JP3085741B2 - 誘導発電機の制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、風力発電や内燃機関で
使用される機械装置の余剰動力を利用して電力を得る軸
発電など、原動機の回転速度が大幅に変化する用途に適
した誘導発電機の制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図７は、従来の誘導発電機の制御装置の
一例を示す構成図であり、１は原動機、２は原動機１に
より駆動される誘導発電機、３は誘導発電機２の交流出
力を直流に変換するコンバータ、４はコンバータ３の出
力電圧を平滑するコンデンサ、５は誘導発電機２の初期
励磁用の直流電源、６はコンバータ３から負荷７へ供給
する電力をオンオフするしゃ断器である。

【０００３】８は誘導発電機２の出力電流を検出する電
流検出器、９はコンバータ３の出力電圧を検出する電圧
検出器である。１０は発電運転指令、１１は発電のたち
上げ制御回路、１２はコンバータ３の出力電圧を制御す
る電圧制御回路、１０１は誘導発電機２の回転速度を検
出する回転検出器、１０２は回転検出器１０１で検出し
た誘導発電機２の回転速度を基準にして、誘導発電機２
の出力電流の大きさとすべり周波数を制御するすべり周
波数制御回路、１０３はすべり周波数制御回路１０２の
出力として得られる３相の電流指令値、１０４は電流検
出器８で検出する誘導発電機２の電流が３相電流指令値
１０３に等しくなるよう制御する電流制御回路、１０５
は電流制御回路の出力する電流制御信号をパルス幅変調
制御（ＰＷＭ）してコンバータ３を構成するスイッチン
グ素子の駆動信号を得るＰＷＭ制御回路である。

【０００４】以上述べた従来の構成において、発電運転
指令１０が与えられると、たち上げ制御回路１０は電圧
制御回路１２に発電電圧指令値を出力する。電圧制御回
路１２では、発電電圧指令値と電圧検出器１０で検出さ
れるコンバータ３の出力電圧が比較され、その偏差に応
じて誘導発電機２の出力電流の大きさと、すべり周波数
がすべり周波数制御回路１０２にて制御される。誘導発
電機２のたち上げ時は、コンバータ３の出力電圧が発電
電圧より低いので、誘導発電機２の出力電流を増加する
とともに、すべり周波数を負の方向に増加して、誘導発
電機２の発電電力を増加する。すなわち、すべり周波数
制御回路１０２において回転検出器１０１で検出した誘
導発電機２の回転速度を基準にして、出力電圧の偏差に
応じた振幅とすべりを有する各相電流の瞬時指令値１０
３を演算する。次に、電流制御回路１０４において、電
流検出器８で検出される誘導発電機２の各相電流の瞬時
値と各相電流の瞬時指令値１０３を比較して電流が指令
値に等しくなるよう制御して電流制御信号を得、ＰＷＭ
制御回路１０５により電流制御信号をＰＷＭ信号に変換
してコンバータを運転し、誘導発電機２の出力電流を制
御する。たち上げ制御回路１１はコンバータ３の出力電
圧が発電電圧指令値に達すると、しゃ断器６をオンして
負荷７へ電力を供給し始める。負荷７が投入されたこと
により、発電電圧が下がろうとすると、電圧制御回路１
２、すべり周波数回路１０２、電流制御回路１０４、Ｐ
ＷＭ制御回路１０５によりコンバータ３が制御され誘導
発電機２の発電電力を増して発電電圧を一定に保つ。

【０００５】このようにして、誘導発電機２の発電電力
を制御することにより、負荷７の消費電力の変化にかか
わらず、コンバータ３の出力電圧を一定に制御すること
ができる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】以上述べた従来の構成
では、原動機１の近くに回転検出器１０１を設置する必
要がある。振動が大きく温度・湿度が高いという悪環境
のため、回転検出器１０１によるトラブルが多かった。
回転検出器１０１が故障すると発電は継続できないし、
原動機１の振動や電磁的なノイズにより回転検出器１０
１の出力信号が乱されると、これをもとにして制御され
る誘導発電機２の出力電流が乱され、安定な制御ができ
なくなる。また回転検出器１０１の精度、分解能が低い
と、誘導発電機２の出力電流波形が歪み、良好な特性が
得られないため、高価な回転検出器１０１が必要であっ
た。

