JP3974449B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、指令電圧変更時の出力電圧応答性を改善した電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
電源電圧をそれより低い電圧に変換して出力する電源装置として、高い効率が得られるスイッチング電源装置が広く使用されている。このスイッチング電源装置は、スイッチングに伴う出力電圧の断続を平滑するために、その出力側に平滑コイルとともに平滑用として機能する出力コンデンサを設けている。
【0003】
この平滑コイルや出力コンデンサは、負荷が急変したときに出力電圧の応答を遅らせることになる。この応答遅れを改善するようにした電源装置が、例えば特開平10−98874号公報に開示されている。
【0004】
図7は、この従来の応答遅れを改善した電源装置の全体構成を概略的に示す図である。図7において、スイッチング電源部1は、電池などの電源Bの電源電圧Vinを、内部の基準電圧(図示せず)と出力電圧Voとの比較結果に応じて、スイッチングして、所定の幅のパルス出力に変換する。このパルス出力を平滑コイルLo、出力コンデンサCoにより平滑し、所定の出力電圧Voを負荷3に供給する。ダイオードDは、フライホイール用である。
【0005】
この負荷3が急激に増加して出力電圧Voが低下したときの、設定された電圧への移行の遅れを補償するために、シリーズ電源部2がスイッチング電源部1に並列に設けられている。これにより、負荷の急増によって出力電圧Voが低下した場合には、シリーズ電源部2を介して速やかに電流が供給されるから、短い遅延時間で出力電圧Voを所定値に回復することができる。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
この従来の電源装置では、一定の基準電圧で使用する場合には負荷の急激な変化にも遅滞なく応答して電圧を回復させることができるが、基準電圧を変えて出力電圧を変更可能なようにする場合には、シリーズ電源部2は電流供給能力しかないので、急速に出力電圧を低下させることはできなかった。
【0007】
この放電の時間経過を示している図8を参照すると、同図(a)のように、時点t1で基準電圧Vref1からそれより低い基準電圧Vref2に変更されると、負荷3による放電が遅いことと、平滑コイルLoによる逆起電力により、電流Ioは同図(c)のように徐々に少なくなる。出力電圧Voは同図(b)のように、変更前の出力電圧Vo1から時間をかけて緩やかに低下していく。そして、時間T2と表示されている時間の後に、変更後の基準電圧Vref2に対応した出力電圧Vo2に変わることになる。なお、同図(c)の電流波形のサイクルは出力トランジスタのスイッチング動作に対応している。
【0008】
そこで、本発明は、出力コンデンサを備えている電源装置であって、出力電圧を変更可能とした場合に、設定された出力電圧に速やかに移行できる電源装置を提供することを目的とする。
【0009】
【課題を解決するための手段】
請求項1の電源装置は、出力電圧値を設定するための指令電圧と出力電圧に応じた帰還電圧とを比較し、指令電圧に応じた出力電圧が得られるように動作する電源部と、
この電源部の出力側に接続された出力コンデンサと、
前記指令電圧と前記帰還電圧との2入力を差動増幅するとともにスルーレートが前記2入力の差が大きいほど高くなる演算増幅器と、前記出力コンデンサと並列に接続され、前記演算増幅器の出力によりオンに駆動されるスイッチとを有して、前記指令電圧の変更に前記帰還電圧が前記電源部のみの場合よりも素早く追従するように動作する出力電圧設定補助回路部と、
を備えることを特徴とする。
【0010】
この請求項1の電源装置によれば、指令電圧が低い電圧に変更された場合に、出力電圧設定補助回路部が出力コンデンサの充電電荷を、変更後の指令電圧に応じた出力電圧になるように放電する。出力コンデンサと並列にスイッチが設けられ、2入力の比較結果でそのスイッチがオンされるから、所定電圧レベルまでの放電を正確かつ容易に行える。従って、出力電圧は速やかに変更後の指令電圧に応じた電圧になる。また、オペアンプのスルーレートが2入力の差が大きいほど高くなるから、オペアンプの出力は早く立ち上がり、放電動作がより速く行われる。
