JP5002979B2 - 直流モータ制御回路 - Google Patents

Description

本発明は、直流モータ制御回路、特に、充電式電動工具のトリガスイッチに用いられる直流モータ制御回路に関する。

トリガスイッチ用の直流モータ制御回路としては、特許文献１に記載されているように、発信回路を備え、直流モータと直列に接続したスイッチング素子を高速にオン／オフ（スイッチング）し、ボリュームによって発信回路のバイアス電圧を変えることでスイッチングのデューティ比を変化させるものがあった。

また、スイッチング素子をオフしたときに直流モータがその回転によって逆起電力を生じることから、コンパレータにより、スイッチング素子両端の電圧とボリュームで設定される閾値電圧とを比較してスイッチング素子をオン／オフするものであって、スイッチング素子両端の電圧が閾値電圧以下に低下したときにスイッチング素子をオンするとともに閾値電圧を高く変更ことでスイッチング素子をオンした状態をある程度継続させる直流モータ制御回路が知られている。

特許文献２には、第１のコンパレータでスイッチング素子両端の電圧をボリュームで設定される第１の閾値電圧と比較してスイッチング素子をオンし、第２のコンパレータでスイッチング素子のオン状態を継続する時間を定める直流モータ制御回路が記載されている。

以上のような直流モータ制御回路は、コンパレータなどのＩＣを用いて直流モータを制御するために、コストが高いという問題があった。

さらに、直流モータ制御回路に使用される可変抵抗は、基板上に抵抗体の層を形成し、その抵抗体上で可動端子を摺動させて抵抗を分割するタイプの安価な可変抵抗が使用されることが多い。このような可変抵抗は、抵抗値に±３０％程度の大きなバラツキがあり、従来の直流モータ制御回路では、直流モータの回転数の制御可能な範囲に製品ごとのバラツキがあるという問題もあった。
特開平８−６６０８４号公報 特開平１１−１６８８９３号公報

前記問題点に鑑みて、本発明は、安価で、製品ごとにバラツキのない直流モータ制御回路を提供することを課題とする。

前記課題を解決するために、本発明の直流モータ制御回路は、直流電源に対して直流モータと直列に接続されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子の両端の電圧を分圧し、その分圧比を調整可能な分圧回路と、前記分圧回路の出力電圧に対してヒステリシス特性をもって２つの値を遷移する電圧出力を有するように複数のトランジスタを接続して構成したヒステリシス回路とを備え、前記ヒステリシス回路の出力によって前記スイッチング素子をスイッチングするものとする。

この構成によれば、スイッチング素子をオフしたときの直流モータの逆起電力と比較する基準電圧を変化させずに、逆起電力によるスイッチング素子両端の電圧を分圧し、この分圧比を変化させるので、分圧比を変えて回転数の設定値を変化させたとき、コンパレータのようなＩＣを用いずにトランジスタで構成したヒステリシス回路であっても、その出力電圧特性が変化しない。これによって、直流モータを安定して制御可能でありながら、安価な制御回路を製造できる。

また、本発明の直流モータ制御回路において、前記ヒステリシス回路は、ベースに前記分圧回路の出力電圧が入力される第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタがオフのときにオンし、前記第１のトランジスタがオンのときにオフされる第２のトランジスタとを有し、前記第１のトランジスタおよび前記第２のトランジスタは、互いのエミッタが接続されてエミッタ抵抗を共有し、前記第１のトランジスタのエミッタ電流よりも前記第２のトランジスタのエミッタ電流の方が大きいように構成してもよい。

この構成によれば、ヒステリシス回路を簡単に構成でき、且つ、製造コストが低くなる。

また、本発明の直流モータ制御回路において、前記分圧回路は、前記スイッチング素子の両端に直列に接続した固定抵抗からなる２つの分圧抵抗と、２つの固定電極の間の抵抗体を可動電極で０：１から１：０まで任意の比に分割する可変抵抗とからなり、前記可変抵抗は、前記両固定電極が前記スイッチング素子の両端に接続され、前記可動電極が前記分圧抵抗同士の接続点に接続されてもよい。

