする可能性がある。この理由からも、負荷電流や速度に応じてオーバーラップ時間も調整した方が望ましい。

本実施形態によれば、実施形態７の効果に加え、転流時間をモータ速度や負荷電流に応じて調整することができる。また、位置センサレス制御を行う際の端子電圧検出および積分動作に対して不安定な状態を回避することができる。

（実施形態９）
効率向上を考えた場合、内部誘起電圧位相にモータ電流位相を合わせるように擬似電流形１２０度通流インバータを制御することが望ましいが、図３に示したとおり、内部誘起電圧位相に対して位相誤差を持っている。これは、モータの漏れインダクタンスや漏れ抵抗に起因しており、端子電圧検出値の位相に合わせてそのまま電流位相を制御した場合、結果として誘起電圧に対して位相誤差をもつ電流を流すことになる。

そこで、本実施形態では、まず、モータの漏れインダクタンスによる位相誤差の影響を考慮して、端子電圧検出値に対して遅れ位相を持たせ、そして、モータの内部誘起電圧位相とインバータの出力電流位相を合わせた上で、上記までの実施形態１〜８による位相進み補正を行うものである。

このときの遅れ位相補正には、直流電流検出値とモータ速度推定値を用いて補正量を決定する。モータパラメータ分の補正後に、さらに上記までの実施形態の補正を与える。図１４は、位相誤差補正部２５で誘起電圧に対する誤差を補正した後に、カウンタによる進み位相補正をする場合の構成を示す。

したがって、本実施形態によれば、位相進み補正におけるモータの漏れインダクタンスによる位相誤差の影響を回避することができる。

以上のとおり、本発明によれば、モータ端子電圧を基準位相としてインバータの１２０度通流パターンを得る磁束位相情報を位相進み補正するようにしたため、電流位相調整を確実、容易にして、モータの弱め界磁制御、またはモータの高速駆動時の端子電圧飽和を抑制できる。

Claims (10)

1. モータの端子電圧検出信号を積分することでモータの磁束位相情報に変換し、この磁束位相情報をコンバータによって零クロス検出し、モータの内部誘起電圧位相と同期した１２０度通流パターンからインバータのゲート信号を生成し、前記磁束位相を基にしたモータ速度の推定でインバータの出力電流の大きさを制御する擬似電流形１２０度通流インバータの位置センサレス制御装置において、
   前記積分後のモータの端子電圧検出信号を微分器からなる位相進み補正手段に入力し、位相進み補正手段による微分することで検出した磁束位相を進み補正してモータの弱め界磁制御、またはモータの端子電圧飽和を抑制するよう構成すると共に、前記インバータの直流電流を検出し、この検出値が大きい場合は、前記位相進み補正手段の位相進み補正量が大きくなるように微分器のゲイン調整手段を備えたことを特徴とする擬似電流形１２０度通流インバータの位置センサレス制御装置。
2. 前記位相進み補正手段は、前記１２０度通流パターンのゲート信号パルスの立ち上がりタイミングまたは立ち下がりタイミングから遅延カウンタで速度推定値に応じて遅延させたタイミングを求め、この遅延したタイミングを次のゲート信号パルスの立ち上がりタイミングとする位相進み補正回路としたことを特徴とする請求項１に記載の擬似電流形１２０度通流インバータの位置センサレス制御装置。
3. 前記位相進み補正回路は、前記速度推定値の変動を検出して位相進み補正量を誤差補正する手段を備えたことを特徴とする請求項２に記載の擬似電流形１２０度通流インバータの位置センサレス制御装置。
4. 前記速度推定値の変動は、速度推定値の移動平均で検出する手段を備えたことを特徴とする請求項３に記載の擬似電流形１２０度通流インバータの位置センサレス制御装置。
5. 前記位相進み補正回路は、前記速度推定値の変動の検出値とインバータの直流電流の検出値に応じて位相進み補正量を誤差補正する手段を備えたことを特徴とする請求項３に記載の擬似電流形１２０度通流インバータの位置センサレス制御装置。
6. 前記速度推定値の変動の検出値またはインバータの直流電流の検出値が急変したときに、前記位相進み補正回路の位相進み補正をパスする手段を備えたことを特徴とする請求項２〜５のいずれか１項に記載の擬似電流形１２０度通流インバータの位置センサレス制御装置。
7. 前記１２０度通流パターンの生成は、インバータのゲート信号のオーバーラップ時間を長くしてインバータの出力電流の転流時間を長くする手段を備えたことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の擬似電流形１２０度通流インバータの位置センサレス制御装置。
8. 前記オーバーラップ時間は、モータの回転速度推定値および直流電流検出値を基に調整する手段を備えたことを特徴とする請求項７に記載の擬似電流形１２０度通流インバータの位置センサレス制御装置。
9. 前記位相進み補正手段による位相進み補正の前に、モータの端子電圧検出値に対して遅れ位相をもち、モータの内部誘起電圧位相とインバータの出力電流位相を合わせる手段を備えたことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の擬似電流形１２０度通流インバータの位置センサレス制御装置。
10. 前記遅れ位相の補正は、直流電流検出値とモータの速度推定値を用いて補正量を決定する手段を備えたことを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の擬似電流形１２０度通流インバータの位置センサレス制御装置。

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