【0011】
請求項2の電源装置は、請求項1に記載の電源装置において、前記2入力のいずれかを、前記指令電圧側が相対的に高くなる極性のオフセット電圧を持たせた入力とすることを特徴とする。
【0012】
この請求項2の電源装置によれば、出力電圧が指令電圧とオフセット電圧の和に達した時点で、スイッチのオフ動作が開始される。このオフセット電圧を適切に設定することにより、放電時の出力電圧のアンダーシュートを防止し、出力電圧を最短時間で所定値に設定することができる。
【0015】
請求項3の電源装置は、請求項1に記載の電源装置において、前記オペアンプは、前記2入力を差動増幅する差動増幅器と、前記2入力の差に応じて前記差動増幅器の定電流を増加させる相互コンダクタンス増幅器とを有していることを特徴とする。
【0016】
この請求項3の電源装置によれば、差動増幅器に相互コンダクタンス増幅器を付加することにより、2入力の差に応じてスルーレートを可変する比較器を実現することができる。
【0017】
請求項4の電源装置は、請求項1 乃至3のいずれかに記載の電源装置において、前記電源部はスイッチング電源部であり、その電源部の出力点は電源電圧とグランド間に直列接続された出力トランジスタの接続点であり、この接続点と前記出力コンデンサとの間に平滑コイルを有していることを特徴とする。
【0018】
この請求項4の電源装置によれば、出力電圧を高くするときにはスイッチング電源部の駆動能力が高く、出力電圧を低くするときには本発明の出力電圧設定補助回路部により平滑コイルの出力側で出力電圧を変更するので、出力電圧を高速に切り替えることができる。
【0021】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の電源装置の実施の形態について説明する。
【0022】
図1は、本発明の第1の実施の形態に係る電源装置の全体構成図であり、また、図2及び図3は、その動作を説明するための図である。
【0023】
図1において、スイッチングDC/DC電源部10は、電源電圧Vinの電源とグランド間にN型MOSトランジスタ(以下、N型トランジスタ)Q1とN型トランジスタQ2とが直列に接続されているスイッチ回路を備えている。誤差増幅器OP2は、その非反転入力端子に指令電圧Vdacが入力され、その反転入力端子に出力電圧Voまたはそれに比例した電圧がフィードバックされ、その差が増幅されて出力される。
【0024】
発振器11は、高周波(例えば数kHz〜十数kHz)の三角波信号などの発振出力を発生する。比較器Compは、発振器11の発振出力が非反転入力端子に入力され、誤差増幅器OP2の誤差出力が反転入力端子に入力されて、その比較結果を出力する。ドライバ12は、比較器Compの比較結果が入力され、その出力に応じてN型トランジスタQ1とN型トランジスタQ2とを互いに逆の状態になるようにオン・オフスイッチング制御する。
【0025】
そのスイッチ回路の出力、即ち、N型トランジスタQ1、Q2の直列接続点の出力が、平滑コイルLoと出力コンデンサCoとにより平滑される。この出力コンデンサCoの充電電圧が出力電圧Voとして、負荷30に供給される。
【0026】
出力電圧指令回路部20は、オペアンプ0P1と抵抗R1及びディジタル入力信号Dinにしたがって抵抗値が変更される抵抗R2とから構成される。オペアンプOP1の非反転入力端子に印加される基準電圧Vrefは一定値であり、ディジタル入力信号Dinを変更することにより抵抗R2の値を変えて、出力される指令電圧Vdacを変更する。
【0027】
出力電圧設定補助回路部40は、出力コンデンサCoの充電電荷を放電するための回路である。この出力電圧設定補助回路部40は、出力コンデンサCoと並列に接続されたN型トランジスタQ3と、反転出力をもつオペアンプOP3で構成される比較器と、オフセット電圧Voffのオフセット電圧源41とから構成される。オペアンプOP3の非反転入力端子には指令電圧Vdacにオフセット電圧Voffが加算された電圧が入力され、一方その反転入力端子には出力電圧Vo、即ちN型トランジスタQ3のドレイン電圧が入力される。なお、オフセット電圧源41は、反転入力端子側に逆極性で設けるようにしてもよい。
【0028】