この構成によれば、可変抵抗の分圧比が１：０および０：１のときには、分圧回路の出力電圧に可変抵抗の抵抗値が反映されない。つまり、可変抵抗の抵抗値がばらついても、直流モータの制御範囲が一定に保たれる。また、トランジスタで構成したヒステリシス回路の２つの閾値は電源両端の電位の中間の電位になるが、バイパス抵抗を設けると、分圧回路の分圧比が０または１にならない限られた範囲に設定でき、分圧回路の出力を直流モータの回転数に応じて２つの閾値を含む広い範囲で変化するようにできる。つまり、ヒステリシス回路が２つの出力状態を遷移することができ、固定電極の位置にかかわらず、スイッチング素子のオン／オフを切り換えて直流モータの回転数を制御できる。

また、本発明の直流モータ制御回路において、前記ヒステリシス回路の出力を前記スイッチング素子の入力特性に整合させる整合回路をさらに有してもよい。

この構成によれば、トランジスタによって構成したヒステリシス回路の２つの出力は、電圧出力であって、少なくともいずれかは電源電圧の中間電位であるが、整合回路によって、ヒステリシス回路の２つの出力をスイッチング素子の入力特性に合わせることができる。これによって、スイッチング素子の入力特性を考慮することなく、ヒステリシス回路を設計することができるので、直流モータの制御を安定で操作性の高いものにできる。

また、本発明の直流モータ制御回路において、前記整合回路は、前記直流電源の低位側の電圧を出力可能なトランジスタを含む回路であってもよい。

この構成によれば、ターンオン電圧が低いスイッチング素子を駆動できる。

以上のように、本発明によれば、スイッチング素子の両端の電位を分圧するので、トランジスタで構成した回路で直流モータの逆起電力に応じたヒステリシス出力を得ることができ、安価な直流モータ制御回路を提供できる。

これより、本発明の実施形態を、添付した図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の一実施形態であり、電動ドリルの回転制御に用いられる直流モータ制御回路を示す。この直流モータ制御回路は、両端Ｐ１，Ｐ２の電圧がＥ（Ｖ）の直流電源（蓄電池）１に、ドリルを回転させる直流モータ２と、ＦＥＴからなるスイッチング素子３とが直列に接続されている。

さらに、本直流モータ制御回路は、スイッチング素子３の両端Ｐ１，Ｐ３に接続され、Ｐ１−Ｐ３間の電圧を分圧する分圧回路４と、分圧回路４の出力を平滑化する平滑回路５と、出力が平滑回路５の出力に応じて２つの電圧を遷移するヒステリシス回路６と、ヒステリシス回路６の出力に応じて、スイッチング素子３をスイッチングする整合回路７とを備えている。この直流モータ制御回路において、直流電源のマイナス側Ｐ１は、各回路４，５，６，７の入出力に共用され、以下の説明において各点の電位の基準とされる。

分圧回路４は、Ｐ１−Ｐ３間に直列に接続された固定抵抗からなる２つの分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２を有し、分圧抵抗Ｒ１と分圧抵抗Ｒ２との接続点Ｐ４の電位Ｖ４が分圧回路４の出力となる。さらに、分圧回路４は、可変抵抗ＶＲと固定抵抗からなるバイパス抵抗Ｒ３とを有している。可変抵抗ＶＲは、固定電極Ｔ１，Ｔ２が、スイッチング素子３の両端Ｐ１，Ｐ３に接続されており、可動電極Ｔ３がバイパス抵抗Ｒ３を介して分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点Ｐ４に接続されている。可変抵抗ＶＲは、２つの固定電極Ｔ１−Ｔ２間に抵抗体の層が形成され、可動電極Ｔ３が前記抵抗体に摺接して、Ｔ１−Ｔ２間の抵抗を０：１から１：０まで任意の比に分割することができるスライド式ボリュームである。

平滑回路５は、抵抗Ｒ４およびコンデンサＣ１とからなり、分圧回路４の出力Ｖ４を平滑化（ＭＨｚ以上の高周波成分をカット）して波形を滑らかにするローパスフィルタである。平滑回路５の出力点Ｐ５の電位Ｖ５が、ヒステリシス回路５への入力となる。

ヒステリシス回路６は、２つの接合型のトランジスタＴＲ１，ＴＲ２と複数の抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０とからなり、平滑回路５の出力Ｖ５（平滑化した分圧回路４の出力Ｖ４）がトランジスタＴＲ１のベースに入力されている。トランジスタＴＲ１およびトランジスタＴＲ２の各エミッタは点Ｐ６で互いに接続され、エミッタ抵抗Ｒ５を介して直流電源１のマイナス側Ｐ１に接続されている。トランジスタＴＲ１のコレクタは、直流電源１のプラス側Ｐ２に抵抗Ｒ６を介して接続され、直列に接続した抵抗Ｒ７および抵抗Ｒ８を介して直流電源１のマイナス側Ｐ１にも接続されている。一方、トランジスタＴＲ２のベースには、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８との接続点Ｐ７が接続され、トランジスタＴＲ２のコレクタには、直列に接続した抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１０とが接続され、抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１０との接続点Ｐ８がヒステリシス回路６の出力端になっている。