【０００７】また、従来の構成では誘導発電機２の出力
電流を交流の瞬時値で制御しなければならないが、その
制御方法にも問題があった。一般的な制御方法は交流の
電流基準と検出電流とをＰＩ制御し、その出力信号をパ
ルス信号に変換して各スイッチ素子に分配するという図
７の方式であった。この場合、電流制御回路１５は各相
毎にＰＩ制御回路を持つことになる。この方式ではＰＷ
Ｍ制御の変調周波数で、ＰＩ制御の応答速度が制限され
るため、よほど高速なスイッチング素子をもちいないと
速い電流制御ができない。このため、スイッチング素子
の電流定格に余裕をみる必要があった。交流の電流制御
にはこのほか、交流の電流基準と検出電流をヒステリシ
スコンパレータで比較して、ヒステリシスコンパレータ
の出力として直接ＰＷＭ信号を得る方法もある。この方
式では前者に比べて高速な電流制御が可能であるが、ス
イッチング回数が増え、損失が大きくなるという欠点を
持っている。いずれにしても変換装置は大形、高価とな
っていた。

【０００８】本発明は、以上述べた従来の装置の欠点を
除去するために、回転検出器を使用せず、かつスイッチ
ング素子の電流定格をぎりぎりまで使用でき、小形軽量
でかつ安価な誘導発電機で、高速な電流制御をおこない
応答が速く安定性のよい誘導発電機の制御装置を得るこ
とを目的としている。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は、前記目的を達
成するため、以下の構成を具備している。すなわち、原
動機により駆動される誘導発電機と、この誘導発電機の
交流出力を直流に変換するコンバータと、前記誘導発電
機の各相出力電流を検出して電流検出信号を出力する電
流検出器と、前記電流検出信号と前記誘導発電機の各相
に共通な転流タイミングレベル指令値とを比較し、かつ
前記電流検出信号が前記転流タイミング指令値の正の値
を越えたか否かおよび負の値を越えたか否かの比較信号
を出力する各相毎に２個のコンパレータからなる第１の
電流比較回路と、この第１の電流比較回路の比較信号を
転流タイミングとして前記誘導発電機の各相電圧の１８
０度毎に論理値を反転する３相の基本電気角信号を発生
する転流制御回路と、前記各相の電流検出信号と前記誘
導発電機の各相に共通なＰＷＭレベル指令値とを比較し
て電流検出信号がＰＷＭレベル指令値の正の値を越えた
か否かおよび負の値を越えたか否かの比較信号を出力す
る各相毎に２個のコンパレータからなる第２の電流比較
回路と、前記基本電気角信号と前記第２の電流比較回路
の比較信号とに基づいて前記コンバータのスイッチング
信号を発生するものであって、３相のうちのいずれか１
相を順次６０度づつＰＷＭ相として選択して、他の２相
は前記基本電気角信号をそのまま出力し、ＰＷＭ相のみ
ＰＷＭ論理にしたがってＰＷＭ信号を出力するものであ
り、さらに前記コンバータにおいてある相が転流したと
きその転流タイミング後の電気角６０度間だけ前記転流
した相よりも１２０度遅れた相をＰＷＭ相として選択
し、ＰＷＭ論理としては前記転流した相とＰＷＭ相のど
ちらの電流もＰＷＭレベル指令値を越えていないときに
はＰＷＭ相の前記基本電気角信号を反転して出力し、い
ずれかがＰＷＭレベル指令値を越えているときには前記
基本電気角信号をそのまま出力して、ＰＷＭ制御するＰ
ＷＭ制御回路とを具備している。

【００１０】

【作用】本発明によれば、誘導発電機とコンバータで構
成され、コンバータの出力に直流を得る発電装置におい
て、誘導発電機の出力電流波形が誘導発電機の磁束と、
回転速度と、巻線のインピーダンスと、直流出力電圧
と、負荷によって決まり、特に回転速度の変化に追従し
て出力電流波形が変化していくという原理に着目し、電
流波形の変化に応じてコンバータを制御するようにして
いる。