この図1の電源装置の動作を、図2〜図3をも参照して説明する。指令回路部20からある任意の指令電圧VdacがDC/DC電源部10に入力されると、指令電圧Vdacと出力電圧Voとの差が誤差増幅器OP2でとられる。この差に応じた、発振器11の発振出力との比較結果がドライバ12に供給され、スイッチ回路のN型トランジスタQ1、Q2がオン・オフ制御される。この結果、指令電圧Vdacに応じた出力電圧Voが負荷30に供給される。指令電圧Vdacが一定の値にあるときには、負荷30の大きさが変動してもそれに追従してスイッチング制御が行われるから、常に一定の出力電圧が供給されるように動作する。
【0029】
ところで、負荷側の要求によって、指令電圧Vdacを変更することが必要になる場合がある。この場合、指令電圧Vdacが高い方向に変更される場合には、電源電圧Vinが出力電圧Voに比較して高いときにはコンデンサCoへの充電能力は高いから、比較的速やかに出力電圧を新しい指令電圧に対応させて変更することができる。なお、従来のように並列にシリーズ電源部を設ければ、高い出力電圧への移行をさらに高速にすることができる。
【0030】
しかし、指令電圧Vdacが低い方向に変更される場合には、事情が異なる。即ち、通常時には、負荷の大きさに見合った電流Ioが図1中に矢印で示す方向に流れている。出力電圧Voを指令電圧Vdacにあわせて低い値に変更するためには、出力コンデンサCoの充電電荷を放電する必要がある。
【0031】
この放電経路は、負荷30を介して放電する経路と、平滑コイルLoとN型トランジスタQ2とを介して放電する経路とがあるが、これらの放電経路の放電能力はいずれも低い。
【0032】
本発明では、出力電圧設定補助回路部40を設けて、指令電圧Vdacが高い値から低い値に変更される場合にも、出力電圧Voを変更後の指令電圧に応じた値に速やかに変更するものである。
【0033】
その動作を具体的に説明すると、指令電圧Vdac1が低い指令電圧Vdac2に変更されると、指令電圧Vdac2とオフセット電圧Voffとの加算電圧(Vdac2+Voff)より、その時点の出力電圧Vo1の方が高くなる。したがって、反転出力型のオペアンプOP3の出力はHレベルになり、N型トランジスタQ3はオンする。このN型トランジスタQ3のオンにより出力コンデンサCoの充電電荷は急速に放電されるから、出力電圧Voは、速やかに低下する。
【0034】
この動作状況を、図2をも参照して、説明する。同図(a)のように、時点t1で指令電圧Vdacが高い電圧Vdac1から低い電圧Vdac2に変更される。このときに、素早くN型トランジスタQ3がオンするから、N型トランジスタQ3のオン抵抗が負荷30の抵抗に比べてかなり小さい場合には、同図(c)のように、図1に示す電流Ioは瞬間的に逆方向に大きく流れる。この電流Ioの経路には、平滑コイルLoのような電流の変化を妨げるものはなく、かつその経路は負荷に比べてインピーダンスが低いから、出力コンデンサCoの充電電荷は速やかに放電される。
【0035】
そして、出力電圧Voが、加算電圧(Vdac2+Voff)に等しくなった時点で、オペアンプOP3の出力はLレベルに戻るから、N型トランジスタQ3はオフし、その放電は終了する。
【0036】
したがって、出力電圧Voは従来に比べて数分の1〜数十分の1程度の短い時間T1(T1≪T2)で、変更前の出力電圧Vo1から、変更後の指令電圧Vdac2に応じた出力電圧Vo2に変更される。
【0037】
また、オフセット電圧Voffは、その放電終了時のオペアンプOP3やN型トランジスタQ3の動作遅延時間に見合った、微少な電圧値に設定されている。
【0038】
このオフセット電圧Voffを設けない場合には、オペアンプOP3やN型トランジスタQ3の動作遅延によって、図3(b)に示されるように、出力電圧Voは目標値Vo2より一旦小さくなり、その後目標値Vo2に向かって再上昇する、いわゆるアンダーシュート現象が発生してしまう。この場合には、再上昇に伴う余分な時間を要するから、出力電圧Voが目標値Vo2に達するのにやや長い時間T1u(T1<T1u<T2)が掛かってしまう。
【0039】
これに対して、オフセット電圧源41を設け、そのオフセット電圧Voffを、オペアンプOP3やN型トランジスタQ3の動作遅延時間を考慮した電圧値に設定することにより、図2(b)や図3(a)のように、アンダーシュート現象の発生を避けて、極めて短い時間T1で変更後の指令電圧Vdac2に応じた出力電圧Vo2が得られる。