整合回路７は、ヒステリシス回路６の点Ｐ８の電位Ｖ８がベースに入力され、エミッタが直流電源１のプラス側Ｐ２に接続され、コレクタが直列に接続した抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２とを介して直流電源１のマイナス側Ｐ１に接続されたトランジスタＴＲ３と、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２との接続点Ｐ９にベースが接続され、コレクタが抵抗Ｒ１３を介して直流電源１のプラス側Ｐ２に接続されるとともに抵抗Ｒ１４を介してスイッチング素子３のゲートにも接続され、エミッタが直接直流電源１のマイナス側Ｐ１に接続されたとトランジスタＴＲ４とを有している。

続いて、以上の構成からなる直流モータ制御回路の作用を説明する。
直流モータ２は、逆起電力Ｖｎ（Ｖ）を生じるので、スイッチング素子３の両端Ｐ１−Ｐ３間の電圧（Ｐ１を基準にしたＰ３の電位）は、Ｅｎ＝Ｅ−Ｖｎで与えられ、この電圧Ｅｎは回転数に対して負の比例関係にある。スイッチング素子３がオフされた場合、直流モータ２は慣性によって回転を維持しようとするが、回転抵抗などにより回転速度が低下し、電圧Ｅｎが上昇する。

分圧回路４は、Ｐ１−Ｐ３間の電圧を分圧した電圧Ｖ４をＰ１−Ｐ４間に出力するが、この電圧Ｖ４は、可変抵抗ＶＲの可動端子Ｔ３による分割比（Ｔ１−Ｔ３間の抵抗とＴ３−Ｔ２間の抵抗との比）によっても変化する。可変抵抗ＶＲの分割比が１：０の場合、出力電圧Ｖ４＝Ｅｎ×Ｒ２／（Ｒ２＋Ｒ１／／Ｒ３）であり、可変抵抗ＶＲの分割比が０：１の場合、出力電圧Ｖ４＝Ｅｎ×（Ｒ１／／Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ２／／Ｒ３）である。ただし、「／／」は、並列抵抗の合成抵抗を表す演算子である。このように、分圧回路４の出力電圧Ｖ４の最大値と最小値とは、可変抵抗ＶＲの抵抗値に関わりなく決定される。このことは、可変抵抗ＶＲのバラツキによって、本直流モータ制御回路による直流モータ２の制御範囲が変動しないことを意味する。

また、バイパス抵抗Ｒ３が存在することで、可変抵抗ＶＲの分割比が１：０または０：１のときも、点Ｐ４を点Ｐ１または点Ｐ３に短絡させることがないので、可変抵抗ＶＲの分割比にかかわらず、分圧回路４の出力電圧Ｖ４を、後述のヒステリシス回路６への入力として適切な範囲に維持する回路を構成することができる。

ヒステリシス回路６は、点Ｐ５の電位Ｖ５（平滑化した分圧回路４の出力Ｖ４）が第１の電位ＶＤ（Ｖ）以下になると、第１のトランジスタＴＲ１をオフするとともに第２のトランジスタＴＲ２をオンし、点Ｐ５の電位Ｖ５が第２の電位ＶＵ（Ｖ）以上になると、トランジスタＴＲ１をオンするとともにトランジスタＴＲ２をオフする。

詳しく説明すると、先ず、直流モータ２が始動した直後は回転数が低く、点Ｐ５の電位Ｖ５が高いので、トランジスタＴＲ１がオンする。するとトランジスタＴＲ１のコレクタ電流が抵抗Ｒ６を流れ、抵抗Ｒ６における電圧降下によって、点Ｐ７の電位Ｖ７を低下させる。これによって、トランジスタＴＲ２のベース−エミッタ間の電圧がトランジスタＴＲ２のターンオン電圧以下になるように各抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０が設定されている。トランジスタＴＲ２がオフのとき、抵抗Ｒ９には電流が流れないので、ヒステリシス回路６の出力である点Ｐ８の電位Ｖ８は、直流電源のプラス側の点Ｐ２と同じ電位Ｅ（Ｖ）になる。