【００１１】具体的には、電圧基本電気角信号と第２の
電流比較回路の比較信号とに基づいてコンバータのスイ
ッチング信号を発生する際に、３相のうちのいずれか１
相を順次６０度づつＰＷＭ相として選択して、他の２相
は基本電気角信号をそのまま出力し、ＰＷＭ相のみＰＷ
Ｍ論理にしたがってＰＷＭ信号を出力するものであり、
またある相が転流したときその転流タイミング後の電気
角６０度間だけ前記転流した相よりも１２０度遅れた相
をＰＷＭ相として選択し、ＰＷＭ論理としては前記転流
した相とＰＷＭ相のどちらの電流もＰＷＭレベル指令値
を越えていないときにはＰＷＭ相の基本電気角信号を反
転して出力し、いずれかがＰＷＭレベル指令値を越えて
いるときには基本電気角信号をそのまま出力して、ＰＷ
Ｍ制御するようにしたものである。

【００１２】このようなことから、回転検出器を使用し
ないで安定な発電制御をおこなえる。特に、出力周波数
が低い範囲でＰＷＭ制御にて電流を制御するとき、高速
に制御できかつ損失が少ない電流制御が可能である。

【００１３】

【実施例】図１に本発明の１実施例の構成を示すもので
あり、１〜１２は図７の従来例の構成図の同一符号と同
一の構成要素である。１３は電圧制御回路１２から出力
される誘導発電機２の出力電流波高値の指令値、１４は
電流比較回路、１５は電流比較信号、１６は転流制御回
路、１７はＰＷＭ制御回路である。

【００１４】図２は図１の電流比較回路１４の詳細図で
ある。図２において１３は誘導発電機２の出力電流波高
値の指令値、ＩＵ、ＩＶ、ＩＷは電流検出器８により検
出された誘導発電機２の検出電流、２２〜２４は極性反
転器、２５〜３０は減算器、３１〜３６はヒステリシス
コンパレータであり、このコンパレータは出力電流波高
値の指令値と検出電流とを比較してその結果を電流比較
信号ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、ＷＮとして出力す
る。なお、図１では６個の電流比較信号をまとめて１５
で示している。

【００１５】図３は図１の転流制御回路１６の詳細図で
ある。図３において４１〜４６はオア回路、４７〜５２
はアンド回路、５３〜５５はフリップフロップ、ＵＦ、
ＶＦ、ＷＦは５３〜５５の出力として得られる電圧基本
電気角信号である。

【００１６】図４は図１のＰＷＭ制御回路１７の詳細図
である。図４において６１〜６６は否定論理回路、６７
はデコーダ、６８〜７９はアンド回路、８０〜８２はオ
ア回路、８３〜８５はアンド回路、８６〜８８はイクス
クルーシブオア回路、ＰＨ１〜ＰＨ６はデコーダ６７の
出力信号、ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭはイクスクル
ーシブオア回路８６〜８８のそれぞれの出力であって、
コンバータ３の各相のＰＷＭ信号である。

【００１７】次に、以上のように構成された本発明の実
施例の動作について説明する。誘導発電機２の出力電流
ＩＷ，ＩＶ，ＩＵ、例えば相電流ｉｗ，ｉｖ，ｉｕは台
形波状に制御される。電圧制御回路１２は、その台形波
の高さを電流値波高値指令値１３として与える。図２に
おいて、誘導発電機２の検出電流各相電流ｉｗ，ｉｖ，
ｉｕと波高値指令値１３との偏差が減算器２５〜３０に
よってとられ、その偏差の大きさによってヒステリシス
コンパレータ３１〜３６が動作する。例えば、Ｕ相電流
ｉｕが波高値指令値１３より大きければ、減算器２５の
出力は正となり、ヒステリシスコンパレータ３１の出力
ＵＰは“１”となる。また、Ｕ相電流ｉｕが波高値指令
値１３よりヒステリシス分以上小さくなると、ヒステリ
シスコンパレータ３１の出力ＵＰは“０”となる。

【００１８】一方、減算器２６ではＵ相電流ｉｕを極性
反転器２１により極性反転した信号の大きさが波高値指
令値１３をこえると、ヒステリシスコンパレータ３２の
出力ＵＮは“１”となり、、また波高値指令値１３より
ヒステリシス分以上小さくなると、ヒステリシスコンパ
レータ３２の出力ＵＮは“０”となる。Ｖ相、Ｗ相も同
様である。