【0040】
次に、図4は、本発明の第2の実施の形態に係る、スルーレートを可変にしたオペアンプOP3の構成を示す図であり、図5は、図4のオペアンプに用いられる相互コンダクタンス増幅器(以下、gmアンプ)の構成を示す図である。また、図6は、図4のオペアンプを用いた場合の、動作を説明するための図である。
【0041】
図4において、オペアンプOP3は、差動増幅器42とgmアンプ44とを有している。差動増幅器42は、加算電圧(Vdac+Voff)と出力電圧Voが入力され、それらの差電圧を増幅して出力する。その差動増幅器42の一構成例は、図に示されるように、それぞれ直列接続された抵抗R3とNPN型バイポーラトランジスタ(以下、NPNトランジスタ)Q4及び抵抗R4とNPNトランジスタQ5とが並列に接続され、これに直列に定電流Icomの定電流源43がグランドとの間に接続されている。そして、一方のNPNトランジスタQ4のベースに加算電圧(Vdac+Voff)が供給され、他方のNPNトランジスタQ5のベースに出力電圧Voが供給される。
【0042】
gmアンプ44は、加算電圧(Vdac+Voff)と出力電圧Voが入力され、それらの差電圧|(Vdac+Voff)−Vo|に比例した電流Igを出力する。この電流Igは、差動増幅器42の定電流Icomを、見かけ上増加させるように動作する。これにより、オペアンプOP3への入力電圧差によって出力電流能力を変化させて、そのスルーレートを変化させる。
【0043】
このgmアンプ44の一構成例が、図5に示されている。この例では、定電流源I51、I52、I53、I54、NPNトランジスタQ51、Q52、Q57、Q58、Q59、Q60、PNP型バイポーラトランジスタQ53、Q54、Q55、Q56、及び抵抗R51により、図のように構成される。
【0044】
この図5のgmアンプでは、加算電圧(Vdac+Voff)と出力電圧Voの、高い方の電圧が抵抗R51の一端(NPNトランジスタQ51のエミッタ側)に発生し、低い方の電圧が抵抗R51の他端に発生する。その結果、電流Igは、差電圧|(Vdac+Voff)−Vo|を抵抗R51の抵抗値で除算した値にほぼ比例した大きさになる。
【0045】
このスルーレート可変のオペアンプOP3を用いた電源装置の動作を、図6をも参照して説明する。なお、図6では、説明を簡単にするために、オフセット電圧Voffを省略している。
【0046】
まず、高い第1指令電圧Vdac1に応じた高い第1出力電圧Vo1が出力されている第1状態から、図6(a)のように、指令電圧Vdacが低い第2指令電圧Vdac2に変更されることを想定する。この場合には、変更後の第2指令電圧Vdac2とその時点での第1出力電圧Vo1との差電圧(Vdac2−Vo1)が、差動増幅器42で増幅される。
【0047】
このとき、差動増幅器42は、定電流Icomに、その差電圧に応じたgmアンプ44の電流Igを加えた電流により動作する。差電圧(Vdac2−Vo1)が小さい場合には、小さい電流Igが加算され、したがって、それに応じた低いスルーレートで動作する。この場合、出力電圧Voは、図6(b)に示されるように、第1出力電圧Voからある時間T3経過後に第2出力電圧Vo2に変化する。
【0048】
つぎに、同じく第1状態から、図6(a)のように、指令電圧Vdacがさらに低い第3指令電圧Vdac3(即ち、Vdac3<Vdac2)に変更されることを想定する。この場合にもやはり、変更後の第3指令電圧Vdac3とその時点での第1出力電圧Vo1との差電圧(Vdac3−Vo1)が、差動増幅器42で増幅される。
【0049】
このとき、差電圧は大きいから、差動増幅器42には、その差電圧に応じて大きくなった電流Igが定電流Icomに加えられ、比較器OP3は大きな電流により動作する。したがって、比較器OP3は、大きな差電圧(Vdac3−Vo1)に応じて、高いスルーレートで動作する。これにより、指令電圧の変化幅が大きくても、出力電圧Voは、図6(b)に示されるように、第1出力電圧Voから第3出力電圧Vo3に、同程度の時間T3の経過後に変化する。
【0050】