直流モータ２の回転数が上昇して点Ｐ５の電位Ｖ５が低下し、トランジスタＴＲ１がターンオフすると、トランジスタＴＲ１のコレクタ電流がなくなるので抵抗Ｒ６の電圧降下が減少して点Ｐ７の電位Ｖ７が上昇する。これによって、トランジスタＴＲ２のベース−エミッタ間の電圧が上昇してトランジスタＴＲ２をオンする。すると、トランジスタＴＲ２のコレクタ−エミッタ間に電流が流れるので、抵抗Ｒ９における電圧降下により、点Ｐ８の電位がＥ（Ｖ）より低下する。ヒステリシス回路６の出力である点Ｐ８の電位Ｖ８は、Ｅ−Ｖ（ＢＥ）（Ｖ）になる。

トランジスタＴＲ１とトランジスタＴＲ２とは、互いのエミッタが接続されており、エミッタ抵抗Ｒ５を共有している。トランジスタＴＲ１，ＴＲ２のエミッタ、点Ｐ６の電位Ｖ６は、トランジスタＴＲ１がオンでトランジスタＴＲ２がオフのときよりも、トランジスタＴＲ１がオフでトランジスタＴＲ２がオンのときの方が高くなるように、つまり、トランジスタＴＲ１のエミッタ電流よりも、トランジスタＴＲ２のエミッタ電流の方が大きくなるように、各抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０の抵抗値が設定されている。

この点Ｐ６の電位Ｖ６の変化によって、トランジスタＴＲ１をオンするのに必要な点Ｐ５の電位ＶＵが、トランジスタＴＲ１がオフする際の電位ＶＤよりも高くなる。これによって、ヒステリシス回路６は、入力Ｖ５に対する出力Ｖ８の２つの出力状態をヒステリシス特性をもって遷移させる。

整合回路７のトランジスタＴＲ３は、ヒステリシス回路６の出力Ｖ８がＥ（Ｖ）になるとオフされ、ヒステリシス回路６の出力Ｖ８がＥ（Ｖ）より低下すると、ベース−エミッタ間に電位差が生じるので、ベース電流が流れてオンする。これにより、点Ｐ８の電位Ｖ８は点Ｐ２の電位よりもトランジスタＴＲ３のベース−エミッタ間電圧（一般に０．６Ｖ）だけ低い電位になる。トランジスタＴＲ３がオンすると、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２との接続点Ｐ９の電位が上昇し、トランジスタＴＲ４をオンする。点Ｐ１０の電位は、トランジスタＴＲ４がオフのときはＥ（Ｖ）であるが、トランジスタＴＲ４がオンすると直流電源１のマイナス側Ｐ１に接続されるので０（Ｖ）になる。スイッチング素子３のゲートには、点Ｐ１０の電位が印加されるので、トランジスタＴＲ４がオフのとき、スイッチング素子３はオンされ、直流モータ２に電源電圧Ｅ（Ｖ）を印加する。

図２に、ヒステリシス回路６の入力である点Ｐ５の電位Ｖ５と、ヒステリシス回路６のエミッタの結合点Ｐ６の電位Ｖ６および出力点Ｐ８の電位Ｖ８と、スイッチング素子３のゲート電圧とがどのように変化するかを示す。この図において、分圧回路４の可変抵抗ＶＲの分割比（可動電極Ｔ３の位置）は一定に保たれ、点Ｐ４の電位Ｖ４を平滑化した点Ｐ５の電位Ｖ５は、点Ｐ３の電位Ｅｎに比例している。

点Ｐ５の電位Ｖ５は、直流モータ２の回転数が上昇するのに比例して低下する。電位Ｖ５が第１の電位ＶＤ以下になると、ヒステリシス回路６の出力電圧Ｖ８が低くなるので、スイッチング素子３がオフされる。すると、直流モータ２は、回転速度が低下してゆくので、Ｅｎが上昇して電位Ｖ５を上昇させる。電位Ｖ５が第２の電位ＶＵ以上になると、再び出力電圧Ｖ８がＥ（Ｖ）になり、スイッチング素子３をターンオンさせる。

つまり、直流モータ制御回路は、点Ｐ５の電位Ｖ５を第１の電位ＶＤ以上、第２の電位ＶＵ以下に保つことで、点Ｐ３の電位Ｖ３を、第１の電位ＶＤおよび第２の電位ＶＵと分圧回路４の分圧比とで定められる一定の範囲に保つように、スイッチング素子３をスイッチングする。