【００１９】このようにして、図２の電流比較回路１４
からは誘導発電機２の出力電流が波高値指令値１３によ
って指示される振幅におさまっているか否かが、電流比
較信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ、ＵＮ，ＶＮ，ＷＮにて出力さ
れる。

【００２０】図３の転流制御回路１６のフリップフロッ
プ５３は、電流比較信号ＵＰが“１”であればリセット
され、電流比較信号ＵＮが“１”であればセットされ
る。図４のＰＷＭ制御回路１７においてＰＷＭを動作さ
せない場合には、ＰＷＭ制御回路１７の出力は周波数制
御回路の出力としてそのまま出力され、コンバータ３は
周波数制御回路の出力によりスイッチング制御される。
従って、相電流ｉｕが正であり、波高値指令値１３より
も大きくなると、Ｕ相のプラス側のスイッチング素子は
オフされ、マイナス側のスイッチング素子がオンされ
て、ｉｕを減少させる方向の電圧とされる。これによ
り、相電流ｉｕが減少して負となり、その絶対値が波高
値指令値１３を越えると、Ｕ相のマイナス側のスイッチ
ング素子はオフされ、プラス側のスイッチング素子がオ
ンされて相電流ｉｕを増加させる方向の電圧とされる。
このように相電流ｉｕが正負に変化してその絶対値が波
高値指令値１３を越えるごとにフリップフロップ５３は
セット／リセットされる。Ｖ相、Ｗ相も同様である。

【００２１】こうして、フリップフロップ５３〜５５の
出力、すなわち、電圧基本電気角信号ＵＦ、ＶＦ、ＷＦ
としてコンバータ３の転流制御信号が得られる。もし、
コンバータ３の入力側に接続されているのが、誘導発電
機２でなく単なるリアクトルであればリアクトルの定数
とコンバータ３の出力電圧の高さとによって電流変化率
が定まるから、これと波高値指令値１３の大きさとによ
ってコンバータ３の動作周波数は定まる。

【００２２】これに対し、本発明の実施例では誘導発電
機２が接続されているので、上記のほかに誘導起電力が
加わる。誘導発電機２の磁束が確立していると、電流は
コンバータ３の出力電圧と誘導起電力との差によって流
れる。誘導起電力の変化によって電流変化率は変化し、
誘導起電力の変化を相でみると正弦波的でその変化速度
は回転数に依存するから、誘導発電機２の回転数が高く
なり、誘導起電力の変化が速くなると電流変化率も速く
なり、コンバータ３の周波数は誘導発電機２の回転数に
自動的に追従する。このようなことから、本実施例で
は、図７の従来例で必要としていた回転検出器１０１な
しでコンバータ３の転流制御が可能となる。

【００２３】図５は相電流ｉｕと電圧基本電気角信号Ｕ
Ｆ、ＶＦ、ＷＦを図５に示す。電圧基本電気角信号Ｕ
Ｆ、ＶＦ、ＷＦは１８０度ごとに“１”、“０”を繰り
返す信号となり、それぞれ１２０度ずつ位相のずれた３
相信号となる。さきに述べたようにＰＷＭしないときに
は電圧基本電気角信号ＵＦ、ＶＦ、ＷＦでコンバータ３
を制御して１８０度通電制御をおこなうから、ＵＦ、Ｖ
Ｆ、ＷＦのすべてが同時に“１”あるいは同時に“０”
となってはいけない。しかし、単にヒステリシスコンパ
レータ３１〜３６の出力でフリップフロップ５３〜５５
をセット、リセットするだけではすべてが同時に“１”
や“０”になる可能性がある。これを禁止するため、図
３ではオア回路４１〜４６とアンド回路４７〜５２とに
よってすべての相が同時に“１”や“０”になることを
禁止している。

【００２４】図３の転流制御回路１６から出力される電
圧基本電気角信号ＵＦ、ＶＦ、ＷＦと、図２の電流比較
回路１４から出力される電流比較信号をもとに、図４の
ＰＷＭ制御回路にてＰＷＭ制御する。