このように、差動増幅器42にgmアンプ44を付加することにより、比較器OP3のスルーレートが2入力の差が大きいほど高くなるから、比較器出力は早く立ち上がり、放電動作がより速く行われる。
【0051】
【発明の効果】
請求項1の電源装置によれば、指令電圧が低い電圧に変更された場合に、出力電圧設定補助回路部が出力コンデンサの充電電荷を、変更後の指令電圧に応じた出力電圧になるように放電する。出力コンデンサと並列にスイッチが設けられ、2入力の比較結果でそのスイッチがオンされるから、所定電圧レベルまでの放電を正確かつ容易に行える。従って、出力電圧は速やかに変更後の指令電圧に応じた電圧になる。また、オペアンプのスルーレートが2入力の差が大きいほど高くなるから、オペアンプの出力は早く立ち上がり、放電動作がより速く行われる。
【0052】
請求項2の電源装置によれば、出力電圧が指令電圧とオフセット電圧の和に達した時点で、スイッチのオフ動作が開始される。このオフセット電圧を適切に設定することにより、放電時の出力電圧のアンダーシュートを防止し、出力電圧を最短時間で所定値に設定することができる。
【0054】
請求項3の電源装置によれば、差動増幅器に相互コンダクタンス増幅器を付加することにより、2入力の差に応じてスルーレートを可変する比較器を実現することができる。
【0055】
請求項4の電源装置によれば、出力電圧を高くするときにはスイッチング電源部の駆動能力が高く、出力電圧を低くするときには本発明の出力電圧設定補助回路部により平滑コイルの出力側で出力電圧を変更するので、出力電圧を高速に切り替えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施の形態に係る電源装置の全体構成図。
【図2】図1の電源装置の動作特性図。
【図3】図1の電源装置のオフセット電圧の作用を説明する図。
【図4】本発明の第2の実施の形態に係る、スルーレートを可変にしたオペアンプの構成を示す図。
【図5】図4のオペアンプに用いられるgmアンプの構成を示す図。
【図6】図4のオペアンプを用いた場合の電源装置の動作特性図。
【図7】従来の応答遅れを改善した電源装置の全体構成を概略的に示す図。
【図8】従来の電源装置の動作特性図。
【符号の説明】
10 スイッチング電源部
11 発振器
12 ドライバ
OP2 誤差増幅器
Comp 比較器
20 出力電圧指令回路部(DAC)
Vdac 指令電圧
Din ディジタル入力信号
Vref 基準電圧
OP1 オペアンプ
R1〜R2 抵抗器
Lo 平滑コイル
Co 出力コンデンサ
Vin 電源電圧
Vo 出力電圧
Io 電流
30 負荷
40 出力電圧設定補助回路部
41 オフセット電圧源
Voff オフセット電圧
OP3 オペアンプ
Q1〜Q5、Q51〜Q60 トランジスタ
Icom、I51〜I54 定電流源
Claims (4)
- 出力電圧値を設定するための指令電圧と出力電圧に応じた帰還電圧とを比較し、指令電圧に応じた出力電圧が得られるように動作する電源部と、
この電源部の出力側に接続された出力コンデンサと、
前記指令電圧と前記帰還電圧との2入力を差動増幅するとともにスルーレートが前記2入力の差が大きいほど高くなる演算増幅器と、前記出力コンデンサと並列に接続され、前記演算増幅器の出力によりオンに駆動されるスイッチとを有して、前記指令電圧の変更に前記帰還電圧が前記電源部のみの場合よりも素早く追従するように動作する出力電圧設定補助回路部と、
を備えることを特徴とする電源装置。 - 前記2入力のいずれかを、前記指令電圧側が相対的に高くなる極性のオフセット電圧を持たせた入力とすることを特徴とする、請求項1に記載の電源装置。
- 前記演算増幅器は、前記2入力を差動増幅する差動増幅器と、前記2入力の差に応じて前記差動増幅器の定電流を増加させる相互コンダクタンス増幅器とを有していることを特徴とする、請求項1に記載の電源装置。
- 前記電源部はスイッチング電源部であり、その電源部の出力点は電源電圧とグランド間に直列接続された出力トランジスタの接続点であり、この接続点と前記出力コンデンサとの間に平滑コイルを有していることを特徴とする、請求項1 乃至3のいずれかに記載の電源装置。
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