ヒステリシス回路６では、電位Ｖ５の変化に応じて、エミッタＰ６の電位Ｖ６も変動するが、この電位Ｖ６の２つの値にトランジスタＴＲ１のターンオン電圧（ベース−エミッタ間電圧）をそれぞれ加えた値がＶＵおよびＶＤである。

可変抵抗ＶＲの可動電極Ｔ３を移動させて分圧回路４の分圧比を変えると、Ｐ５の電位Ｖ５と点Ｐ３の電位Ｅｎとの比率が変わり、電位Ｖ５の上昇／下降の速度が変化するので、スイッチング素子３のオン／オフ時間が変わる。本実施形態において、スイッチング素子３のオン／オフのサイクルは、ドリルの負荷によっても変わるが、およそ百Ｈｚ〜数ｋＨｚの範囲である。

本実施形態においては、低いゲート電圧でターンオンするＦＥＴからなるスイッチング素子３を用いたので、整合回路７によってヒステリシス回路６の出力電圧Ｖ８を０（Ｖ）とＥ（Ｖ）とを遷移する電圧に変換して、スイッチング素子３の入力の特性に整合させている。しかし、本発明において、ヒステリシス回路６は、点Ｐ６や点Ｐ７など、他の点の電位を出力とすることもでき、各抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０の抵抗値の設定や、スイッチング素子３の選択によっては、ヒステリシス回路６の出力で直接スイッチング素子３をオン／オフすることも可能である。

本発明の一実施形態の直流モータ制御回路の回路図。 図１の直流モータ制御回路の各部の電位変化を示すグラフ。

符号の説明

１ 直流電源
２ 直流モータ
３ スイッチング素子（ＦＥＴ）
４ 分圧回路
５ 平滑回路
６ ヒステリシス回路
７ 整合回路
Ｒ１ 分圧抵抗
Ｒ２ 分圧抵抗
Ｒ３ バイパス抵抗
Ｒ５ エミッタ抵抗
ＶＲ 可変抵抗
Ｔ１ 固定電極
Ｔ２ 固定電極
Ｔ３ 可動電極
ＴＲ１ 第１のトランジスタ
ＴＲ２ 第２のトランジスタ

Claims (6)

1. 直流電源に対して直流モータと直列に接続されるスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子の両端の電圧を分圧し、その分圧比を調整可能な分圧回路と、
   前記分圧回路の出力電圧に対してヒステリシス特性をもって２つの値を遷移する電圧出力を有するように複数のトランジスタを接続して構成したヒステリシス回路とを備え、
   前記ヒステリシス回路の出力によって前記スイッチング素子をスイッチングすることを特徴とする直流モータ制御回路。
2. 前記ヒステリシス回路は、ベースに前記分圧回路の出力電圧が入力される第１のトランジスタと、
   前記第１のトランジスタがオフのときにオンされ、前記第１のトランジスタがオンのときにオフされる第２のトランジスタとを有し、
   前記第１のトランジスタおよび前記第２のトランジスタは、互いのエミッタが接続されてエミッタ抵抗を共有し、
   前記第１のトランジスタのエミッタ電流よりも前記第２のトランジスタのエミッタ電流の方が大きいことを特徴とする請求項１に記載の直流モータ制御回路。
3. 前記分圧回路は、前記スイッチング素子の両端に直列に接続した固定抵抗からなる２つの分圧抵抗と、
   ２つの固定電極の間の抵抗体を可動電極で０：１から１：０まで任意の比に分割する可変抵抗とからなり、
   前記可変抵抗は、前記両固定電極が前記スイッチング素子の両端に接続され、前記可動電極が前記分圧抵抗同士の接続点に接続されていることを特徴とする請求項１または２に記載の直流モータ制御回路。
4. 前記分圧抵抗同士の接続点と前記可動電極とを、固定抵抗からなるバイパス抵抗を介して接続したことを特徴とする請求項３に記載の直流モータ制御回路。
5. 前記ヒステリシス回路の出力を前記スイッチング素子の入力特性に整合させる整合回路をさらに有することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の直流モータ制御回路。
6. 前記整合回路は、前記直流電源の低位側の電圧を出力可能なトランジスタを含むことを特徴とする請求項５に記載の直流モータ制御回路。

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