【００２５】ここで、図６の動作波形にもとづいて、図
４のＰＷＭ制御回路１７の作用を説明する。デコーダ６
７はＰＨ１、ＰＨ２、ＰＨ３、ＰＨ４、ＰＨ５、ＰＨ６
の６本の出力信号線をもっており、電圧基本電気角信号
ＵＦ、ＶＦ、ＷＦの状態によって出力信号のどれか一つ
だけが“１”となり、他はすべて“０”となる。簡単の
ため図６では、信号が“１”をとる期間をその信号名で
示している。

【００２６】図６において、電圧基本電気角信号ＵＦは
最初“１”であり、相電流ｉｕは正方向に増加する。時
刻ｔ１にて電流ｉｕは波高値指令値に達し電流比較信号
ＵＰが“１”になる。ＵＰの変化により、転流制御回路
１６においてＵＦが“０”とされる。ＵＦの変化により
デコーダ６７の出力のうちＰＨ１が“１”となる。ＰＨ
１以外は“０”だから図６のアンド回路７４〜７９のう
ち、アンド回路７７のみ電流比較信号の状態により出力
が変化し、その他のアンド回路７４〜７６，７８，７９
の出力は電流比較信号の状態に関わらず“０”である。
従って、オア回路８０，８２の出力は“０”となり、ア
ンド回路８３，８５の出力も“０”となる。つまり、Ｐ
Ｈ１が“１”の間はイクスクルーシブオア回路８６，８
８は電圧基本電気角信号ＵＦ、ＷＦをそのまま出力する
ことになる。その間、イクスクルーシブオア回路８７の
出力はＰＷＭ／１８０度通電切り替え信号ＥＰＷＭが
“１”であれば、電流比較信号ＵＰ、ＶＮの状態によっ
て決まることになる。時刻ｔ１後、ＵＰは“１”であ
り、否定論理回路６１を介しているためアンド回路７１
の出力は“０”となる。

【００２７】したがって、オア回路８１の出力も“０”
となり、イクスクルーシブオア回路８７は電圧基本電気
角信号ＶＦをそのまま出力する。これによりコンバータ
出力電圧はＵ相、Ｗ相は負側、Ｖ相のみ正側のスイッチ
ング素子がオンされ電流ｉｕは減少し始める。電流ｉｕ
が減少して時刻ｔ２にてヒステリシスコンパレータ３１
のヒステリシスレベルを下回ると、ＵＰは“０”とな
る。電流比較信号ＶＮはすでに“０”であったから、ア
ンド回路７１の出力は“１”となり、アンド回路７７、
オア回路８１を介してアンド回路８４の出力は“１”と
なる。したがってイクスクルーシブオア回路８７の出力
ＶＯは、電圧基本電気角信号ＶＦを反転した信号とな
り、コンバータ出力電圧はＵ相、Ｖ相、Ｗ相ともすべて
負となる。すなわち、線間電圧はすべて零となり、発電
機電流は誘導起電力により流れることになる。ｉｕ、ｉ
ｖの瞬時振幅は増加に転じｔ３にてｉｕよりもさきにｉ
ｖが指令値に達する。これにより、ＶＮが“１”にな
り、ＵＰが“１”の場合と同様にＶ相電圧が負から正に
転じて、電流ｉｖは減少し始める。もちろん電流ｉｕも
減少する。ｔ４にてＶＮが“０”になり、発電機の線間
電圧がすべて“０”とされて電流ｉｕ、ｉｖはいずれも
誘導起電力により増加し始める。以後ｔ５からｔ８まで
はいずれもｉｕの瞬時値比較によってＰＷＭがおこなわ
れる。ｔ９にて電流ｉｗが−ｉｌ＊に達してＷＮが
“１”になると、電圧基本電気角信号ＷＦが“０”から
“１”になる。デコーダ６７の出力はＰＨ２が“１”と
なる。これによりアンド回路７５〜７９の出力は電流状
態に関わらず“０”となり、アンド回路７４の出力のみ
が電流ｉｕ、ｉｗの状態により変化するようになる。ｔ
９にてコンバータのＵ相は負、Ｖ相、Ｗ相は正の電圧と
なる。ｉｗが減少し、ｔ１０でＷＮが“０”となるとＵ
相も正電圧とされ線間電圧は“０”となる。ｉｗとｉｕ
の瞬時振幅は増大に転じ、ｔ１１にてＵＰが“１”とな
る。これによりＵ相電圧は正から負とされ、ｉｗ、ｉｕ
は減少してｔ１２にてＵＰが“０”となる。以下同様に
して各相電流が指令値を越えないようにＰＷＭ制御す
る。

【００２８】このようにＰＨ１が“１”の間はＵ相の電
流状態をみてＶ相のスイッチをオンオフ制御することに
より、Ｕ相電流を所定の波高値指令値以下に制御するこ
とができる。ただし、スイッチングしているのはＶ相で
あるから、そのスイッチング制御をＵ相電流のみでおこ
なっているとＶ相自身の電流が波高値指令値を越える可
能性がある。このためアンド回路７１でＵＰとＶＮ双方
の否定論理をとった信号のアンドをとってＶ相自身の電
流も波高値指令値を越えないように制御している。

【００２９】以上の説明において、電流比較回路１４の
出力信号１５が転流制御回路１６、および、ＰＷＭ制御
回路１７に共通に与えられているが、この２つの回路に
おける電流比較回路１４の出力信号の役割はまった異な
る。

【００３０】転流制御回路１６では、コンバータ３の転
流制御のための転流タイミングをとらえるために使用し
ている。すなわち、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの立ち上が
りをとらえてその相の電圧を反転することにより、相電
圧を相電流に対して１８０度近くの遅れ位相として、誘
導発電機２を発電状態に位相ロックしている。

【００３１】一方、ＰＷＭ制御回路１７では電流比較回
路１４の出力信号１５は、ＰＷＭ制御によりおさえる電
流の最大値を制御するためのものである。また電流比較
回路１４のヒステリシスの大きさにより変調周波数を決
めてもいる。したがって、転流制御回路１６のための電
流比較回路、ＰＷＭ制御回路１７のための電流比較回路
を個別にもってもよい。

【００３２】以上述べたような電流比較回路１４、転流
制御回路１６、ＰＷＭ制御回路１７を有する図１の装置
によれば、誘導発電機２の磁束が確立して誘導起電力が
発生すると、回転検出器なしで誘導発電機２の電流の制
御が可能となる。磁束の確立は、立ち上げ制御回路１１
で電圧制御回路１２の出力する電流基準の大きさを制御
することによっておこなう。誘導起電力のない状態では
周波数制御回路による発電機電流の変化率は、誘導発電
機２の巻線のインピーダンスで決まってしまうので、電
流基準が小さければ周波数は高く、電流基準が大きけれ
ば周波数は低くなる。従って、コンバータ３を始動する
ときは電流基準を小さくしてＰＷＭ制御回路１７のＥＰ
ＷＭ信号は“０”としておき、高い周波数でコンバータ
を運転し、電流基準を徐々に増やしていく。これによ
り、コンバータ３の運転周波数は徐々に低くなる。運転
周波数が原動機１の回転数相当の周波数に近くなると、
誘導発電機２が発電機として動作し始め、誘導起電力が
発生する。これ以降は電流基準を増やすと発電電流が大
きくなり、減らすと発電電流が小さくなるだけで、周波
数は誘導起電力の周波数によって決まるようになる。誘
導発電機２が発電機として動作し始めたことは、電圧検
出器９で検出する直流電圧が上昇することによって判定
できる。これにより、ＥＰＷＭ信号を“１”としてＰＷ
Ｍ制御を生かし、負荷７に必要な電圧まで上昇したらし
ゃ断器６を投入して負荷７に電力を供給する。以後は電
圧制御回路１２が動作して直流電圧の高低により電流基
準を増減して、直流電圧を負荷７に必要な電圧に制御す
る。

【００３３】

【発明の効果】以上述べた本発明の誘導発電機の制御装
置によれば、回転検出器なしで発電制御をおこなうこと
ができるので、回転検出器のトラブルによる発電停止が
なくなり、また、発電制御から回転速度の閉ループがな
くなり、回転速度検出の精度や、応答速度の制御への影
響がなくなるため高速で安定な発電制御が可能となり、
さらに、電流制御が、高速でしかも損失が少ないので、
スイッチング素子の電流定格ぎりぎりまで使用でき、小
形の変換器で大電力発電が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の誘導発電機の制御装置の１実施例を示
す概略構成図。

【図２】図１実施例の電流比較回路の詳細構成図。

【図３】図１の転流制御回路の詳細構成図。

【図４】図１のＰＷＭ制御回路の詳細構成図。

【図５】図１の構成要素による周波数制御回路の一例の
動作説明図。

【図６】図１の構成要素のＰＷＭ制御回路の一例の動作
説明図。

【図７】従来の誘導発電機の制御装置の１例を示す概略
構成図。

【符号の説明】

１…原動機、２…誘導発電機、３…コンバータ、４…コ
ンデンサ、５…初期励磁用直流電源、６…しゃ断器、７
…負荷、８…電流検出器、９…電圧検出器、１０…運転
指令、１１…たち上げ制御回路、１２…電圧制御回路、
１３…電流波高値指令値、１４…電流比較回路、１５…
電流比較信号、１６…転流制御回路、１７…ＰＷＭ制御
回路、２２〜２４…極性反転器、２５〜３０…減算器、
３１〜３６…ヒステリシスコンパレータ、４１〜４６…
オア回路、４７〜５２…アンド回路、５３〜５５…フリ
ップフロップ、６７…デコーダ、６８〜７９…アンド回
路、８０〜８２…オア回路、８６〜８８…イクスクルー
シブオア回路、１０１…回転検出器、１０２…すべり周
波数制御回路、１０３…３相電流指令値、１０４…電流
制御回路、１０５…ＰＷＭ制御回路、ＩＵ、ＩＶ、ＩＷ
…発電機検出電流、ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、Ｗ
Ｎ…電流比較信号、ＵＦ、ＶＦ、ＷＦ…電圧基本電気角
信号、ＥＰＷＭ…ＰＷＭ有無切り替え信号、ＵＯ、Ｖ
Ｏ、ＷＯ…ＰＷＭ信号。

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 原動機により駆動される誘導発電機と、 この誘導発電機の交流出力を直流に変換するコンバータ
   と、 前記誘導発電機の各相出力電流を検出して電流検出信号
   を出力する電流検出器と、 前記電流検出信号と前記誘導発電機の各相に共通な転流
   タイミングレベル指令値とを比較し、かつ前記電流検出
   信号が前記転流タイミング指令値の正の値を越えたか否
   かおよび負の値を越えたか否かの比較信号を出力する各
   相毎に２個のコンパレータからなる第１の電流比較回路
   と、 この第１の電流比較回路の比較信号を転流タイミングと
   して前記誘導発電機の各相電圧の１８０度毎に論理値を
   反転する３相の基本電気角信号を発生する転流制御回路
   と、 前記各相の電流検出信号と前記誘導発電機の各相に共通
   なＰＷＭレベル指令値とを比較して電流検出信号がＰＷ
   Ｍレベル指令値の正の値を越えたか否かおよび負の値を
   越えたか否かの比較信号を出力する各相毎に２個のコン
   パレータからなる第２の電流比較回路と、 前記基本電気角信号と前記第２の電流比較回路の比較信
   号とに基づいて前記コンバータのスイッチング信号を発
   生するものであって、３相のうちのいずれか１相を順次
   ６０度づつＰＷＭ相として選択して、他の２相は前記基
   本電気角信号をそのまま出力し、ＰＷＭ相のみＰＷＭ論
   理にしたがってＰＷＭ信号を出力するものであり、さら
   に前記コンバータにおいてある相が転流したときその転
   流タイミング後の電気角６０度間だけ前記転流した相よ
   りも１２０度遅れた相をＰＷＭ相として選択し、ＰＷＭ
   論理としては前記転流した相とＰＷＭ相のどちらの電流
   もＰＷＭレベル指令値を越えていないときにはＰＷＭ相
   の前記基本電気角信号を反転して出力し、いずれかがＰ
   ＷＭレベル指令値を越えているときには前記基本電気角
   信号をそのまま出力して、ＰＷＭ制御するＰＷＭ制御回
   路と、 を具備した誘導発電機の制御装置。
2. 【請求項２】 転流タイミングレベル指令値とＰＷＭレ
   ベル指令値とを同じ値として電流比較回路を一つとし
   て、第１の電流比較回路と第２の電流比較回路の機能を
   兼ねさせたことを特徴とする請求項１記載の誘導発電機
   の制御装置。